JPWO2007026514A1

JPWO2007026514A1 - 絶縁抵抗検出装置

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Publication number: JPWO2007026514A1
Application number: JP2007533152A
Authority: JP
Inventors: 光徳石井
Original assignee: NEC Corp; Fuji Jukogyo KK
Current assignee: Subaru Corp; NEC Corp
Priority date: 2005-08-29
Filing date: 2006-08-09
Publication date: 2009-03-05
Anticipated expiration: 2026-08-09
Also published as: EP1930737B1; KR20080034200A; KR101013696B1; JP4742103B2; EP1930737A1; US20090153156A1; EP1930737A4; US7863910B2; WO2007026514A1

Abstract

絶縁抵抗値を正確かつリアルタイムに検出する絶縁抵抗検出装置を提供する。パルス発生器１０と、一方の入力に基準電圧ＶREFが供給され、他方の入力にパルス発生器１０の出力が供給され、該他方の入力のレベルが基準電圧ＶREFを超えた場合にローレベルの信号を、該他方の入力のレベルが基準電圧ＶREFを下回った場合にハイレベルの信号を出力するコンパレータ１１と、パルス発生器１０の出力ラインに直列に挿入された抵抗Ｒ１と、コンパレータ１１の他方の入力ラインに一端が接続され、高圧直流電源２１の出力ラインに他端が接続されるカップリングコンデンサＣ２と、コンパレータ１１の他方の入力ラインに一端が接続され、グランドに他端が接続されるコンデンサＣ１と、コンパレータ１１の出力波形のデューティー比から高圧直流電源２１の出力ラインにおける絶縁抵抗の値を算出するパルス幅計測器１２とを有する。

Description

本発明は、直流電源を備える装置、例えば電気自動車やハイブリッド自動車に代表される電動車両に搭載される高電圧システムの絶縁抵抗を検出する装置に関する。

電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両は、例えばＤＣ６０Ｖを超える高電圧システムを搭載する。このような高電圧システムを搭載する電動車両においては、一般に、高電圧ラインはシャシグランドから絶縁されるように設計される。高電圧ラインとシャシグランドの間の絶縁抵抗が所定値以下になると、車両と人体の接触する箇所によっては、感電などのダメージを人体に与える可能性がある。よって、高電圧ラインとシャシグランドの間の絶縁抵抗を検出し、絶縁抵抗の低下が認められた場合には、ユーザに対して警告をし、適切なメンテナンスを受けるように促す措置をとる必要がある。

高電圧ラインとシャシグランドの間の絶縁抵抗を検出する装置として、特開２００５−１１４４９７号公報に記載された地絡検出回路がある。図１に、この地絡検出回路の構成を示す。

図１を参照すると、地絡検出回路は、バッテリー群からなる高圧直流電源１００と、この高圧直流電源１００の出力を交流に変換するためのインバータよりなるＤＣ／ＡＣ変換器１０１と、このＤＣ／ＡＣ変換器１０１の出力が供給される交流モータ１０２とからなる電気自動車の走行駆動回路系において、高圧直流電源１００から車体への地絡を検出する回路であって、交流信号（矩形パルス）を出力する発振回路１０３と、この発振回路１０３の出力が検出抵抗１０７を介して供給される電圧レベル検出部１０４とを有し、これら発振回路１０３および電圧レベル検出部１０４の接続点Ｐと高圧直流電源のプラス母線とがカップリングコンデンサ１０５で接続されて直流成分が遮断されるように構成されている。

上記の地絡検出回路では、接続点Ｐにおいて、発振回路１０３からの矩形パルスを絶縁抵抗１０６と検出抵抗１０７とで分圧した電圧値が現われる。平常時は、絶縁抵抗１０６の値を無限大とみなすことができるので、接続点Ｐにおける電圧は発振回路１０３の出力レベルにほぼ一致する。絶縁障害が発生して絶縁抵抗１０６が低下すると、接続点Ｐにおける電圧が大きく減少する。よって、この接続点Ｐにおける電圧の変化を検出することで、絶縁障害を判断することができる。電圧レベル検出部１０４では、接続点Ｐにおける電圧値が基準電圧を下回った場合に、高圧直流電源１００のマイナス母線と車体の間に地絡が発生したと判断される。

しかしながら、上述した従来の検出回路は、絶縁障害の発生を検知することはできるものの、絶縁障害の発生を予測することはできない。このため、絶縁障害発生の通知を受けた時点では、既に絶縁障害が発生した状態にあり、ユーザは、即座にメンテナンスを受ける必要がある。

ユーザにとっては、メンテナンスを行うための期間にある程度の余裕があることが望ましい。メンテナンス期間に余裕を持たせるためには、絶縁障害の発生を予測する必要がある。絶縁障害の発生を予測するためには、絶縁抵抗値の検出を正確かつリアルタイムに行う必要があるが、接続点Ｐにおける電圧（絶縁抵抗と検出抵抗の分圧）を検出する従来の検出回路では、そのような絶縁抵抗値の検出を行うことはできない。

本発明の目的は、上記問題を解決し、絶縁抵抗値を正確かつリアルタイムに検出することが可能な、簡易な構成の絶縁抵抗検出装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明の絶縁抵抗検出装置は、直流電源を備える外部装置の、前記直流電源とグランド間の絶縁抵抗を検出する絶縁抵抗検出装置であって、周期およびデューティー比が一定の矩形波パルスを発生するパルス発生器と、一方の入力に基準電圧が供給され、他方の入力に前記パルス発生器の出力が供給され、該他方の入力のレベルが前記基準電圧を超えた場合に、第１のレベルの信号を、該他方の入力のレベルが前記基準電圧を下回った場合に、前記第１のレベルとは異なる第２のレベルの信号を出力する比較器と、前記パルス発生器の出力ラインに直列に挿入された第１の抵抗と、前記第１の抵抗と前記比較器の他方の入力とを接続するラインに一端が接続され、前記直流電源の出力ラインに他端が接続されるカップリングコンデンサと、前記比較器の他方の入力に接続されたラインの、前記第１の抵抗と前記カップリングコンデンサとの間に一端が接続され、前記グランドに他端が接続されるコンデンサと、前記比較器の出力波形のパルス幅を計測して該出力波形のデューティー比を算出し、該算出したデューティー比に基づいて前記絶縁抵抗の値を算出するパルス幅計測器とを有する。

上記の構成によれば、第１の抵抗、コンデンサ、カップリングコンデンサおよび絶縁抵抗からなる回路により、比較器の他方の入力に供給される信号波形（入力波形）のなまりが発生する。平常時は、パルス発生器からのパルス波形信号がハイレベルの期間において、比較器の他方の入力における電位は、除々に上昇し、ある時点で基準電圧を超え、その後、パルス波形信号のハイレベルの電位に収束する。そして、パルス発生器からのパルス波形信号がローレベルの期間において、比較器の他方の入力における電位は基準電圧を下回る。比較器の過渡応答時間は、絶縁抵抗の大きさによって変化することから、比較器の他方の入力における電位が基準電圧を超えるまでの時間Ｔが、絶縁抵抗の変化に応じて変化する。したがって、比較器の出力波形のデューティー比が絶縁抵抗の変化に対応することとなり、デューティー比から絶縁抵抗の値を算出することができる。このように、本発明では、比較器の出力波形のデューティー比から絶縁抵抗の値をリアルタイムに、かつ、正確に算出することが可能となっている。

なお、第１の抵抗とカップリングコンデンサの間にコンデンサを設けていない場合は、比較器の他方の入力における電位の上昇が急峻になり、絶縁抵抗の変化に対する上記時間Ｔの変化が小さくなって、絶縁抵抗の値を正確に検出することができなくなる。

以上説明したように、本発明によれば、外部装置の絶縁抵抗をリアルタイムに、かつ、正確に測定することができるので、その測定結果に基づいて絶縁障害の発生を予測することができる。

従来の地絡検出回路の構成を示すブロック図である。本発明の一実施形態である絶縁抵抗検出装置の構成を示すブロック図である。図２に示すパルス幅計測器の主要部を示すブロック図である。図２に示す絶縁抵抗検出装置の動作原理を説明するための図である。図２に示すパルス幅計測器による絶縁抵抗の算出手順を示すフローチャート図である。デューティー比と絶縁抵抗値の対応関係の一例を示す図である。

符号の説明

１０パルス発生器
１１コンパレータ
１２パルス幅計測器
２０高電圧システム
２１高圧直流電源
２２インバータ
２３モータ

次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。

図２は、本発明の一実施形態である絶縁抵抗検出装置の構成を示すブロック図である。図２を参照すると、この絶縁抵抗検出装置は、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両に搭載される高電圧システム２０の絶縁抵抗を検出するものであって、パルス発生器１０、コンパレータ１１、パルス幅計測器１２、抵抗Ｒ１、Ｒ２、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１、Ｃ２を有する。

高電圧システム２０は、バッテリー群からなる高圧直流電源２１と、この高圧直流電源２１の出力を交流に変換するためのインバータ２２と、このインバータ２２の出力が供給されるモータ２３とからなる。高圧直流電源２１の正側出力ラインにおける絶縁抵抗をＲａ、負側出力ラインにおける絶縁抵抗をＲｂとする。

パルス発生器１０は、周期およびデューティー比が一定の矩形波パルスを発生する。パルス発生器１０は、専用ＩＣやマイクロコンピュータで構成してもよい。パルス発生器１０の出力ラインには、抵抗Ｒ１が直列に設けられており、さらにこの抵抗Ｒ１に並列に、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ２が直列に接続された回路が設けられている。ダイオードＤ１の出力と抵抗Ｒ１のパルス発生器１０側の端部との接続点をＡ点とする。

抵抗Ｒ１のパルス発生器１０側とは反対側の端部は、コンパレータ１１の入力（負側入力）に接続されている。抵抗Ｒ１とコンパレータ１１の入力とを接続するラインは、コンデンサＣ１を介してシャシグランドに接続されており、さらにコンデンサＣ１との接続点からコンパレータ１１の入力までのラインに、高電圧システム２０を構成する高圧直流電源２１の出力ライン（ここでは、正側出力ライン）がカップリングコンデンサＣ２を介して接続されている。コンパレータ１１の入力ラインとカップリングコンデンサＣ２との接続点をＢ点とする。

コンパレータ１１のもう一方の入力（正側入力）には、基準電圧Ｖ_REFが抵抗Ｒ３を介して供給されている。コンパレータ１１は、Ｂ点における電位レベル（入力レベル）と基準電圧Ｖ_REFとを比較し、入力レベルが基準電圧Ｖ_REFを超えた場合に、ローレベルの出力信号を、入力レベルが基準電圧Ｖ_REF以下の場合に、ハイレベルの出力信号を出力する。コンパレータ１１の出力は、パルス幅計測器１２に供給されている。

なお、コンパレータ１１は、その出力の一部が抵抗Ｒ４を介して入力へ正帰還されたヒステリシス回路とされており、いわゆるヒステリシス特性（入力電圧が、低電位から高電位に変化する場合と、高電位から低電位に変化する場合とで、出力電位の変化する点が異なる、という特性）を有する。このヒステリシス特性を利用することで、後述の出力ラインにおけるチャタリングを防止する。コンパレータ１１の出力ラインの、抵抗Ｒ４との接続点をＣ点とする。

パルス幅計測器１２は、例えば、パルスの幅を測定することが可能なインプットキャプチャカウンタ機能を備えたマイクロコンピュータより構成されるものであって、コンパレータ１１の出力信号波形のパルス幅を測定してその出力信号波形のデューティー比を求め、その求めたデューティー比から高電圧システム２０の絶縁抵抗（絶縁抵抗Ｒａと絶縁抵抗Ｒｂの合成抵抗）を演算する。

図３に、パルス幅計測器１２の主要部を示す。図３を参照すると、パルス幅計測器１２は、演算処理部５０、エッジ検出部５１、カウンタ５２および記憶部５３からなる。記憶部５３は、デューティー比と高電圧システム２０の絶縁抵抗との対応関係が予め格納された特性情報格納部５４および絶縁抵抗値の演算結果が格納される絶縁抵抗値格納部５５を有する。エッジ検出部５１は、コンパレータ１１の出力信号波形のエッジ（立ち上がりおよび立ち下り）を検出する。

演算処理部５０は、カウンタ５２の起動を制御するとともに、エッジ検出部５１からのエッジ検出信号に基づいて、カウンタ５２のカウンタ値を取得し、該取得したカウンタ値からコンパレータ１１の出力信号波形のパルス幅を求め、その求めたパルス幅からデューティー比を算出する。また、演算処理部５０は、算出したデューティー比から、特性情報格納部５４に格納されたデューティー比と絶縁抵抗の対応関係を参照して高電圧システム２０の絶縁抵抗を算出する。この算出結果は、絶縁抵抗値格納部５５に格納される。パルス幅計測器１２では、パルス幅測定、デューティー比の算出、絶縁抵抗の算出の一連の処理が一定の時間間隔で繰り返され、絶縁抵抗値格納部５５に絶縁抵抗値の時系列データが格納されるようになっており、演算処理部５０は、その絶縁抵抗値格納部５５に格納された絶縁抵抗値の時系列データに基づいて絶縁障害を推定する。この絶縁障害の推定では、例えば、時系列データから得られる絶縁抵抗値の変化の大きさが所定の値を超えた場合に絶縁障害と推定する。

次に、本実施形態の絶縁抵抗検出装置の動作について説明する。

まず、高電圧システム２０の絶縁抵抗Ｒａと絶縁抵抗Ｒｂの合成抵抗である絶縁抵抗の値を検出する原理について説明する。

パルス発生器１０の出力信号（Ａ点における電位）がローレベルからハイレベルに遷移すると、抵抗Ｒ１を通じてコンデンサＣ１の充電が開始されるが、絶縁抵抗Ｒａと絶縁抵抗Ｒｂが存在するため、カップリングコンデンサＣ２にも電流が流れる。Ｂ点における電位は、パルス発生器１０の出力信号のハイレベルの電位に収束するが、コンパレータ１１の過渡応答時間は高電圧システム２０の絶縁抵抗の大きさによって変化する。

コンパレータ１１では、Ｂ点の電位レベルと基準電圧Ｖ_REFとが比較される。コンデンサＣ１およびカップリングコンデンサＣ２が充電され、Ｂ点の電位レベルが基準電圧Ｖ_REFより高くなると、コンパレータ１１の出力信号（Ｃ点における電位）がハイレベルからローレベルに遷移する。このときの出力信号のチャタリングを上述したヒステリシス回路により防止する。

パルス発生器１０の出力信号（Ａ点における電位）がローレベルからハイレベルに遷移すると、コンデンサＣ１およびカップリングコンデンサＣ２に蓄えられていた電荷が、抵抗Ｒ１とダイオードＤ１および抵抗Ｒ２とを通じて放電される。ここでは、抵抗Ｒ２の値を抵抗Ｒ１の値より十分に小さくしており、これにより、十分に短い時間で放電が完了するようになっている。コンデンサＣ１およびカップリングコンデンサＣ２に蓄えられていた電荷が放電されると、Ｂ点における電位はローレベルに遷移する。この結果、コンパレータ１１の出力信号（Ｃ点における電位）がローレベルからハイレベルに遷移する。

図４に、上記の動作におけるＡ点、Ｂ点、Ｃ点における電位の変化（波形）を示す。図４中、波形Ａは、Ａ点における電位レベルの変化、波形Ｂは、Ｂ点における電位レベルの変化、波形Ｃは、Ｃ点における電位レベルの変化をそれぞれ示す。コンパレータのしきい値（スレッシュホールドレベル）は、基準電圧Ｖ_REFにヒステリシス分を加えた値である。

図４を参照すると、高電圧システム２０の絶縁抵抗が大きい場合は、Ａ点における電位レベルがローレベルからハイレベルに遷移すると、Ｂ点における電位レベルは、除々に上昇し、ある時点でコンパレータ１１のしきい値を超え、その後、Ａ点における電位レベル（ハイレベル）に収束する。Ｂ点における電位レベルがコンパレータ１１のしきい値を超えると、Ｃ点における電位レベルが、ハイレベルからローレベルに遷移する。Ａ点における電位レベルがローレベルからハイレベルに遷移すると、Ｂ点における電位レベルは、直ちにローレベルになる。Ｂ点における電位レベルがローレベルになると、Ｃ点における電位レベルは、ハイレベルからローレベルに遷移する。

高電圧システム２０の絶縁抵抗が小さい場合も、Ａ点における電位レベルがローレベルからハイレベルに遷移すると、Ｂ点における電位レベルは、除々に上昇するが、その変化は、高電圧システム２０の絶縁抵抗が大きい場合に比べて小さい。このため、Ｂ点における電位レベルがコンパレータ１１のしきい値を超えるまでに要する時間は、高電圧システム２０の絶縁抵抗が大きい場合よりも長くなる。この結果、高電圧システム２０の絶縁抵抗が小さい場合の波形Ｃのデューティー比は、高電圧システム２０の絶縁抵抗が大きい場合よりも大きくなる。

上述した動作から分かるように、高電圧システム２０の絶縁抵抗が大きければ、コンパレータ１１の出力波形（波形Ｃ）のデューティー比は小さくなり、高電圧システム２０の絶縁抵抗が小さければ、コンパレータ１１の出力波形（波形Ｃ）のデューティー比は大きくなる。したがって、コンパレータ１１の出力波形のデューティー比の変化を検出することで、高電圧システム２０の絶縁抵抗の値を知ることができる。

次に、高電圧システム２０の絶縁抵抗（絶縁抵抗Ｒａと絶縁抵抗Ｒｂの合成抵抗）の値をリアルタイムに測定する動作について説明する。図５に、パルス幅計測器１２による絶縁抵抗の算出手順の一例を示す。

まず、コンパレータ１１の出力波形の立ち上がりエッジを検出し、その検出タイミングで割り込みを発生させてカウンタ５２をゼロからスタートさせる（ステップ６０）。次に、コンパレータ１１の出力波形の立ち下がりエッジを検出し、その検出タイミングで割り込みを発生させてカウンタ５２のカウンタ値Ａを取得する（ステップ６１）。次に、コンパレータ１１の出力波形の立ち上がりエッジを検出し、その検出タイミングで割り込みを発生させてカウンタ５２のカウンタ値Ｂを取得した後、カウンタ５２をゼロから再スタートする。次に、ステップ６１、６２で取得したカウンタ値Ａ、Ｂに基づいて、コンパレータ１１の出力波形のデューティー比Ｄを以下の式によりを算出する（ステップ６２）。

Ｄ＝（Ａ÷Ｂ）×１００（％）
次に、特性情報格納部６４に格納されたデューティー比と高電圧システム２０の絶縁抵抗値との対応関係を参照して、ステップ６２で算出したデューティー比Ｄから高電圧システム２０の絶縁抵抗の値を算出する（ステップ６４）。

上記のステップ６１〜６４の処理を繰り返すことで、絶縁抵抗値格納部５５に絶縁抵抗値の時系列データが格納される。演算処理部５０は、絶縁抵抗値格納部５５に格納された絶縁抵抗値の時系列データから絶縁抵抗値の変化を推定し、その推定結果に基づいて絶縁障害の発生を判定する。

デューティー比と絶縁抵抗値の対応関係は、回路定数に依存する。図６に、デューティー比と絶縁抵抗値の対応関係の一例を示す。図６中、縦軸は絶縁抵抗値（Ω）、横軸はデューティー比（％）である。絶縁障害の判定のための絶縁抵抗のしきい値をＡとするとき、このしきい値Ａ近傍における絶縁抵抗値の変化に対するデューティー比の変化率が大きくなるように回路定数を設定する。より具体的には、絶縁障害の発生を予測することが可能な検出すべき絶縁抵抗の値の範囲におけるデューティー比の変化率を他の範囲より大きくする。これにより、絶縁抵抗値の検出精度を向上することができる。

以上説明した実施形態の構成は、本発明の一例であり、その構成および動作は適宜変更することができる。例えば図２に示した構成において、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ２を削除してもよい。ただし、この場合は、Ｂ点における電位レベルの変化は、その立ち下りが急峻ではなくなるため、その点を考慮してパルス発生器１０の出力信号波形のデューティー比を設定する必要がある。

また、図２に示した構成において、コンパレータ１１の正帰還ラインを削除してもよい。

本発明が適用される装置は、上述した電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両に搭載される高電圧システムに限定されるものではない。本発明は、直流電源を備え、この直流電源の出力ラインについて絶縁性が要求される装置であれば、どのような装置にも適用することができる。

Claims

直流電源を備える外部装置の、前記直流電源とグランド間の絶縁抵抗を検出する絶縁抵抗検出装置であって、
周期およびデューティー比が一定の矩形波パルスを発生するパルス発生器と、
一方の入力に基準電圧が供給され、他方の入力に前記パルス発生器の出力が供給され、該他方の入力のレベルが前記基準電圧を超えた場合に、第１のレベルの信号を、該他方の入力のレベルが前記基準電圧を下回った場合に、前記第１のレベルとは異なる第２のレベルの信号を出力する比較器と、
前記パルス発生器の出力ラインに直列に挿入された第１の抵抗と、
前記第１の抵抗と前記比較器の他方の入力とを接続するラインに一端が接続され、前記直流電源の出力ラインに他端が接続されるカップリングコンデンサと、
前記比較器の他方の入力に接続されたラインの、前記第１の抵抗と前記カップリングコンデンサとの間に一端が接続され、前記グランドに他端が接続されるコンデンサと、
前記比較器の出力波形のパルス幅を計測して該出力波形のデューティー比を算出し、該算出したデューティー比に基づいて前記絶縁抵抗の値を算出するパルス幅計測器とを有する絶縁抵抗検出装置。
ダイオードおよび第２の抵抗が直列に接続された回路が、前記パルス発生器の出力ラインに前記第１の抵抗と並列に設けられている、請求項１に記載の絶縁抵抗検出装置。
前記第２の抵抗の値が前記第１の抵抗の値より小さい、請求項２に記載の絶縁抵抗検出装置。
前記比較器は、当該比較器の出力の一部が当該比較器の他方の入力へ正帰還されたヒステリシス回路である、請求項１に記載の絶縁抵抗検出装置。
前記パルス幅計測器は、
カウンタと、
前記比較器の出力波形の立ち上がりエッジおよび立下りエッジをそれぞれ検出するエッジ検出部と、
前記比較器の出力波形のデューティー比と前記絶縁抵抗の値との対応関係を示すデータが予め格納された第１の記憶部と、
前記エッジ検出部によるエッジ検出タイミングで前記カウンタを制御して該カウンタのカウンタ値に基づいて前記比較器の出力波形のパルス幅を求め、該求めたパルス幅から算出したデューティー比から、前記第１の記憶部に格納された対応関係を示すデータを参照して前記絶縁抵抗の値を取得する演算処理部とを有する、請求項１乃至４のいずれか1項に記載の絶縁抵抗検出装置。
前記演算処理部にて算出した絶縁抵抗値が時系列に格納される第２の記憶部を有し、
前記演算処理部は、前記第２の記憶部に格納された絶縁抵抗値の時系列データにおける該絶縁抵抗値の変化が所定の値を超えた場合に絶縁障害と判定する、請求項５に記載の絶縁抵抗検出装置。
前記第１の記憶部に格納された対応関係データは、所定の絶縁抵抗値の範囲におけるデューティー比の変化率が前記所定の絶縁抵抗値の範囲外におけるデューティー比の変化率より大きい、請求項５に記載の絶縁抵抗検出装置。