JP3630581B2 - 拡散変調信号受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、拡散変調信号受信装置に係わり、特に、ベースバンド拡散変調信号を参照信号で除算して得られた正規化信号に含まれる雑音成分を、周波数領域における窓関数の利用によって除去し、正規化信号中の主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能で分離判別することを可能にした拡散変調信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、移動体追尾方式は、所定領域内を適宜移動する移動体の現在位置を電波を利用して追尾するものであって、移動体が電波を送信する送信機を携帯し、送信機から放射された電波を受信する複数のアンテナを備えた基地局を所要領域の近傍に配置したものである。そして、基地局は、受信電波に含まれる複数の信号成分から最も早く到達する主信号成分を抽出し、主信号成分の到来方向等を解析することによって、移動体の現在位置を知ることができるものである。
【０００３】
この移動体追尾方式においては、移動体が携帯する送信機と基地局との間で送受信する信号変調方式に種々の信号変調方式が採用されているが、その信号変調方式の中の１つにＰＮ符号を用いた拡散変調方式がある。
【０００４】
ところで、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式は、通常、送信側において、送信データによりＰＳＫ（位相シフトキーイング）等の１次変調信号を形成した後、１次変調信号にＰＮ（疑似ランダムノイズ）符号を乗算してベースバンド拡散変調信号（２次変調信号）を形成し、さらに、ベースバンド拡散変調信号を周波数変換手段により送信信号に周波数変換し、信号電波として送信するものである。また、受信側において、アンテナで受信した信号電波を周波数変換手段に供給してベースバンド拡散変調信号を抽出し、得られたベースバンド拡散変調信号と送信側で乗算したＰＮ符号と同じ符号との積和をとった相関信号を得た後、この相関信号を参照し、相関値が最大となる時間においてデータを判別するというＰＳＫ復調を行えば、送信データに対応した受信データを再生することができる。
【０００５】
図２６（イ）乃至（ニ）は、前記既知のＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号波形の一例を示す信号波形図であって、（イ）は１次変調（ＰＳＫ）信号、（ロ）はＰＮ符号、（ハ）は１次変調（ＰＳＫ）信号とＰＮ符号を乗算して得られる拡散変調信号、（ニ）は周波数帯域が制限された拡散変調信号の各波形を示すものである。
【０００６】
図２６（イ）、（ロ）に示されるように、１次変調（ＰＳＫ）信号とＰＮ符号との関係は、１次変調（ＰＳＫ）信号のそれぞれのビット間隔ＴにＰＮ符号の複数のチップ間隔Ｔｃを割り当てているもので、通常、Ｔ≫Ｔｃになるように選ばれる。
【０００７】
次に、図２７は、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号の周波数スペクトラムを示す特性図である。
【０００８】
図２７において、曲線（ａ）は１次変調（ＰＳＫ）信号の周波数スペクトラム、曲線（ｂ）は拡散変調信号の周波数スペクトラム、（ｃ）は周波数帯域が制限された拡散変調信号の周波数スペクトラムをそれぞれ示す。
【０００９】
図２７の曲線（ａ）、（ｂ）に示されるように、１次変調（ＰＳＫ）信号と拡散変調信号との周波数スペクトラム分布関係を見た場合、１次変調（ＰＳＫ）信号の周波数スペクトラムは比較的狭い周波数範囲に集中分布しているのに対し、拡散変調信号の周波数スペクトラムは広い周波数範囲にわたって分布している。
【００１０】
なお、拡散変調信号の周波数スペクトラムがその周波数に隣接する他の信号に対して妨害を与えるときは、曲線（ｂ）に示す周波数スペクトラムを曲線（ｃ）に示す周波数スペクトラムに周波数帯域の制限を行う。そして、周波数帯域が制限された拡散変調信号は、図２６（ニ）に示されるように、信号振幅の変化が滑らかな信号波形になる。
【００１１】
次いで、図１２は、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式を移動体追尾方式に適用した既に開発されている拡散変調信号受信装置の一例の要部構成を示すブロック図であって、本発明の先行技術に該当するものである。
【００１２】
図１２に図示の拡散変調信号受信装置は、１系統のアンテナで受信した信号を処理し、主信号成分と遅延信号成分とに分離する構成部分を示しているものである。そして、基地局は、通常、複数系統のアンテナを配置した構成を採用しているので、複数系統のアンテナのそれぞれに対して同じ構成の拡散変調信号受信装置が用いられる。
【００１３】
図１２に示されるように、先行技術に係る拡散変調信号受信装置は、受信部３１と、第１フーリエ変換部３２と、第１フィルタ手段３３と、参照信号発生部３４と、第２フーリエ変換部３５と、第２フィルタ手段３６と、除算部３７と、フィルタ部３８と、高分解能信号処理部３９と、制御部４０と、アンテナ４１と、信号出力端子４２とからなっている。受信部３１は、ベースバンド信号発生部４３と、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換部４４と、メモリ４５とからなっている。また、フィルタ部３８は、周波数窓乗算部４６と、フーリエ変換部４７と、雑音除去部４８と、信号波形補正部４９と、逆フーリエ変換部５０と、周波数窓除算部５１とからなっている。
【００１４】
この場合、高分解能信号処理部３９は、多重遅延信号を高い時間分解能で分離する信号処理部であって、例えば、Ｒ、Ｏ、Ｓｃｈｍｉｄｔによる「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｅｍｉｔｔｅｒ ｌｏｃａｔｉｏｎ ａｎｄ ｓｉｇｎａｌ ｐａｒａｍｅｔｅｒ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ］（ＩＥＥＥ、ｖｏｌ．ＡＰ−３４、ｎｏ．３、ｐｐ２７６−２８０、１９８６年３月）に開示されている「マルチプル・シグナル・クラシフィケーション（ＭＵＳＩＣ）」法による高分解能信号処理が用いられる。また、受信部３１のベースバンド信号発生部４３は、アンテナ４１で受信した信号電波を、周波数変換手段及び信号フィルタ手段を用いてベースバンド拡散変調信号に変換するものである。
【００１５】
そして、受信部３１は、入力端がアンテナ４１に接続され、出力端が第１フーリエ変換部３２の入力端に接続される。第１フィルタ手段３３は、入力端が第１フーリエ変換部３２の出力端に接続され、出力端が除算部３７の第１入力端に接続される。参照信号発生部３４は、出力端が第２フーリエ変換部３５の入力端に接続される。第２フィルタ手段３６は、入力端が第２フーリエ変換部３５の出力端に接続され、出力端が除算部３７の第２入力端に接続される。フィルタ部３８は、入力端が除算部３７の出力端に接続され、出力端が高分解能信号処理部３９の入力端に接続される。高分解能信号処理部３９は、出力端が信号出力端子４２に接続される。制御部４０は、受信部３１、第１フーリエ変換部３２、参照信号発生部３４、第２フーリエ変換部３５、除算部３７、フィルタ部３８、高分解能信号処理部３９に各々接続される。
【００１６】
また、受信部３１において、ベースバンド信号発生部４３は、入力端が受信部３１の入力端に接続され、出力端がＡ／Ｄ変換部４４の入力端に接続される。メモリ４５は、入力端がＡ／Ｄ変換部４４の出力端に接続され、出力端が受信部３１の出力端に接続される。フィルタ部３８において、周波数窓乗算部４６は、入力端がフィルタ部３８の入力端に接続され、出力端がフーリエ変換部４７の入力端に接続される。雑音除去部４８は、入力端がフーリエ変換部４７の出力端に接続され、出力端が信号波形補正部４９の入力端に接続される。逆フーリエ変換部５０は、入力端が信号波形補正部４９の出力端に接続され、出力端が周波数窓除算部５１に接続される。周波数窓除算部５１は、出力端がフィルタ部３８の出力端に接続される。
【００１７】
ここで、図２１は、この種の拡散変調信号受信装置において、送信側で用いられるＰＮ符号の一例を示す信号波形図である。また、図２２は、同拡散変調信号受信装置において、受信部３１から出力されるベースバンド拡散変調信号の一例を示す信号波形図である。なお、この例では、受信部１から出力されるベースバンド拡散変調信号が主信号成分と、主信号成分に対して時間的に０．３１チップ（０．３１Ｔｃ）だけ遅延した遅延信号成分の２つの信号波を含み、さらに雑音も含んでいるものとしている。図２３は、図２２に図示されたベースバンド拡散変調信号を、第１フーリエ変換部３２でフーリエ変換した後に得られる変換信号（周波数領域受信信号）の周波数特性の一例を示す特性図であり、図２４は、参照信号発生部３４が出力する参照信号の一例を示す信号波形図であり、図２５は、図２４に図示された参照信号を、第２フーリエ変換部３５でフーリエ変換した後に得られる変換信号（周波数領域参照信号）の周波数特性の一例を示す特性図である。
【００１８】
続く、図１３は、除算部３７から出力される周波数領域の正規化信号の一例を示す特性図であり、図１４は、周波数窓乗算部４６で乗算される周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図１５は、周波数窓乗算部４６から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図１６は、雑音除去部４８及び信号波形補正部４８により雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。さらに、図１７は、逆フーリエ変換部５０から出力された雑音除去後の周波数領域の正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図１８は、周波数窓除算部５１で用いられる周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図１９は、周波数窓除算部５１から出力された雑音除去後の正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図２０は、高分解能信号処理部３９が雑音成分除去後の正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図である。
【００１９】
前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置の概略の動作を、図１３乃至図２５及び図２７を用いて説明すると、次のとおりである。
【００２０】
送信機側においては、送信データを図２１に示されるようなＰＮ符号によって拡散変調し、図２７（ｂ）に示されるような周波数帯域を持つ拡散変調信号を形成し、この拡散変調信号を周波数帯域の制限をして図２７（ｃ）に示されるような狭い周波数帯域を持つ拡散変調信号を形成した後、周波数変換を行って送信信号に変換し、この送信信号が信号電波として送信機から送信される。
【００２１】
拡散変調信号受信装置側においては、送信機から送信された信号電波をアンテナ４１で捉え、受信信号として受信部３１に供給される。受信部３１は、ベースバンド信号発生部４３が受信信号の増幅及び周波数変換等の処理を行ってアナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号を形成し、Ａ／Ｄ変換部４４に供給する。Ａ／Ｄ変換部４４は、アナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号をアナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）し、図２２に示されるようなディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号に変換し、得られたディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号は、メモリ４５に一時的に記憶される。
【００２２】
次に、メモリ４５から読み出されたベースバンド拡散変調信号は、第１フーリエ変換部３２でフーリエ変換され、図２３に示されるような周波数領域受信信号が形成され、第１フィルタ手段３３に供給される。第１フィルタ手段３３は、周波数通過帯域幅がベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄに等しくなるように、すなわち、周波数通過帯域が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるように構成されているもので、周波数領域受信信号は、第１フィルタ手段３３で周波数帯域Ｄ内にある周波数領域受信信号が抽出され、除算部３７の第１入力端に供給される。
【００２３】
一方、参照信号発生部３４から出力される図２４に示されるような参照信号は、第２フーリエ変換部３５でフーリエ変換され、図２５に示されるような周波数領域参照信号が形成され、第２フィルタ手段３６に供給される。第２フィルタ手段３６は、周波数通過帯域幅がベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄに等しくなるように、すなわち、周波数通過帯域が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるように構成されているもので、周波数領域参照信号は、第２フィルタ手段３６で周波数帯域Ｄ内にある周波数領域参照信号が抽出され、除算部３７の第２入力端に供給される。この場合、参照信号発生部３４が発生する参照信号は、図２１に示されるようなＰＮ符号の周波数帯域を制限した信号波形と同じものである。
【００２４】
除算部３７は、第１フィルタ手段３３から供給された周波数領域受信信号を、第２フィルタ手段３６から供給された周波数領域参照信号で割ることによって各周波数成分の比を算出し、図１３に示されるような有効帯域幅Ａを有する周波数領域の正規化信号、すなわち、周波数帯域がベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄと同じ−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内（Ａ＝Ｄ）にある正規化信号を発生し、フィルタ部３８に供給される。
【００２５】
フィルタ部３８は、周波数窓乗算部４６において、供給された正規化信号にハニング窓を周波数窓関数として乗算して周波数窓乗算正規化信号を形成し、フーリエ変換部４７に供給する。この場合、ハニング窓の周波数特性は、図１４に示されるように帯域幅がＣで、有効帯域幅がＢのもの、すなわち、帯域幅Ｃが−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあり、有効帯域幅Ｂが略−０．３／Ｔｃから０．３／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。また、周波数窓乗算正規化信号は、図１５に示されるように周波数窓の乗算前における正規化信号の帯域幅（有効帯域幅）Ａと同じ帯域幅、すなわち、帯域幅が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。
【００２６】
次に、フーリエ変換部４７は、供給された周波数窓乗算正規化信号をフーリエ変換し、図１６に黒色菱形で図示の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に変換し、雑音除去部４８に供給する。この場合、時間領域正規化信号は、振幅の突出した領域内に主信号成分と遅延信号成分とを含んでおり、振幅の略平坦な領域内に雑音成分だけを含んでいるものである。
【００２７】
次いで、雑音除去部４８は、供給された図１６の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に対して、その平均雑音成分レベルＬＭ よりもマージンＭだけ大きいスレッシュホールドレベルＬＴ が設定されており、このスレッシュホールドレベルＬＴ を用い、スレッシュホールドレベルＬＴ よりも大きい時間領域正規化信号を抽出するとともに、スレッシュホールドレベルＬＴ 以下の雑音成分を除去し、抽出した時間領域正規化信号を信号波形補正部４９に供給する。
【００２８】
続いて、信号波形補正部４９は、雑音成分を除去した時間領域正規化信号の裾部分を補正し、図１６に白色菱形で図示の曲線（ｂ）に示されるような時間領域正規化信号を再生して逆フーリエ変換部５０に供給される。時間領域正規化信号の裾部分の補正は、主信号成分と遅延信号成分とが時間的に近接している場合、時間領域正規化信号を、周波数窓乗算部４６で用いている周波数窓をフーリエ変換した窓スペクトラムで近似できることを利用しているものである。この場合、抽出した時間領域正規化信号における中心時間の左右両側の時間領域に対して、ハニング窓のスペクトラムを当て嵌め、近似曲線を形成する。次に、近似されたハニング窓のスペクトラムの裾部分の領域において、サンプル点毎に時間窓の値を計算し、裾部分の領域を補正する。
【００２９】
続く、逆フーリエ変換部５０は、供給された時間領域正規化信号を逆フーリエ変換し、図１７に示されるような雑音成分を除去した周波数領域正規化信号を形成し、周波数窓除算部５１に供給する。この場合、得られる周波数領域正規化信号は、周波数窓の乗算前における正規化信号の帯域幅（有効帯域幅）Ａと同じ帯域幅を有するもの、すなわち、帯域幅が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。
【００３０】
次いで、周波数窓除算部５１において、供給された周波数領域正規化信号を図１４に示されるようなハニング窓の周波数窓で割り、図１９に示されるようにニング窓の影響を補正した周波数領域正規化信号を形成する。これは、いいかえると、図１８に示されるようなハニング窓の周波数特性と逆の特性を持つ周波数窓を乗算するのと同じである。このようにして得られた周波数領域正規化信号をフィルタ部３８から高分解能信号処理部３９に供給する。この場合、図１８に示されるハニング窓の周波数特性の逆特性は、帯域幅がＣで、有効帯域幅がＢのもの、すなわち、帯域幅Ｃが−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあり、有効帯域幅Ｂが略−０．３／Ｔｃから０．３／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。ここで、周波数窓除算部５１において、図１８に図示の有効帯域幅Ｂ以外の窓関数値を乗算すると、周波数領域正規化信号には演算誤差が多く含まれ、また乗算によりオーバーフローを発生することがある。そこで、周波数領域正規化信号を算出するときに、例外処理として、図１８に図示の有効帯域幅Ｂ以外の窓関数値を無効とし、無効領域に該当する周波数領域正規化信号を出力しないようにする。この結果、周波数窓除算部５１から出力される周波数領域正規化信号は、有効帯域幅Ｂを有するものである。
【００３１】
さらに、高分解能信号処理部３９は、供給された周波数領域正規化信号を高分解能処理手段、例えば、ＭＵＳＩＣ法を用いて高い時間分解能によって処理し、周波数領域正規化信号に含まれている主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する。この分離判別処理によって、高分解能信号処理部３９は、図２０の曲線（ａ）に示されるような相関計量信号を発生する。このとき、相関計量信号からは、図２０の曲線（ａ）に図示されるように、一部に所定値以上の相関計量値を有する時間領域が１箇所あることが観測されるもので、その時間領域の近傍を拡大表示しても、図２０の曲線（ｂ）に示されるように、相関計量値のピークが１つであるので、到来波信号の数が１つであると判別される。
【００３２】
なお、図示していないが、送信機を携帯している移動体の現在位置を求めるためには、次のような動作過程を経て求めることができる。
【００３３】
基地局に設けられた複数系統のアンテナのそれぞれに個別に結合された複数の拡散変調信号受信装置は、移動体から送信される信号電波を受信し、信号電波の受信によって得られた前述の相関計量信号が信号出力端子４２から出力されたとき、この相関計量信号を参照して、相関計量値が一定以上あり、かつ、一定以上の相関計量値の中のピーク値が得られる時刻を探索することにより、主信号成分及び遅延信号成分の各到来遅延時間を算出する。続いて、メモリ４５に記憶されているベースバンド拡散変調信号に対して、到来遅延時間に起因する信号位相の変化分を補正し、主信号成分を抽出する。複数系統のアンテナ毎に各拡散変調信号受信装置で得られる主信号成分は、基地局のアンテナの配置と信号電波の到来方向に依存するので、各拡散変調信号受信装置で得られる主信号成分の振幅・位相を比較し、主信号成分のみを含んだ信号電波の到来方向を算出する。このような算出処理を行うことによって、主信号成分のみを含んだ信号電波を送信する移動体の現在位置が求められる。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置においては、フィルタ部３８の周波数窓乗算部４６において、除算部３７から出力された正規化信号に周波数窓（ハニング窓）を乗算し、また、周波数窓除算部５１において、前に乗算した周波数窓（ハニング窓）の影響を補正するために、逆フーリエ変換部５０から出力された周波数領域正規化信号を周波数窓（ハニング窓）で除算している。そして、この周波数窓（ハニング窓）による除算時に、周波数窓（ハニング窓）のすそ部の領域では周波数領域正規化信号が小さい値の周波数窓値で除算され、有限語長で演算する場合に誤差が発生するので、周波数窓除算部５１から出力される周波数領域正規化信号は、周波数窓（ハニング窓）のすそ部を除いた周波数領域、すなわち、周波数窓（ハニング窓）の有効帯域幅Ｂにおいてのみ有効な信号になる。この場合、有効帯域幅Ｂは、周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃに対して、Ｃ＞Ｂの関係があり、演算時の有限語長に依存したものである。
【００３５】
また、前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置においては、除算部３７から出力された正規化信号の周波数帯域幅Ａを、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄや第１フィルタ手段３３の通過帯域幅または第２フィルタ手段３６の通過帯域幅と同じ帯域幅になるように選び、また、帯域幅Ａを、周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃに等しく（Ａ＝Ｃ）なるように選んでいるので、除算部３７から出力された正規化信号をフィルタ部３８において雑音除去する場合に、雑音除去した後の周波数領域正規化信号の帯域幅が前述のように周波数窓（ハニング窓）の有効帯域幅Ｂ（Ｂ＜Ａ＝Ｃ）になり、高分解能信号処理部３９に入力される周波数領域正規化信号の帯域幅が除算部３７から出力された正規化信号の帯域幅に比べてかなり減少したものになる。
【００３６】
このように、前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置においては、高分解能信号処理部３９に入力される周波数領域正規化信号の帯域幅が減少したものであるため、高分解能信号処理部３９において時間的に近接した複数の信号を分離することが難しくなり、図２０に示されるように、主信号成分と遅延信号成分との正確な分離を行うことができないことがある。
【００３７】
本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、正規化信号に対して窓関数の乗除算を行い、正規化信号中の雑音成分を時間領域で除去する際に、窓関数の乗除算時による正規化信号の無効分をなくすことにより、高分解能信号処理部で主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能で正確に分離判別可能にした拡散変調信号受信装置を提供することにある。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明による拡散変調信号受信装置は、第１及び第２フィルタ手段によって帯域幅を制限したベースバンド拡散変調信号及び参照信号を周波数除算部に供給し、周波数除算部から出力されるベースバンド拡散変調信号を参照信号で除算した周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、第３フィルタ手段を用いた周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行っているものであって、第１及び第２フィルタ手段が周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより広い帯域幅Ｃを有し、第３フィルタ手段が正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を有する手段を具備している。
【００３９】
前記手段によれば、第１及び第２フィルタ手段において、それらの帯域幅Ｃを周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも広くなるように選ぶことにより、除算部から出力される周波数領域正規化信号が若干の無効帯域の信号を含む帯域幅Ｃに等しくし、フィルタ部において、供給された帯域幅Ｃの周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持つ第３フィルタ手段による周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行って、雑音成分や不要な成分を含まない周波数領域正規化信号を形成している。ここで、窓関数の帯域幅は前述の帯域幅Ｃと同じである。このようにして得られた周波数領域正規化信号の帯域幅はその有効帯域幅Ａに等しいものになるので、高分解能信号処理部における分解能を向上させることができるだけでなく、雑音成分や不要な成分の影響を受けずに、かつ、窓関数の乗除算時における周波数領域正規化信号の無効分を含まない状態で、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能によって極めて正確に分離判別することができる。
【００４０】
ここで、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと第１及び第２フィルタ手段の帯域幅Ｃとの関係を見ると、帯域幅Ｃを順次拡げて行った場合、フィルタ部に周波数領域正規化信号の無効帯域の信号成分が必要以上に取り込まれるので、結果的に高分解能信号処理部における到来信号の分離検出精度が低下するようになる。一方、帯域幅Ｃを順次狭めて行った場合、フィルタ部から出力される周波数領域正規化信号の有効周波数帯域が狭くなってしまうので、この場合にも高分解能信号処理部における到来信号の分離検出精度が低下する。
【００４１】
このように、帯域幅Ｃは、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに対して適当な範囲内にあるように、すなわち、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選んでいる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態において、拡散変調信号受信装置は、ＰＮ符号で拡散変調した拡散変調信号を含む電波を受信し、ベースバンド拡散変調信号を発生する受信部と、ＰＮ符号と相関がある参照信号を発生する参照信号発生部と、ベースバンド拡散変調信号及び参照信号をフーリエ変換する第１及び第２フーリエ変換部と、フーリエ変換したベースバンド拡散変調信号及び参照信号の帯域幅を制限する第１及び第２フィルタ手段と、第１フィルタ手段から出力されるベースバンド拡散変調信号を第２フィルタ手段から出力された参照信号で除算して正規化信号を発生する除算部と、第３フィルタ手段を含み、正規化信号に重畳した雑音成分を除去するフィルタ部と、正規化信号中の主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する高分解能信号処理部とを備え、フィルタ部は、正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、第３フィルタ手段を用いた周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行うものであり、第１及び第２フィルタ手段は、正規化信号の有効帯域幅よりも広い帯域幅を有し、第３フィルタ手段は、正規化信号の有効帯域幅に等しい帯域幅を有しているものである。
【００４３】
本発明の実施の形態の好適例において、拡散変調信号受信装置は、正規化信号の有効帯域幅をＡ、窓関数における周波数窓の有効帯域幅をＢ、窓関数における周波数窓の帯域幅をＣとしたとき、各帯域幅Ａ、Ｂ、Ｃの間に、Ｃ＞Ｂ≧Ａの関係を有し、かつ、両帯域幅Ａ、Ｃの比（Ａ／Ｃ）が、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択されているものである。
【００４４】
本発明の実施の形態の一具体例において、拡散変調信号受信装置は、第１及び第２フィルタ手段が周波数窓の帯域幅Ｃに等しい通過帯域幅を有しているものである。
【００４５】
これらの本発明の実施の形態によれば、第１及び第２フィルタ手段における通過帯域幅Ｃを周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも若干広くなるように選び、帯域幅Ｃのベースバンド拡散変調信号と帯域幅Ｃの参照信号を除算部に供給し、除算部から出力される周波数領域正規化信号中に若干の無効帯域の信号を含む帯域幅Ｃにしており、また、フィルタ部においては、供給された帯域幅Ｃの周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持つ第３フィルタ手段による周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行い、雑音成分や不要な成分を含まない周波数領域正規化信号を得ている。得られた周波数領域正規化信号の帯域幅は、第３フィルタ手段の通過帯域幅によって規制された周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しいものになり、有効帯域幅Ａの周波数領域正規化信号として高分解能信号処理部に供給される。このように、高分解能信号処理部においては、供給される周波数領域正規化信号の帯域幅が広くなったため分解能を向上させることができるだけでなく、雑音成分や不要な成分の影響を受けることがなく、かつ、窓関数の乗除算時において発生する正規化信号の無効帯域信号成分を含まない有効帯域幅Ａの周波数領域正規化信号が供給されるため、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能によって正確に分離判別することが可能になる。
【００４６】
この場合、本発明の実施の形態において、正規化信号の有効帯域幅Ａ、窓関数における周波数窓の有効帯域幅Ｂ、窓関数における周波数窓の帯域幅との間において、Ｃ＞Ｂ≧Ａ、かつ、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択した場合、高分解能信号処理部における主信号成分と遅延信号成分とを高い分離検出精度によって極めて正確に分離判別することが可能になる。
【００４７】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
【００４８】
図１は、本発明による拡散変調信号受信装置の一実施例の構成を示すブロック図であって、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式を移動体追尾方式に適用した拡散変調信号受信装置における受信信号の主信号成分と遅延信号成分とに分離するのに必要な要部構成の一例を示すものである。
【００４９】
この場合、図１に図示された拡散変調信号受信装置は、基地局における１系統のアンテナに対応した構成部分を示すものであり、実際には、基地局に複数系統のアンテナが立設され、各系統のアンテナに対してそれぞれ個別に拡散変調信号受信装置が用いられる。
【００５０】
図１に示されるように、本実施例の拡散変調信号受信装置は、受信部１と、第１フーリエ変換部２と、第１フィルタ手段３と、参照信号発生部４と、第２フーリエ変換部５と、第２フィルタ手段６と、除算部７と、フィルタ部８と、高分解能信号処理部９と、制御部１０と、アンテナ１１と、信号出力端子１２とからなっている。また、受信部１は、ベースバンド信号発生部１３と、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換部１４と、メモリ１５とを備えており、フィルタ部８は、周波数窓乗算部１６と、フーリエ変換部１７と、雑音除去部１８と、信号波形補正部１９と、逆フーリエ変換部２０と、第３フィルタ手段２１と、周波数窓除算部２２とを備えている。
【００５１】
そして、受信部１は、入力端がアンテナ１１に接続され、出力端が第１フーリエ変換部２の入力端に接続されている。第１フィルタ手段３は、入力端が第１フーリエ変換部２の出力端に接続され、出力端が除算部７の第１入力端に接続されている。参照信号発生部４は、出力端が第２フーリエ変換部５の入力端に接続されている。第２フィルタ手段６は、入力端が第２フーリエ変換部５の出力端に接続され、出力端が除算部７の第２入力端に接続されている。
【００５２】
フィルタ部８は、入力端が除算部７の出力端に接続され、出力端が高分解能信号処理部９の入力端に接続されている。高分解能信号処理部９は、出力端が信号出力端子１２に接続されている。制御部１０は、受信部１、第１フーリエ変換部２、参照信号発生部４、第２フーリエ変換部５、除算部７、フィルタ部８、高分解能信号処理部９にそれぞれ接続されている。
【００５３】
受信部１において、ベースバンド信号発生部１３は、入力端が受信部１の入力端に接続され、出力端がＡ／Ｄ変換部１４の入力端に接続されている。メモリ１５は、入力端がＡ／Ｄ変換部１４の出力端に接続され、出力端が受信部１の出力端に接続されている。また、フィルタ部８において、周波数窓乗算部１６は、入力端がフィルタ部８の入力端に接続され、出力端がフーリエ変換部１７の入力端に接続されている。雑音除去部１８は、入力端がフーリエ変換部１７の出力端に接続され、出力端が信号波形補正部１９の入力端に接続されている。逆フーリエ変換部２０は、入力端が信号波形補正部１９の出力端に接続され、出力端が第３フィルタ手段２１の入力端に接続されている。周波数窓除算部２２は、入力端がフィルタ手段２１の出力端に接続され、出力端がフィルタ部８の出力端に接続されている。
【００５４】
この場合、第１フィルタ手段３及び第２フィルタ手段６は、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄ及び除算部７から出力される周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも若干広い通過帯域幅Ｃを持つものであり（ただし、Ａ＝Ｄ）、第３フィルタ手段２１は、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい通過帯域幅Ａを持つものである。
【００５５】
ここで、図２は、除算部７から出力される周波数領域正規化信号の一例を示す特性図であり、図３は、周波数窓乗算部１６で乗算される周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図４は、周波数窓乗算部１６から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図５は、雑音除去部１８及び信号波形補正部１９により雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。さらに、図６は、逆フーリエ変換部２０から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図７は、周波数窓除算部２２で用いられる周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図であり、図８は、周波数窓除算部２２から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図９、図１０、図１１は、高分解能信号処理部９が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の各一例を示す特性図であって、図９は、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと窓関数における周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４である場合、図１０は、同有効帯域幅Ａと同周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．７である場合、図１１は同有効帯域幅Ａと同周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６である場合を示す。
【００５６】
また、本実施例の拡散変調信号受信装置は、先行技術に係る拡散変調信号受信装置と同様に、送信側で図２１に示されるような信号波形を有するＰＮ符号が用いられている。また、ベースバンド信号発生部１３では、図２２に示されるような信号波形を有するベースバンド拡散変調信号が出力され、第１フーリエ変換部２では、図２３に示されるような信号波形を有する周波数領域受信信号が出力される。さらに、参照信号発生部４では、図２４に示されるような信号波形を有する参照信号が出力され、第２フーリエ変換部５では、図２５に示されるような信号波形を有する周波数領域参照信号が出力される。
【００５７】
なお、本実施例においても、受信部１から出力されるベースバンド拡散変調信号が主信号成分と、主信号成分に対して時間的に０．３１チップ（０．３１Ｔｃ）だけ遅延した遅延信号成分の２つの信号波を含み、さらに雑音も含んでいるものとしている。
【００５８】
前記構成による本実施例の拡散変調信号受信装置の動作を、図２乃至図１１及び図２１乃至図２５を用いて説明する。
【００５９】
まず、送信機側の動作は、先行技術に係る拡散変調信号受信装置の送信機側の動作と同様で、送信データが図２１に示されるようなＰＮ符号で拡散変調され、得られた拡散変調信号に対して周波数帯域が制限された後、周波数変換して送信信号が形成され、この送信信号が信号電波として送信される。
【００６０】
次に、拡散変調信号受信装置側の動作は、送信機から送信された信号電波がアンテナ１１で捉えられると、受信信号として受信部１に供給される。このとき、ベースバンド信号発生部１３は、受信信号の増幅及び周波数変換等の処理を行って、アナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号を発生し、Ａ／Ｄ変換部１４に供給する。Ａ／Ｄ変換部１４は、アナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号をアナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）し、図２２に示されるようなディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号に形成し、ディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号をメモリ１５に供給し、そこに一時的に記憶する。
【００６１】
次いで、メモリ１５から読み出されたベースバンド拡散変調信号は、第１フーリエ変換部２において図２３に示されるような周波数領域受信信号にフーリエ変換され、第１フィルタ手段３に供給される。第１フィルタ手段３は、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄよりも若干広い帯域幅Ｃ（後述するハニング窓の帯域幅Ｃに等しい帯域幅）を持ち、供給された周波数領域受信信号の帯域幅Ｃ内の周波数領域受信信号、例えば、−０．７／Ｔｃから０．７／Ｔｃまでの範囲内にある周波数領域受信信号を抽出し、除算部７の第１入力端に供給する。
【００６２】
一方、参照信号発生部４から発生された図２４に示されるような参照信号は、第２フーリエ変換部５において図２５に示されるような周波数領域参照信号にフーリエ変換され、第２フィルタ手段６に供給される。第２フィルタ手段６は、第１フィルタ手段３と同じようにベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄよりも若干広い帯域幅Ｃ（後述するハニング窓の帯域幅に等しい帯域幅Ｃに等しい帯域幅）を持ち、供給された周波数領域参照信号の帯域幅Ｃ内の周波数領域参照信号、例えば、−０．７／Ｔｃから０．７／Ｔｃまでの範囲内にある周波数領域参照信号を抽出し、除算部７の第２入力端に供給する。
【００６３】
除算部７は、第１フィルタ手段３から供給された周波数領域受信信号を第２フィルタ手段６から供給された周波数領域参照信号で割ることによって各周波数成分の比を算出し、図２に示されるような周波数領域正規化信号を形成し、フィルタ部８に供給する。この周波数領域正規化信号は、その有効帯域幅Ａがベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄと同じであって（Ａ＝Ｄ）、その有効帯域幅Ａよりも若干広い帯域幅Ｃ（後述するハニング窓の帯域幅Ｃに等しい帯域幅）を有している。
【００６４】
次に、周波数窓乗算部１６は、供給された周波数領域正規化信号に、図３に示されるように周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａにほぼ等しい有効帯域幅Ｂを有し、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４に選ばれているハニング窓（周波数窓）を窓関数として乗算し、図４に示されるように帯域幅Ｃを有する周波数窓乗算正規化信号を形成し、フーリエ変換部１７に供給する。
【００６５】
次いで、フーリエ変換部１７は、供給された周波数窓乗算正規化信号をフーリエ変換し、図５に黒色菱形で図示の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に形成し、雑音除去部１８に供給する。この時間領域正規化信号は、振幅レベルが突出した部分の時間領域内に主信号成分と遅延信号成分とを含んでおり、振幅レベルが略平坦になっている時間領域内に雑音成分だけを含んでいるものである。
【００６６】
続いて、雑音除去部１８は、供給された図５の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に対し、その平均雑音レベルＬＭ よりもマージンＭだけ大きいスレッシュホールドレベルＬＴ を設定しているもので、このスレッシュホールドレベルＬＴ により、スレッシュホールドレベルＬＴ よりも大きいレベルの時間領域正規化信号を抽出するとともに、スレッシュホールドレベルＬＴ 以下の雑音成分を除去し、抽出した雑音成分を含まない時間領域正規化信号を信号波形補正部１９に供給する。
【００６７】
続く、信号波形補正部１９は、供給された雑音成分を含まない時間領域正規化信号に対し、雑音除去部１８で除去された信号波形のすそ部を補正する。時間領域正規化信号波形におけるすそ部の補正は、主信号成分と遅延信号成分の到来が時間的に接近している場合に、時間領域正規化信号が、周波数窓乗算部１６で用いている帯域幅Ｃを有するハニング窓（周波数窓）をフーリエ変換した窓スペクトラムで近似できることを利用したもので、雑音除去部１８で抽出した時間領域正規化信号成分における中心時間の左右両側の時間領域に対して、ハニング窓（周波数窓）をフーリエ変換した窓スペクトラムを当て嵌め、その近似曲線を形成する。次いで、近似したハニング窓（周波数窓）をフーリエ変換した窓スペクトラムのすそ部領域において、サンプル点毎に時間窓の値を計算し、図５の曲線（ａ）の領域に連なったすそ部領域を再生する。このような再生経緯を経ることにより、信号波形補正部１９から出力される時間領域正規化信号は、図５に白色菱形で図示の曲線（ｂ）に示されるように時間領域正規化信号のすそ部が補正されたものになる。このようにして得られた雑音成分を含まない時間領域正規化信号は、信号波形補正部１９から逆フーリエ変換部２０に供給される。
【００６８】
次いで、逆フーリエ変換部２０は、雑音成分を含まない時間領域正規化信号を逆フーリエ変換し、図６に示されるように帯域幅Ｃを有する雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を形成し、第３フィルタ手段２１に供給する。
【００６９】
続いて、第３フィルタ手段２１は、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持ち、供給された雑音成分を含まない周波数領域正規化信号の帯域幅Ａ内の雑音成分を含まない周波数領域正規化信号、すなわち、−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にある雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を抽出し、周波数窓除算部２２に供給する。
【００７０】
周波数窓除算部２１は、供給された雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を、図７に示されるように周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい有効帯域幅Ｂを有し、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４に選ばれているハニング窓（周波数窓）で割り、ハニング窓（周波数窓）の影響を補正し、図８に示されるように帯域幅Ａを有する雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を形成する。この雑音成分を含まない周波数領域正規化信号は、周波数窓除算部２１から高分解能信号処理部９に供給される。
【００７１】
高分解能信号処理部９は、先行技術に係る拡散変調信号受信装置に用いられている高分解能信号処理部３９を同じもので、図８に示されるような帯域幅Ａを有する雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を高分解能処理手段、例えば、ＭＵＳＩＣ法による高い時間分解能によって処理し、その周波数領域正規化信号に含まれている主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する。
【００７２】
このように、本実施例においては、第１フィルタ手段３及び第２フィルタ手段６にハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃに等しい帯域幅を有するもの、第３フィルタ手段２１に周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を有するものをそれぞれ用い、かつ、周波数窓乗算部１６及び周波数窓除算部２２における窓関数となるハニング窓（周波数窓）に、ハニング窓（周波数窓）のすそ部を除いた有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより若干大きく、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａとハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４になる窓関数特性を有するハニング窓（周波数窓）を用いている。このため、高分解能信号処理部９に供給される周波数領域正規化信号の帯域幅を、先行技術に係る拡散変調信号受信装置における同周波数領域正規化信号の帯域幅よりも広い周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しくすることができるので、高分解能信号処理部９における分解能を高めることができ、しかも、周波数領域正規化信号への窓関数の乗算時及び除算時における周波数領域正規化信号の無効信号成分を完全になくすことができ、高分解能信号処理部９における主信号成分と遅延信号成分との分離を高精度で正確に行うことが可能になる。
【００７３】
そして、高分解能信号処理部９におけるこのような分離判別処理によって、高分解能信号処理部９から図９の曲線（ａ）に示されるような相関計量信号が出力される。この相関計量信号は、図９の曲線（ａ）に示されるように、一部に所定値以上の相関計量値を有する時間領域が１個所あり、その時間領域の近傍を拡大表示した場合、図９の曲線（ｂ）に示されるように、現実の相関計量値のピークが所期に設定した遅延時間、即ち、０．３０Ｔｃ（０．３０チップ）の遅延時間をもって生じていることが判り、主信号成分と遅延信号成分との２つの信号成分をほぼ所期の時間遅延差をもって明瞭にかつ確実に分離判別することができる。
【００７４】
なお、本実施例においては、参照信号発生部４が発生する参照信号を、送信機側で拡散変調に用いたＰＮ符号の周波数帯域を制限した信号と同じものにし、さらにその周波数帯域制限の特性を送信機側で得られた拡散変調信号に周波数帯域制限を行ったものと同一の特性のものにしているが、本発明においては参照信号がこのような特性のものに限られず、例えば、送信機側でＰＮ符号で拡散変調した拡散変調信号が周波数帯域制限されていない場合、参照信号として送信機側で用いたＰＮ符号と同一の符号のものを選べばよいものであり、本発明による参照信号については、送信機側で得られた拡散変調信号と極めて相関が高い参照信号が選択されるものである。
【００７５】
また、本実施例においては、周波数窓乗算部１６及び周波数窓除算部２２に用いられる、窓関数となるハニング窓（周波数窓）として、ハニング窓（周波数窓）のすそ部を除いた有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより若干大きく、かつ、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａとハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４になる例を挙げて説明したが、本発明においては前記比（Ａ／Ｃ）が０．６４になるものに限られず、前記比（Ａ／Ｃ）が０．７乃至０．６の範囲内にあれば、前記比（Ａ／Ｃ）が０．６４になる場合とほぼ同様の作用効果を達成させることが可能である。
【００７６】
すなわち、図１０の曲線（ａ）、（ｂ）は、前記比（Ａ／Ｃ）が０．７であるときの特性であり、また、図１１の曲線（ａ）、（ｂ）は、前記比（Ａ／Ｃ）が０．６であるときの特性であって、いずれの特性においても、曲線（ｂ）に示されるように、主信号成分と遅延信号成分との２つの信号成分を所期の遅延時間差をもって明瞭にかつ確実に分離判別することができる。そして、前記比（Ａ／Ｃ）が０．７より大きくなった場合、または、前記比（Ａ／Ｃ）が０．６より小さくなった場合には、主信号成分と遅延信号成分との２つの信号成分を示すピーク値の存在が不明確になることがあるので、前記比（Ａ／Ｃ）は、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選ぶことが好ましい。
【００７７】
さらに、本実施例においては、周波数窓乗算部１６及び周波数窓除算部２２に用いられる、窓関数となるハニング窓（周波数窓）として、その有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより若干大きい場合を例に挙げて説明したが、本発明においてはハニング窓（周波数窓）の有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより大きくなるものに限られず、ハニング窓（周波数窓）の有効帯域幅Ｂは、ハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃよりも小さく、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに一致するものであってもよい。すなわち、Ｃ＞Ｂ≧Ａを満たすように選べばよい。
【００７８】
なお、本実施例の拡散変調信号受信装置における送信機を携帯する移動体の現在位置を求める動作過程は、既に説明した先行技術に係る拡散変調信号受信装置等におけるこの種の動作過程と同じであるので、その動作過程についての説明は省略する。
【００７９】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、第１及び第２フィルタ手段の通過帯域幅Ｃを周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも広くなるように選ぶことにより、除算部から出力される周波数領域正規化信号が若干の無効帯域の信号を含む帯域幅Ｃに等しくなるようにし、フィルタ部において、供給された帯域幅Ｃの周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持つ第３フィルタ手段による周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行って、雑音成分や不要な成分を含まない周波数領域正規化信号を形成し、このとき得られた周波数領域正規化信号の帯域幅をその有効帯域幅Ａに等しいものにしたので、高分解能信号処理部における分解能を向上させることができるだけでなく、雑音成分や不要な成分の影響を受けずに、しかも、窓関数の乗除算時における正規化信号の無効分をなくした状態で、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能によって極めて正確に分離判別できるいう効果がある。
【００８０】
また、本発明によれば、正規化信号の有効帯域幅をＡ、窓関数における周波数窓の有効帯域幅をＢ、窓関数における周波数窓の帯域幅をＣとしたとき、各帯域幅Ａ、Ｂ、Ｃの間に、Ｃ＞Ｂ≧Ａの関係を有し、かつ、両帯域幅Ａ、Ｃの比（Ａ／Ｃ）が、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択することによって、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能により極めて正確に分離判別することができるいう効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる拡散変調信号受信装置の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に図示の拡散変調信号受信装置において除算部から出力される周波数領域正規化信号の一例を示す特性図である。
【図３】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部で乗算される周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図４】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図５】図１に図示の拡散変調信号受信装置において雑音除去部及び信号波形補正部により雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。
【図６】図１に図示の拡散変調信号受信装置において逆フーリエ変換部から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図７】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部で用いられる周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図８】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図９】図１に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図で、比（Ａ／Ｃ）が０．６４である場合を示すものである。
【図１０】図１に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図で、比（Ａ／Ｃ）が０．７である場合を示すものである。
【図１１】図１に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図で、比（Ａ／Ｃ）が０．６である場合を示すものである。
【図１２】ＰＮ符号を用いた拡散変調方式を移動体追尾方式に適用した先行技術に係る拡散変調信号受信装置の一例の要部構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において除算部から出力される周波数領域の正規化信号の一例を示す特性図である。
【図１４】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部で乗算される周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１５】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１６】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において雑音除去部及び信号波形補正部で雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。
【図１７】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において逆フーリエ変換部から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１８】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部で用いられる周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１９】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部から出力された雑音除去後の正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図２０】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図である。
【図２１】既知の拡散変調信号受信装置において送信側で用いられるＰＮ符号の一例を示す信号波形図である。
【図２２】既知の拡散変調信号受信装置において受信部から出力されるベースバンド拡散変調信号の一例を示す信号波形図である。
【図２３】既知の拡散変調信号受信装置において参照信号発生部が出力する参照信号の一例を示す信号波形図である。
【図２４】既知の拡散変調信号受信装置において参照信号を第２フーリエ変換部でフーリエ変換した周波数領域参照信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図２５】既知の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部から出力される相関計量信号の一例を示す特性図である。
【図２６】既知の拡散変調信号受信装置においてＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号波形の一例を示す信号波形図である。
【図２７】既知の拡散変調信号受信装置においてＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号の周波数スペクトラムを示す特性図である。
【符号の説明】
１ 受信部
２ 第１フーリエ変換部
３ 第１フィルタ手段
４ 参照信号発生部
５ 第２フーリエ変換部
６ 第２フィルタ手段
７ 除算部
８ フィルタ部
９ 高分解能信号処理部
１０ 制御部
１１ アンテナ
１２ 信号出力端子
１３ ベースバンド信号発生部
１４ アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換部
１５ メモリ
１６ 周波数窓乗算部
１７ フーリエ変換部
１８ 雑音除去部
１９ 信号波形補正部
２０ 逆フーリエ変換部
２１ 第３フィルタ手段
２２ 周波数窓除算部
【発明の属する技術分野】
本発明は、拡散変調信号受信装置に係わり、特に、ベースバンド拡散変調信号を参照信号で除算して得られた正規化信号に含まれる雑音成分を、周波数領域における窓関数の利用によって除去し、正規化信号中の主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能で分離判別することを可能にした拡散変調信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、移動体追尾方式は、所定領域内を適宜移動する移動体の現在位置を電波を利用して追尾するものであって、移動体が電波を送信する送信機を携帯し、送信機から放射された電波を受信する複数のアンテナを備えた基地局を所要領域の近傍に配置したものである。そして、基地局は、受信電波に含まれる複数の信号成分から最も早く到達する主信号成分を抽出し、主信号成分の到来方向等を解析することによって、移動体の現在位置を知ることができるものである。
【０００３】
この移動体追尾方式においては、移動体が携帯する送信機と基地局との間で送受信する信号変調方式に種々の信号変調方式が採用されているが、その信号変調方式の中の１つにＰＮ符号を用いた拡散変調方式がある。
【０００４】
ところで、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式は、通常、送信側において、送信データによりＰＳＫ（位相シフトキーイング）等の１次変調信号を形成した後、１次変調信号にＰＮ（疑似ランダムノイズ）符号を乗算してベースバンド拡散変調信号（２次変調信号）を形成し、さらに、ベースバンド拡散変調信号を周波数変換手段により送信信号に周波数変換し、信号電波として送信するものである。また、受信側において、アンテナで受信した信号電波を周波数変換手段に供給してベースバンド拡散変調信号を抽出し、得られたベースバンド拡散変調信号と送信側で乗算したＰＮ符号と同じ符号との積和をとった相関信号を得た後、この相関信号を参照し、相関値が最大となる時間においてデータを判別するというＰＳＫ復調を行えば、送信データに対応した受信データを再生することができる。
【０００５】
図２６（イ）乃至（ニ）は、前記既知のＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号波形の一例を示す信号波形図であって、（イ）は１次変調（ＰＳＫ）信号、（ロ）はＰＮ符号、（ハ）は１次変調（ＰＳＫ）信号とＰＮ符号を乗算して得られる拡散変調信号、（ニ）は周波数帯域が制限された拡散変調信号の各波形を示すものである。
【０００６】
図２６（イ）、（ロ）に示されるように、１次変調（ＰＳＫ）信号とＰＮ符号との関係は、１次変調（ＰＳＫ）信号のそれぞれのビット間隔ＴにＰＮ符号の複数のチップ間隔Ｔｃを割り当てているもので、通常、Ｔ≫Ｔｃになるように選ばれる。
【０００７】
次に、図２７は、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号の周波数スペクトラムを示す特性図である。
【０００８】
図２７において、曲線（ａ）は１次変調（ＰＳＫ）信号の周波数スペクトラム、曲線（ｂ）は拡散変調信号の周波数スペクトラム、（ｃ）は周波数帯域が制限された拡散変調信号の周波数スペクトラムをそれぞれ示す。
【０００９】
図２７の曲線（ａ）、（ｂ）に示されるように、１次変調（ＰＳＫ）信号と拡散変調信号との周波数スペクトラム分布関係を見た場合、１次変調（ＰＳＫ）信号の周波数スペクトラムは比較的狭い周波数範囲に集中分布しているのに対し、拡散変調信号の周波数スペクトラムは広い周波数範囲にわたって分布している。
【００１０】
なお、拡散変調信号の周波数スペクトラムがその周波数に隣接する他の信号に対して妨害を与えるときは、曲線（ｂ）に示す周波数スペクトラムを曲線（ｃ）に示す周波数スペクトラムに周波数帯域の制限を行う。そして、周波数帯域が制限された拡散変調信号は、図２６（ニ）に示されるように、信号振幅の変化が滑らかな信号波形になる。
【００１１】
次いで、図１２は、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式を移動体追尾方式に適用した既に開発されている拡散変調信号受信装置の一例の要部構成を示すブロック図であって、本発明の先行技術に該当するものである。
【００１２】
図１２に図示の拡散変調信号受信装置は、１系統のアンテナで受信した信号を処理し、主信号成分と遅延信号成分とに分離する構成部分を示しているものである。そして、基地局は、通常、複数系統のアンテナを配置した構成を採用しているので、複数系統のアンテナのそれぞれに対して同じ構成の拡散変調信号受信装置が用いられる。
【００１３】
図１２に示されるように、先行技術に係る拡散変調信号受信装置は、受信部３１と、第１フーリエ変換部３２と、第１フィルタ手段３３と、参照信号発生部３４と、第２フーリエ変換部３５と、第２フィルタ手段３６と、除算部３７と、フィルタ部３８と、高分解能信号処理部３９と、制御部４０と、アンテナ４１と、信号出力端子４２とからなっている。受信部３１は、ベースバンド信号発生部４３と、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換部４４と、メモリ４５とからなっている。また、フィルタ部３８は、周波数窓乗算部４６と、フーリエ変換部４７と、雑音除去部４８と、信号波形補正部４９と、逆フーリエ変換部５０と、周波数窓除算部５１とからなっている。
【００１４】
この場合、高分解能信号処理部３９は、多重遅延信号を高い時間分解能で分離する信号処理部であって、例えば、Ｒ、Ｏ、Ｓｃｈｍｉｄｔによる「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｅｍｉｔｔｅｒ ｌｏｃａｔｉｏｎ ａｎｄ ｓｉｇｎａｌ ｐａｒａｍｅｔｅｒ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ］（ＩＥＥＥ、ｖｏｌ．ＡＰ−３４、ｎｏ．３、ｐｐ２７６−２８０、１９８６年３月）に開示されている「マルチプル・シグナル・クラシフィケーション（ＭＵＳＩＣ）」法による高分解能信号処理が用いられる。また、受信部３１のベースバンド信号発生部４３は、アンテナ４１で受信した信号電波を、周波数変換手段及び信号フィルタ手段を用いてベースバンド拡散変調信号に変換するものである。
【００１５】
そして、受信部３１は、入力端がアンテナ４１に接続され、出力端が第１フーリエ変換部３２の入力端に接続される。第１フィルタ手段３３は、入力端が第１フーリエ変換部３２の出力端に接続され、出力端が除算部３７の第１入力端に接続される。参照信号発生部３４は、出力端が第２フーリエ変換部３５の入力端に接続される。第２フィルタ手段３６は、入力端が第２フーリエ変換部３５の出力端に接続され、出力端が除算部３７の第２入力端に接続される。フィルタ部３８は、入力端が除算部３７の出力端に接続され、出力端が高分解能信号処理部３９の入力端に接続される。高分解能信号処理部３９は、出力端が信号出力端子４２に接続される。制御部４０は、受信部３１、第１フーリエ変換部３２、参照信号発生部３４、第２フーリエ変換部３５、除算部３７、フィルタ部３８、高分解能信号処理部３９に各々接続される。
【００１６】
また、受信部３１において、ベースバンド信号発生部４３は、入力端が受信部３１の入力端に接続され、出力端がＡ／Ｄ変換部４４の入力端に接続される。メモリ４５は、入力端がＡ／Ｄ変換部４４の出力端に接続され、出力端が受信部３１の出力端に接続される。フィルタ部３８において、周波数窓乗算部４６は、入力端がフィルタ部３８の入力端に接続され、出力端がフーリエ変換部４７の入力端に接続される。雑音除去部４８は、入力端がフーリエ変換部４７の出力端に接続され、出力端が信号波形補正部４９の入力端に接続される。逆フーリエ変換部５０は、入力端が信号波形補正部４９の出力端に接続され、出力端が周波数窓除算部５１に接続される。周波数窓除算部５１は、出力端がフィルタ部３８の出力端に接続される。
【００１７】
ここで、図２１は、この種の拡散変調信号受信装置において、送信側で用いられるＰＮ符号の一例を示す信号波形図である。また、図２２は、同拡散変調信号受信装置において、受信部３１から出力されるベースバンド拡散変調信号の一例を示す信号波形図である。なお、この例では、受信部１から出力されるベースバンド拡散変調信号が主信号成分と、主信号成分に対して時間的に０．３１チップ（０．３１Ｔｃ）だけ遅延した遅延信号成分の２つの信号波を含み、さらに雑音も含んでいるものとしている。図２３は、図２２に図示されたベースバンド拡散変調信号を、第１フーリエ変換部３２でフーリエ変換した後に得られる変換信号（周波数領域受信信号）の周波数特性の一例を示す特性図であり、図２４は、参照信号発生部３４が出力する参照信号の一例を示す信号波形図であり、図２５は、図２４に図示された参照信号を、第２フーリエ変換部３５でフーリエ変換した後に得られる変換信号（周波数領域参照信号）の周波数特性の一例を示す特性図である。
【００１８】
続く、図１３は、除算部３７から出力される周波数領域の正規化信号の一例を示す特性図であり、図１４は、周波数窓乗算部４６で乗算される周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図１５は、周波数窓乗算部４６から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図１６は、雑音除去部４８及び信号波形補正部４８により雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。さらに、図１７は、逆フーリエ変換部５０から出力された雑音除去後の周波数領域の正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図１８は、周波数窓除算部５１で用いられる周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図１９は、周波数窓除算部５１から出力された雑音除去後の正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図２０は、高分解能信号処理部３９が雑音成分除去後の正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図である。
【００１９】
前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置の概略の動作を、図１３乃至図２５及び図２７を用いて説明すると、次のとおりである。
【００２０】
送信機側においては、送信データを図２１に示されるようなＰＮ符号によって拡散変調し、図２７（ｂ）に示されるような周波数帯域を持つ拡散変調信号を形成し、この拡散変調信号を周波数帯域の制限をして図２７（ｃ）に示されるような狭い周波数帯域を持つ拡散変調信号を形成した後、周波数変換を行って送信信号に変換し、この送信信号が信号電波として送信機から送信される。
【００２１】
拡散変調信号受信装置側においては、送信機から送信された信号電波をアンテナ４１で捉え、受信信号として受信部３１に供給される。受信部３１は、ベースバンド信号発生部４３が受信信号の増幅及び周波数変換等の処理を行ってアナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号を形成し、Ａ／Ｄ変換部４４に供給する。Ａ／Ｄ変換部４４は、アナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号をアナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）し、図２２に示されるようなディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号に変換し、得られたディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号は、メモリ４５に一時的に記憶される。
【００２２】
次に、メモリ４５から読み出されたベースバンド拡散変調信号は、第１フーリエ変換部３２でフーリエ変換され、図２３に示されるような周波数領域受信信号が形成され、第１フィルタ手段３３に供給される。第１フィルタ手段３３は、周波数通過帯域幅がベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄに等しくなるように、すなわち、周波数通過帯域が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるように構成されているもので、周波数領域受信信号は、第１フィルタ手段３３で周波数帯域Ｄ内にある周波数領域受信信号が抽出され、除算部３７の第１入力端に供給される。
【００２３】
一方、参照信号発生部３４から出力される図２４に示されるような参照信号は、第２フーリエ変換部３５でフーリエ変換され、図２５に示されるような周波数領域参照信号が形成され、第２フィルタ手段３６に供給される。第２フィルタ手段３６は、周波数通過帯域幅がベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄに等しくなるように、すなわち、周波数通過帯域が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるように構成されているもので、周波数領域参照信号は、第２フィルタ手段３６で周波数帯域Ｄ内にある周波数領域参照信号が抽出され、除算部３７の第２入力端に供給される。この場合、参照信号発生部３４が発生する参照信号は、図２１に示されるようなＰＮ符号の周波数帯域を制限した信号波形と同じものである。
【００２４】
除算部３７は、第１フィルタ手段３３から供給された周波数領域受信信号を、第２フィルタ手段３６から供給された周波数領域参照信号で割ることによって各周波数成分の比を算出し、図１３に示されるような有効帯域幅Ａを有する周波数領域の正規化信号、すなわち、周波数帯域がベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄと同じ−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内（Ａ＝Ｄ）にある正規化信号を発生し、フィルタ部３８に供給される。
【００２５】
フィルタ部３８は、周波数窓乗算部４６において、供給された正規化信号にハニング窓を周波数窓関数として乗算して周波数窓乗算正規化信号を形成し、フーリエ変換部４７に供給する。この場合、ハニング窓の周波数特性は、図１４に示されるように帯域幅がＣで、有効帯域幅がＢのもの、すなわち、帯域幅Ｃが−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあり、有効帯域幅Ｂが略−０．３／Ｔｃから０．３／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。また、周波数窓乗算正規化信号は、図１５に示されるように周波数窓の乗算前における正規化信号の帯域幅（有効帯域幅）Ａと同じ帯域幅、すなわち、帯域幅が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。
【００２６】
次に、フーリエ変換部４７は、供給された周波数窓乗算正規化信号をフーリエ変換し、図１６に黒色菱形で図示の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に変換し、雑音除去部４８に供給する。この場合、時間領域正規化信号は、振幅の突出した領域内に主信号成分と遅延信号成分とを含んでおり、振幅の略平坦な領域内に雑音成分だけを含んでいるものである。
【００２７】
次いで、雑音除去部４８は、供給された図１６の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に対して、その平均雑音成分レベルＬＭ よりもマージンＭだけ大きいスレッシュホールドレベルＬＴ が設定されており、このスレッシュホールドレベルＬＴ を用い、スレッシュホールドレベルＬＴ よりも大きい時間領域正規化信号を抽出するとともに、スレッシュホールドレベルＬＴ 以下の雑音成分を除去し、抽出した時間領域正規化信号を信号波形補正部４９に供給する。
【００２８】
続いて、信号波形補正部４９は、雑音成分を除去した時間領域正規化信号の裾部分を補正し、図１６に白色菱形で図示の曲線（ｂ）に示されるような時間領域正規化信号を再生して逆フーリエ変換部５０に供給される。時間領域正規化信号の裾部分の補正は、主信号成分と遅延信号成分とが時間的に近接している場合、時間領域正規化信号を、周波数窓乗算部４６で用いている周波数窓をフーリエ変換した窓スペクトラムで近似できることを利用しているものである。この場合、抽出した時間領域正規化信号における中心時間の左右両側の時間領域に対して、ハニング窓のスペクトラムを当て嵌め、近似曲線を形成する。次に、近似されたハニング窓のスペクトラムの裾部分の領域において、サンプル点毎に時間窓の値を計算し、裾部分の領域を補正する。
【００２９】
続く、逆フーリエ変換部５０は、供給された時間領域正規化信号を逆フーリエ変換し、図１７に示されるような雑音成分を除去した周波数領域正規化信号を形成し、周波数窓除算部５１に供給する。この場合、得られる周波数領域正規化信号は、周波数窓の乗算前における正規化信号の帯域幅（有効帯域幅）Ａと同じ帯域幅を有するもの、すなわち、帯域幅が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。
【００３０】
次いで、周波数窓除算部５１において、供給された周波数領域正規化信号を図１４に示されるようなハニング窓の周波数窓で割り、図１９に示されるようにニング窓の影響を補正した周波数領域正規化信号を形成する。これは、いいかえると、図１８に示されるようなハニング窓の周波数特性と逆の特性を持つ周波数窓を乗算するのと同じである。このようにして得られた周波数領域正規化信号をフィルタ部３８から高分解能信号処理部３９に供給する。この場合、図１８に示されるハニング窓の周波数特性の逆特性は、帯域幅がＣで、有効帯域幅がＢのもの、すなわち、帯域幅Ｃが−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあり、有効帯域幅Ｂが略−０．３／Ｔｃから０．３／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。ここで、周波数窓除算部５１において、図１８に図示の有効帯域幅Ｂ以外の窓関数値を乗算すると、周波数領域正規化信号には演算誤差が多く含まれ、また乗算によりオーバーフローを発生することがある。そこで、周波数領域正規化信号を算出するときに、例外処理として、図１８に図示の有効帯域幅Ｂ以外の窓関数値を無効とし、無効領域に該当する周波数領域正規化信号を出力しないようにする。この結果、周波数窓除算部５１から出力される周波数領域正規化信号は、有効帯域幅Ｂを有するものである。
【００３１】
さらに、高分解能信号処理部３９は、供給された周波数領域正規化信号を高分解能処理手段、例えば、ＭＵＳＩＣ法を用いて高い時間分解能によって処理し、周波数領域正規化信号に含まれている主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する。この分離判別処理によって、高分解能信号処理部３９は、図２０の曲線（ａ）に示されるような相関計量信号を発生する。このとき、相関計量信号からは、図２０の曲線（ａ）に図示されるように、一部に所定値以上の相関計量値を有する時間領域が１箇所あることが観測されるもので、その時間領域の近傍を拡大表示しても、図２０の曲線（ｂ）に示されるように、相関計量値のピークが１つであるので、到来波信号の数が１つであると判別される。
【００３２】
なお、図示していないが、送信機を携帯している移動体の現在位置を求めるためには、次のような動作過程を経て求めることができる。
【００３３】
基地局に設けられた複数系統のアンテナのそれぞれに個別に結合された複数の拡散変調信号受信装置は、移動体から送信される信号電波を受信し、信号電波の受信によって得られた前述の相関計量信号が信号出力端子４２から出力されたとき、この相関計量信号を参照して、相関計量値が一定以上あり、かつ、一定以上の相関計量値の中のピーク値が得られる時刻を探索することにより、主信号成分及び遅延信号成分の各到来遅延時間を算出する。続いて、メモリ４５に記憶されているベースバンド拡散変調信号に対して、到来遅延時間に起因する信号位相の変化分を補正し、主信号成分を抽出する。複数系統のアンテナ毎に各拡散変調信号受信装置で得られる主信号成分は、基地局のアンテナの配置と信号電波の到来方向に依存するので、各拡散変調信号受信装置で得られる主信号成分の振幅・位相を比較し、主信号成分のみを含んだ信号電波の到来方向を算出する。このような算出処理を行うことによって、主信号成分のみを含んだ信号電波を送信する移動体の現在位置が求められる。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置においては、フィルタ部３８の周波数窓乗算部４６において、除算部３７から出力された正規化信号に周波数窓（ハニング窓）を乗算し、また、周波数窓除算部５１において、前に乗算した周波数窓（ハニング窓）の影響を補正するために、逆フーリエ変換部５０から出力された周波数領域正規化信号を周波数窓（ハニング窓）で除算している。そして、この周波数窓（ハニング窓）による除算時に、周波数窓（ハニング窓）のすそ部の領域では周波数領域正規化信号が小さい値の周波数窓値で除算され、有限語長で演算する場合に誤差が発生するので、周波数窓除算部５１から出力される周波数領域正規化信号は、周波数窓（ハニング窓）のすそ部を除いた周波数領域、すなわち、周波数窓（ハニング窓）の有効帯域幅Ｂにおいてのみ有効な信号になる。この場合、有効帯域幅Ｂは、周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃに対して、Ｃ＞Ｂの関係があり、演算時の有限語長に依存したものである。
【００３５】
また、前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置においては、除算部３７から出力された正規化信号の周波数帯域幅Ａを、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄや第１フィルタ手段３３の通過帯域幅または第２フィルタ手段３６の通過帯域幅と同じ帯域幅になるように選び、また、帯域幅Ａを、周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃに等しく（Ａ＝Ｃ）なるように選んでいるので、除算部３７から出力された正規化信号をフィルタ部３８において雑音除去する場合に、雑音除去した後の周波数領域正規化信号の帯域幅が前述のように周波数窓（ハニング窓）の有効帯域幅Ｂ（Ｂ＜Ａ＝Ｃ）になり、高分解能信号処理部３９に入力される周波数領域正規化信号の帯域幅が除算部３７から出力された正規化信号の帯域幅に比べてかなり減少したものになる。
【００３６】
このように、前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置においては、高分解能信号処理部３９に入力される周波数領域正規化信号の帯域幅が減少したものであるため、高分解能信号処理部３９において時間的に近接した複数の信号を分離することが難しくなり、図２０に示されるように、主信号成分と遅延信号成分との正確な分離を行うことができないことがある。
【００３７】
本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、正規化信号に対して窓関数の乗除算を行い、正規化信号中の雑音成分を時間領域で除去する際に、窓関数の乗除算時による正規化信号の無効分をなくすことにより、高分解能信号処理部で主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能で正確に分離判別可能にした拡散変調信号受信装置を提供することにある。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明による拡散変調信号受信装置は、第１及び第２フィルタ手段によって帯域幅を制限したベースバンド拡散変調信号及び参照信号を周波数除算部に供給し、周波数除算部から出力されるベースバンド拡散変調信号を参照信号で除算した周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、第３フィルタ手段を用いた周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行っているものであって、第１及び第２フィルタ手段が周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより広い帯域幅Ｃを有し、第３フィルタ手段が正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を有する手段を具備している。
【００３９】
前記手段によれば、第１及び第２フィルタ手段において、それらの帯域幅Ｃを周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも広くなるように選ぶことにより、除算部から出力される周波数領域正規化信号が若干の無効帯域の信号を含む帯域幅Ｃに等しくし、フィルタ部において、供給された帯域幅Ｃの周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持つ第３フィルタ手段による周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行って、雑音成分や不要な成分を含まない周波数領域正規化信号を形成している。ここで、窓関数の帯域幅は前述の帯域幅Ｃと同じである。このようにして得られた周波数領域正規化信号の帯域幅はその有効帯域幅Ａに等しいものになるので、高分解能信号処理部における分解能を向上させることができるだけでなく、雑音成分や不要な成分の影響を受けずに、かつ、窓関数の乗除算時における周波数領域正規化信号の無効分を含まない状態で、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能によって極めて正確に分離判別することができる。
【００４０】
ここで、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと第１及び第２フィルタ手段の帯域幅Ｃとの関係を見ると、帯域幅Ｃを順次拡げて行った場合、フィルタ部に周波数領域正規化信号の無効帯域の信号成分が必要以上に取り込まれるので、結果的に高分解能信号処理部における到来信号の分離検出精度が低下するようになる。一方、帯域幅Ｃを順次狭めて行った場合、フィルタ部から出力される周波数領域正規化信号の有効周波数帯域が狭くなってしまうので、この場合にも高分解能信号処理部における到来信号の分離検出精度が低下する。
【００４１】
このように、帯域幅Ｃは、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに対して適当な範囲内にあるように、すなわち、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選んでいる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態において、拡散変調信号受信装置は、ＰＮ符号で拡散変調した拡散変調信号を含む電波を受信し、ベースバンド拡散変調信号を発生する受信部と、ＰＮ符号と相関がある参照信号を発生する参照信号発生部と、ベースバンド拡散変調信号及び参照信号をフーリエ変換する第１及び第２フーリエ変換部と、フーリエ変換したベースバンド拡散変調信号及び参照信号の帯域幅を制限する第１及び第２フィルタ手段と、第１フィルタ手段から出力されるベースバンド拡散変調信号を第２フィルタ手段から出力された参照信号で除算して正規化信号を発生する除算部と、第３フィルタ手段を含み、正規化信号に重畳した雑音成分を除去するフィルタ部と、正規化信号中の主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する高分解能信号処理部とを備え、フィルタ部は、正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、第３フィルタ手段を用いた周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行うものであり、第１及び第２フィルタ手段は、正規化信号の有効帯域幅よりも広い帯域幅を有し、第３フィルタ手段は、正規化信号の有効帯域幅に等しい帯域幅を有しているものである。
【００４３】
本発明の実施の形態の好適例において、拡散変調信号受信装置は、正規化信号の有効帯域幅をＡ、窓関数における周波数窓の有効帯域幅をＢ、窓関数における周波数窓の帯域幅をＣとしたとき、各帯域幅Ａ、Ｂ、Ｃの間に、Ｃ＞Ｂ≧Ａの関係を有し、かつ、両帯域幅Ａ、Ｃの比（Ａ／Ｃ）が、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択されているものである。
【００４４】
本発明の実施の形態の一具体例において、拡散変調信号受信装置は、第１及び第２フィルタ手段が周波数窓の帯域幅Ｃに等しい通過帯域幅を有しているものである。
【００４５】
これらの本発明の実施の形態によれば、第１及び第２フィルタ手段における通過帯域幅Ｃを周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも若干広くなるように選び、帯域幅Ｃのベースバンド拡散変調信号と帯域幅Ｃの参照信号を除算部に供給し、除算部から出力される周波数領域正規化信号中に若干の無効帯域の信号を含む帯域幅Ｃにしており、また、フィルタ部においては、供給された帯域幅Ｃの周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持つ第３フィルタ手段による周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行い、雑音成分や不要な成分を含まない周波数領域正規化信号を得ている。得られた周波数領域正規化信号の帯域幅は、第３フィルタ手段の通過帯域幅によって規制された周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しいものになり、有効帯域幅Ａの周波数領域正規化信号として高分解能信号処理部に供給される。このように、高分解能信号処理部においては、供給される周波数領域正規化信号の帯域幅が広くなったため分解能を向上させることができるだけでなく、雑音成分や不要な成分の影響を受けることがなく、かつ、窓関数の乗除算時において発生する正規化信号の無効帯域信号成分を含まない有効帯域幅Ａの周波数領域正規化信号が供給されるため、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能によって正確に分離判別することが可能になる。
【００４６】
この場合、本発明の実施の形態において、正規化信号の有効帯域幅Ａ、窓関数における周波数窓の有効帯域幅Ｂ、窓関数における周波数窓の帯域幅との間において、Ｃ＞Ｂ≧Ａ、かつ、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択した場合、高分解能信号処理部における主信号成分と遅延信号成分とを高い分離検出精度によって極めて正確に分離判別することが可能になる。
【００４７】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
【００４８】
図１は、本発明による拡散変調信号受信装置の一実施例の構成を示すブロック図であって、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式を移動体追尾方式に適用した拡散変調信号受信装置における受信信号の主信号成分と遅延信号成分とに分離するのに必要な要部構成の一例を示すものである。
【００４９】
この場合、図１に図示された拡散変調信号受信装置は、基地局における１系統のアンテナに対応した構成部分を示すものであり、実際には、基地局に複数系統のアンテナが立設され、各系統のアンテナに対してそれぞれ個別に拡散変調信号受信装置が用いられる。
【００５０】
図１に示されるように、本実施例の拡散変調信号受信装置は、受信部１と、第１フーリエ変換部２と、第１フィルタ手段３と、参照信号発生部４と、第２フーリエ変換部５と、第２フィルタ手段６と、除算部７と、フィルタ部８と、高分解能信号処理部９と、制御部１０と、アンテナ１１と、信号出力端子１２とからなっている。また、受信部１は、ベースバンド信号発生部１３と、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換部１４と、メモリ１５とを備えており、フィルタ部８は、周波数窓乗算部１６と、フーリエ変換部１７と、雑音除去部１８と、信号波形補正部１９と、逆フーリエ変換部２０と、第３フィルタ手段２１と、周波数窓除算部２２とを備えている。
【００５１】
そして、受信部１は、入力端がアンテナ１１に接続され、出力端が第１フーリエ変換部２の入力端に接続されている。第１フィルタ手段３は、入力端が第１フーリエ変換部２の出力端に接続され、出力端が除算部７の第１入力端に接続されている。参照信号発生部４は、出力端が第２フーリエ変換部５の入力端に接続されている。第２フィルタ手段６は、入力端が第２フーリエ変換部５の出力端に接続され、出力端が除算部７の第２入力端に接続されている。
【００５２】
フィルタ部８は、入力端が除算部７の出力端に接続され、出力端が高分解能信号処理部９の入力端に接続されている。高分解能信号処理部９は、出力端が信号出力端子１２に接続されている。制御部１０は、受信部１、第１フーリエ変換部２、参照信号発生部４、第２フーリエ変換部５、除算部７、フィルタ部８、高分解能信号処理部９にそれぞれ接続されている。
【００５３】
受信部１において、ベースバンド信号発生部１３は、入力端が受信部１の入力端に接続され、出力端がＡ／Ｄ変換部１４の入力端に接続されている。メモリ１５は、入力端がＡ／Ｄ変換部１４の出力端に接続され、出力端が受信部１の出力端に接続されている。また、フィルタ部８において、周波数窓乗算部１６は、入力端がフィルタ部８の入力端に接続され、出力端がフーリエ変換部１７の入力端に接続されている。雑音除去部１８は、入力端がフーリエ変換部１７の出力端に接続され、出力端が信号波形補正部１９の入力端に接続されている。逆フーリエ変換部２０は、入力端が信号波形補正部１９の出力端に接続され、出力端が第３フィルタ手段２１の入力端に接続されている。周波数窓除算部２２は、入力端がフィルタ手段２１の出力端に接続され、出力端がフィルタ部８の出力端に接続されている。
【００５４】
この場合、第１フィルタ手段３及び第２フィルタ手段６は、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄ及び除算部７から出力される周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも若干広い通過帯域幅Ｃを持つものであり（ただし、Ａ＝Ｄ）、第３フィルタ手段２１は、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい通過帯域幅Ａを持つものである。
【００５５】
ここで、図２は、除算部７から出力される周波数領域正規化信号の一例を示す特性図であり、図３は、周波数窓乗算部１６で乗算される周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図４は、周波数窓乗算部１６から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図５は、雑音除去部１８及び信号波形補正部１９により雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。さらに、図６は、逆フーリエ変換部２０から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図７は、周波数窓除算部２２で用いられる周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図であり、図８は、周波数窓除算部２２から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図９、図１０、図１１は、高分解能信号処理部９が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の各一例を示す特性図であって、図９は、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと窓関数における周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４である場合、図１０は、同有効帯域幅Ａと同周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．７である場合、図１１は同有効帯域幅Ａと同周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６である場合を示す。
【００５６】
また、本実施例の拡散変調信号受信装置は、先行技術に係る拡散変調信号受信装置と同様に、送信側で図２１に示されるような信号波形を有するＰＮ符号が用いられている。また、ベースバンド信号発生部１３では、図２２に示されるような信号波形を有するベースバンド拡散変調信号が出力され、第１フーリエ変換部２では、図２３に示されるような信号波形を有する周波数領域受信信号が出力される。さらに、参照信号発生部４では、図２４に示されるような信号波形を有する参照信号が出力され、第２フーリエ変換部５では、図２５に示されるような信号波形を有する周波数領域参照信号が出力される。
【００５７】
なお、本実施例においても、受信部１から出力されるベースバンド拡散変調信号が主信号成分と、主信号成分に対して時間的に０．３１チップ（０．３１Ｔｃ）だけ遅延した遅延信号成分の２つの信号波を含み、さらに雑音も含んでいるものとしている。
【００５８】
前記構成による本実施例の拡散変調信号受信装置の動作を、図２乃至図１１及び図２１乃至図２５を用いて説明する。
【００５９】
まず、送信機側の動作は、先行技術に係る拡散変調信号受信装置の送信機側の動作と同様で、送信データが図２１に示されるようなＰＮ符号で拡散変調され、得られた拡散変調信号に対して周波数帯域が制限された後、周波数変換して送信信号が形成され、この送信信号が信号電波として送信される。
【００６０】
次に、拡散変調信号受信装置側の動作は、送信機から送信された信号電波がアンテナ１１で捉えられると、受信信号として受信部１に供給される。このとき、ベースバンド信号発生部１３は、受信信号の増幅及び周波数変換等の処理を行って、アナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号を発生し、Ａ／Ｄ変換部１４に供給する。Ａ／Ｄ変換部１４は、アナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号をアナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）し、図２２に示されるようなディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号に形成し、ディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号をメモリ１５に供給し、そこに一時的に記憶する。
【００６１】
次いで、メモリ１５から読み出されたベースバンド拡散変調信号は、第１フーリエ変換部２において図２３に示されるような周波数領域受信信号にフーリエ変換され、第１フィルタ手段３に供給される。第１フィルタ手段３は、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄよりも若干広い帯域幅Ｃ（後述するハニング窓の帯域幅Ｃに等しい帯域幅）を持ち、供給された周波数領域受信信号の帯域幅Ｃ内の周波数領域受信信号、例えば、−０．７／Ｔｃから０．７／Ｔｃまでの範囲内にある周波数領域受信信号を抽出し、除算部７の第１入力端に供給する。
【００６２】
一方、参照信号発生部４から発生された図２４に示されるような参照信号は、第２フーリエ変換部５において図２５に示されるような周波数領域参照信号にフーリエ変換され、第２フィルタ手段６に供給される。第２フィルタ手段６は、第１フィルタ手段３と同じようにベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄよりも若干広い帯域幅Ｃ（後述するハニング窓の帯域幅に等しい帯域幅Ｃに等しい帯域幅）を持ち、供給された周波数領域参照信号の帯域幅Ｃ内の周波数領域参照信号、例えば、−０．７／Ｔｃから０．７／Ｔｃまでの範囲内にある周波数領域参照信号を抽出し、除算部７の第２入力端に供給する。
【００６３】
除算部７は、第１フィルタ手段３から供給された周波数領域受信信号を第２フィルタ手段６から供給された周波数領域参照信号で割ることによって各周波数成分の比を算出し、図２に示されるような周波数領域正規化信号を形成し、フィルタ部８に供給する。この周波数領域正規化信号は、その有効帯域幅Ａがベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄと同じであって（Ａ＝Ｄ）、その有効帯域幅Ａよりも若干広い帯域幅Ｃ（後述するハニング窓の帯域幅Ｃに等しい帯域幅）を有している。
【００６４】
次に、周波数窓乗算部１６は、供給された周波数領域正規化信号に、図３に示されるように周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａにほぼ等しい有効帯域幅Ｂを有し、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４に選ばれているハニング窓（周波数窓）を窓関数として乗算し、図４に示されるように帯域幅Ｃを有する周波数窓乗算正規化信号を形成し、フーリエ変換部１７に供給する。
【００６５】
次いで、フーリエ変換部１７は、供給された周波数窓乗算正規化信号をフーリエ変換し、図５に黒色菱形で図示の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に形成し、雑音除去部１８に供給する。この時間領域正規化信号は、振幅レベルが突出した部分の時間領域内に主信号成分と遅延信号成分とを含んでおり、振幅レベルが略平坦になっている時間領域内に雑音成分だけを含んでいるものである。
【００６６】
続いて、雑音除去部１８は、供給された図５の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に対し、その平均雑音レベルＬＭ よりもマージンＭだけ大きいスレッシュホールドレベルＬＴ を設定しているもので、このスレッシュホールドレベルＬＴ により、スレッシュホールドレベルＬＴ よりも大きいレベルの時間領域正規化信号を抽出するとともに、スレッシュホールドレベルＬＴ 以下の雑音成分を除去し、抽出した雑音成分を含まない時間領域正規化信号を信号波形補正部１９に供給する。
【００６７】
続く、信号波形補正部１９は、供給された雑音成分を含まない時間領域正規化信号に対し、雑音除去部１８で除去された信号波形のすそ部を補正する。時間領域正規化信号波形におけるすそ部の補正は、主信号成分と遅延信号成分の到来が時間的に接近している場合に、時間領域正規化信号が、周波数窓乗算部１６で用いている帯域幅Ｃを有するハニング窓（周波数窓）をフーリエ変換した窓スペクトラムで近似できることを利用したもので、雑音除去部１８で抽出した時間領域正規化信号成分における中心時間の左右両側の時間領域に対して、ハニング窓（周波数窓）をフーリエ変換した窓スペクトラムを当て嵌め、その近似曲線を形成する。次いで、近似したハニング窓（周波数窓）をフーリエ変換した窓スペクトラムのすそ部領域において、サンプル点毎に時間窓の値を計算し、図５の曲線（ａ）の領域に連なったすそ部領域を再生する。このような再生経緯を経ることにより、信号波形補正部１９から出力される時間領域正規化信号は、図５に白色菱形で図示の曲線（ｂ）に示されるように時間領域正規化信号のすそ部が補正されたものになる。このようにして得られた雑音成分を含まない時間領域正規化信号は、信号波形補正部１９から逆フーリエ変換部２０に供給される。
【００６８】
次いで、逆フーリエ変換部２０は、雑音成分を含まない時間領域正規化信号を逆フーリエ変換し、図６に示されるように帯域幅Ｃを有する雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を形成し、第３フィルタ手段２１に供給する。
【００６９】
続いて、第３フィルタ手段２１は、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持ち、供給された雑音成分を含まない周波数領域正規化信号の帯域幅Ａ内の雑音成分を含まない周波数領域正規化信号、すなわち、−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にある雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を抽出し、周波数窓除算部２２に供給する。
【００７０】
周波数窓除算部２１は、供給された雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を、図７に示されるように周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい有効帯域幅Ｂを有し、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４に選ばれているハニング窓（周波数窓）で割り、ハニング窓（周波数窓）の影響を補正し、図８に示されるように帯域幅Ａを有する雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を形成する。この雑音成分を含まない周波数領域正規化信号は、周波数窓除算部２１から高分解能信号処理部９に供給される。
【００７１】
高分解能信号処理部９は、先行技術に係る拡散変調信号受信装置に用いられている高分解能信号処理部３９を同じもので、図８に示されるような帯域幅Ａを有する雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を高分解能処理手段、例えば、ＭＵＳＩＣ法による高い時間分解能によって処理し、その周波数領域正規化信号に含まれている主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する。
【００７２】
このように、本実施例においては、第１フィルタ手段３及び第２フィルタ手段６にハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃに等しい帯域幅を有するもの、第３フィルタ手段２１に周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を有するものをそれぞれ用い、かつ、周波数窓乗算部１６及び周波数窓除算部２２における窓関数となるハニング窓（周波数窓）に、ハニング窓（周波数窓）のすそ部を除いた有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより若干大きく、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａとハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４になる窓関数特性を有するハニング窓（周波数窓）を用いている。このため、高分解能信号処理部９に供給される周波数領域正規化信号の帯域幅を、先行技術に係る拡散変調信号受信装置における同周波数領域正規化信号の帯域幅よりも広い周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しくすることができるので、高分解能信号処理部９における分解能を高めることができ、しかも、周波数領域正規化信号への窓関数の乗算時及び除算時における周波数領域正規化信号の無効信号成分を完全になくすことができ、高分解能信号処理部９における主信号成分と遅延信号成分との分離を高精度で正確に行うことが可能になる。
【００７３】
そして、高分解能信号処理部９におけるこのような分離判別処理によって、高分解能信号処理部９から図９の曲線（ａ）に示されるような相関計量信号が出力される。この相関計量信号は、図９の曲線（ａ）に示されるように、一部に所定値以上の相関計量値を有する時間領域が１個所あり、その時間領域の近傍を拡大表示した場合、図９の曲線（ｂ）に示されるように、現実の相関計量値のピークが所期に設定した遅延時間、即ち、０．３０Ｔｃ（０．３０チップ）の遅延時間をもって生じていることが判り、主信号成分と遅延信号成分との２つの信号成分をほぼ所期の時間遅延差をもって明瞭にかつ確実に分離判別することができる。
【００７４】
なお、本実施例においては、参照信号発生部４が発生する参照信号を、送信機側で拡散変調に用いたＰＮ符号の周波数帯域を制限した信号と同じものにし、さらにその周波数帯域制限の特性を送信機側で得られた拡散変調信号に周波数帯域制限を行ったものと同一の特性のものにしているが、本発明においては参照信号がこのような特性のものに限られず、例えば、送信機側でＰＮ符号で拡散変調した拡散変調信号が周波数帯域制限されていない場合、参照信号として送信機側で用いたＰＮ符号と同一の符号のものを選べばよいものであり、本発明による参照信号については、送信機側で得られた拡散変調信号と極めて相関が高い参照信号が選択されるものである。
【００７５】
また、本実施例においては、周波数窓乗算部１６及び周波数窓除算部２２に用いられる、窓関数となるハニング窓（周波数窓）として、ハニング窓（周波数窓）のすそ部を除いた有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより若干大きく、かつ、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａとハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４になる例を挙げて説明したが、本発明においては前記比（Ａ／Ｃ）が０．６４になるものに限られず、前記比（Ａ／Ｃ）が０．７乃至０．６の範囲内にあれば、前記比（Ａ／Ｃ）が０．６４になる場合とほぼ同様の作用効果を達成させることが可能である。
【００７６】
すなわち、図１０の曲線（ａ）、（ｂ）は、前記比（Ａ／Ｃ）が０．７であるときの特性であり、また、図１１の曲線（ａ）、（ｂ）は、前記比（Ａ／Ｃ）が０．６であるときの特性であって、いずれの特性においても、曲線（ｂ）に示されるように、主信号成分と遅延信号成分との２つの信号成分を所期の遅延時間差をもって明瞭にかつ確実に分離判別することができる。そして、前記比（Ａ／Ｃ）が０．７より大きくなった場合、または、前記比（Ａ／Ｃ）が０．６より小さくなった場合には、主信号成分と遅延信号成分との２つの信号成分を示すピーク値の存在が不明確になることがあるので、前記比（Ａ／Ｃ）は、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選ぶことが好ましい。
【００７７】
さらに、本実施例においては、周波数窓乗算部１６及び周波数窓除算部２２に用いられる、窓関数となるハニング窓（周波数窓）として、その有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより若干大きい場合を例に挙げて説明したが、本発明においてはハニング窓（周波数窓）の有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより大きくなるものに限られず、ハニング窓（周波数窓）の有効帯域幅Ｂは、ハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃよりも小さく、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに一致するものであってもよい。すなわち、Ｃ＞Ｂ≧Ａを満たすように選べばよい。
【００７８】
なお、本実施例の拡散変調信号受信装置における送信機を携帯する移動体の現在位置を求める動作過程は、既に説明した先行技術に係る拡散変調信号受信装置等におけるこの種の動作過程と同じであるので、その動作過程についての説明は省略する。
【００７９】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、第１及び第２フィルタ手段の通過帯域幅Ｃを周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも広くなるように選ぶことにより、除算部から出力される周波数領域正規化信号が若干の無効帯域の信号を含む帯域幅Ｃに等しくなるようにし、フィルタ部において、供給された帯域幅Ｃの周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持つ第３フィルタ手段による周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行って、雑音成分や不要な成分を含まない周波数領域正規化信号を形成し、このとき得られた周波数領域正規化信号の帯域幅をその有効帯域幅Ａに等しいものにしたので、高分解能信号処理部における分解能を向上させることができるだけでなく、雑音成分や不要な成分の影響を受けずに、しかも、窓関数の乗除算時における正規化信号の無効分をなくした状態で、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能によって極めて正確に分離判別できるいう効果がある。
【００８０】
また、本発明によれば、正規化信号の有効帯域幅をＡ、窓関数における周波数窓の有効帯域幅をＢ、窓関数における周波数窓の帯域幅をＣとしたとき、各帯域幅Ａ、Ｂ、Ｃの間に、Ｃ＞Ｂ≧Ａの関係を有し、かつ、両帯域幅Ａ、Ｃの比（Ａ／Ｃ）が、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択することによって、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能により極めて正確に分離判別することができるいう効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる拡散変調信号受信装置の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に図示の拡散変調信号受信装置において除算部から出力される周波数領域正規化信号の一例を示す特性図である。
【図３】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部で乗算される周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図４】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図５】図１に図示の拡散変調信号受信装置において雑音除去部及び信号波形補正部により雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。
【図６】図１に図示の拡散変調信号受信装置において逆フーリエ変換部から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図７】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部で用いられる周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図８】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図９】図１に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図で、比（Ａ／Ｃ）が０．６４である場合を示すものである。
【図１０】図１に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図で、比（Ａ／Ｃ）が０．７である場合を示すものである。
【図１１】図１に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図で、比（Ａ／Ｃ）が０．６である場合を示すものである。
【図１２】ＰＮ符号を用いた拡散変調方式を移動体追尾方式に適用した先行技術に係る拡散変調信号受信装置の一例の要部構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において除算部から出力される周波数領域の正規化信号の一例を示す特性図である。
【図１４】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部で乗算される周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１５】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１６】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において雑音除去部及び信号波形補正部で雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。
【図１７】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において逆フーリエ変換部から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１８】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部で用いられる周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１９】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部から出力された雑音除去後の正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図２０】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図である。
【図２１】既知の拡散変調信号受信装置において送信側で用いられるＰＮ符号の一例を示す信号波形図である。
【図２２】既知の拡散変調信号受信装置において受信部から出力されるベースバンド拡散変調信号の一例を示す信号波形図である。
【図２３】既知の拡散変調信号受信装置において参照信号発生部が出力する参照信号の一例を示す信号波形図である。
【図２４】既知の拡散変調信号受信装置において参照信号を第２フーリエ変換部でフーリエ変換した周波数領域参照信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図２５】既知の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部から出力される相関計量信号の一例を示す特性図である。
【図２６】既知の拡散変調信号受信装置においてＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号波形の一例を示す信号波形図である。
【図２７】既知の拡散変調信号受信装置においてＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号の周波数スペクトラムを示す特性図である。
【符号の説明】
１ 受信部
２ 第１フーリエ変換部
３ 第１フィルタ手段
４ 参照信号発生部
５ 第２フーリエ変換部
６ 第２フィルタ手段
７ 除算部
８ フィルタ部
９ 高分解能信号処理部
１０ 制御部
１１ アンテナ
１２ 信号出力端子
１３ ベースバンド信号発生部
１４ アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換部
１５ メモリ
１６ 周波数窓乗算部
１７ フーリエ変換部
１８ 雑音除去部
１９ 信号波形補正部
２０ 逆フーリエ変換部
２１ 第３フィルタ手段
２２ 周波数窓除算部
Claims (3)
- ＰＮ符号で拡散変調した拡散変調信号を含む電波を受信し、ベースバンド拡散変調信号を発生する受信部と、前記ＰＮ符号と相関がある参照信号を発生する参照信号発生部と、前記ベースバンド拡散変調信号及び前記参照信号をフーリエ変換する第１及び第２フーリエ変換部と、前記フーリエ変換したベースバンド拡散変調信号及び参照信号の帯域幅を制限する第１及び第２フィルタ手段と、前記第１フィルタ手段から出力されるベースバンド拡散変調信号を前記第２フィルタ手段から出力された参照信号で除算して正規化信号を発生する除算部と、第３フィルタ手段を含み前記正規化信号に重畳した雑音成分を除去するフィルタ部と、前記正規化信号中の主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する高分解能信号処理部とを備え、前記フィルタ部は、前記正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、前記窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、前記第３フィルタ手段を用いた周波数帯域幅の制限、前記窓関数の除算を行うものであり、前記第１及び第２フィルタ手段は、前記正規化信号の有効帯域幅よりも広い帯域幅を有し、前記第３フィルタ手段は、前記正規化信号の有効帯域幅に等しい帯域幅を有していることを特徴とする拡散変調信号受信装置。
- 前記正規化信号の有効帯域幅をＡ、前記窓関数における周波数窓の有効帯域幅をＢ、前記窓関数における周波数窓の帯域幅をＣとしたとき、各帯域幅Ａ、Ｂ、Ｃの間に、Ｃ＞Ｂ≧Ａの関係を有し、かつ、両帯域幅Ａ、Ｃの比（Ａ／Ｃ）が、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択されていることを特徴とする請求項１に記載の拡散変調信号受信装置。
- 前記第１及び第２フィルタ手段は、前記周波数窓の帯域幅Ｃに等しい帯域幅を有していることを特徴とする請求項１または２に記載の拡散変調信号受信装置。
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