JPWO2006016409A1 - 受信機、送信装置及び受信方法 - Google Patents

Abstract

本発明の課題は、複数の送信アンテナから同時に送信された複数の送信信号を含む受信信号を、個々の送信信号に分離するのに必要な演算負担を軽減する受信機を得ることである。本受信機は、複数の送信アンテナから送信された複数の送信信号を受信する適応アレーアンテナ手段を有する。前記複数の送信信号は、送信前に所定値に設定されたサブキャリアの位置関係により互いに区別される。本受信機は、受信信号に含まれるサブキャリア成分の内、前記所定値に設定されたサブキャリアの信号成分を抑制する重み係数を算出する手段と、前記重み係数を前記適応アレーアンテナ手段に適用し、前記複数の送信信号を区別して受信する手段とを有する。

Description

本発明は、一般に無線通信の技術分野に関連し、特に複数の送信アンテナから送信された信号を個々に分離する受信機及び受信方法に関する。

この種の技術分野では、主に通信容量を増やす観点から、多入力多出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）方式の無線通信技術が注目されている。この技術は、送信側及び受信側にそれぞれ複数のアンテナを設け、各アンテナ間に形成される伝搬路（又はチャネル）を利用することで、通信容量を増やそうとするものである（ＭＩＭＯ方式については、例えば、非特許文献１参照。）。また、マルチパス伝搬環境に対する耐性に加えて周波数利用効率を高める観点からは、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式の無線通信技術が注目されている。ＯＦＤＭ方式では、周波数軸上に並ぶ互いに直交する複数のサブキャリアを用いて信号を伝送することで、周波数選択性フェージングやマルチパス伝搬環境による影響を抑制しようとするものである。更には、ＭＩＭＯ方式及びＯＦＤＭ方式を組合わせた無線通信システムも有望視されている（このようなシステムについては、非特許文献２参照。）。

図１は、ＭＩＭＯ方式の概要を示す図である。図示されているように、送信側にＮ_ｔ個の送信アンテナが設けられ、送信アンテナの各々から送信信号ｘ_０〜ｘ_Ｎｔ−１がそれぞれ送信される。これらの送信信号は、同一時間及び同一周波数で送信されるが、互いに独立に伝送されるように各送信アンテナ間の距離や配置形式が適切に設定されている。各送信アンテナから送信された送信信号は、Ｎ_ｒ（≧Ｎ_ｔ）個の受信アンテナにより受信され、Ｎ_ｒ個の受信信号ｙ_０〜ｙ_Ｎｒ−１が得られる。図中、各受信信号に加えられる信号ｎ_０〜ｎ_Ｎｒ−１はそれぞれ雑音成分を表す。送信アンテナ及び受信アンテナ間の無線区間は、チャネル行列Ｈで表現され、チャネル行列Ｈの個々の行列要素Ｈ_ｎｍは、ｍ番目の送信アンテナとｎ番目の受信アンテナとの間のチャネル伝達関数に相当する。図示の例では、０≦ｍ≦Ｎ_ｔ−１及び０≦ｎ≦Ｎ_ｒ−１である。

図２は、一般的なＯＦＤＭ方式の送信機の概略図を示す。所定の信号点にマッピングされた変調済みの送信信号は、直並列変換され（Ｓ／Ｐ２０２）、高速逆フーリエ変換され（ＩＦＦＴ２０４）、これによりＯＦＤＭ方式による変調が行なわれる。ＩＦＦＴ後の時間領域の信号は並直列変換され（Ｐ／Ｓ２０６）、それにガードインターバルが付加され（ＧＩ２０８）、送信アンテナ２１０から無線送信される。なお、信号のマッピング方式としては、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭその他任意の方式を採用することができる。

図３は、一般的なＯＦＤＭ方式の受信機の概略図を示す。受信アンテナ３０２で受信された信号のガードインターバルは除去される（−ＧＩ３０６）。以後、受信信号は、直並列変換され（Ｓ／Ｐ３０６）、高速フーリエ変換される（ＦＦＴ３０８）。これにより、ＯＦＤＭ方式の復調が行なわれる。変換後の周波数領域の信号は並直列変換され（Ｐ／Ｓ３１０）、以後復調され（３１２）、デコードその他の処理が行なわれる。

図４は、ＭＩＭＯ方式とＯＦＤＭ方式を組合わせたシステムで使用される送信機の概略図を示す。図示されるように、送信信号は直並列変換（Ｓ／Ｐ４０２）により、Ｎ_ｔ個の信号に分けられる。Ｎ_ｔ個の個々の送信信号は、別々に信号処理された後にＮ_ｔ個の送信アンテナから別々に送信される。例えば、第１の送信信号は、符号化され（４０４−１）、マッピングされ（４０６−１）、高速逆フーリエ変換（４０８−１）された後に、ガードインターバルが付加され（４１０−１）、送信アンテナ４１２−１から送信される。他の送信信号も同様に処理され、送信される。

図５は、ＭＩＭＯ方式とＯＦＤＭ方式を組合わせたシステムで使用される受信機の概略図を示す。図示されるように、受信信号は、Ｎ_ｒ個の受信アンテナ５０２−１〜Ｎ_ｒにより受信され、ガードインターバルがそれらから除去され（５０４−１〜Ｎ_ｒ）、別々に高速フーリエ変換される（５０６−１〜Ｎ_ｒ）。フーリエ変換後の信号は、Ｎ_ｔ個の送信信号に分離され（５０８）、各送信信号毎に復調及びデコードが行なわれる。

信号分離部５０８における信号処理に関し、複数の受信アンテナで受信した信号を、複数の送信アンテナから送信された個々の送信信号に分離する様々な手法が存在する。第１の手法は、ゼロフォーシング（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）法と呼ばれるアルゴリズムを利用する。これは、チャネル行列Ｈの擬似的逆行列（ｐｓｅｕｄｏ ｉｎｖｅｒｓｅ ｏｆ Ｈ）Ｈ^＋を算出し、受信信号に擬似的逆行列を乗じることで、送信信号を得ようとするものである。

第２の手法は、最小二乗平均誤差（ＭＭＳ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）法と呼ばれるアルゴリズムを利用する。これは、（αＩ＋Ｈ^＊Ｈ）^−１Ｈ^＊ で表現される行列を受信信号に乗算することで、送信信号を得ようとするものである。ここで、αは信号対雑音比の逆数（ＳＮＲ^−１）であり、Ｉは単位行列を表わし、Ｈ^＊は行列Ｈの共役転置行列を表す。

第３の手法は、ゼロフォーシングブラスト（ＺＦ−ＢＬＡＳＴ：Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ）法と呼ばれるアルゴリズムを利用する。これは、１つの送信アンテナからの信号の選択及び除去を反復的に行なうことで、高速データ伝送を実現しようとするものである（この手法については、例えば、非特許文献３参照。）。

第４の手法は、最小二乗平均誤差ブラスト（ＭＭＳＥ ＢＬＡＳＴ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ ＢＬＡＳＴ）法と呼ばれるアルゴリズムを利用する。これは、最小二乗平均誤差法とブラスト法とを組合わせたものに相当する。

第５の手法は、最尤判定（ＭＬＤ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）法と呼ばれるアルゴリズムを利用する。これは、総ての可能な送信シンボルの組合せと受信信号との二乗ユークリッド距離を計算し、最小の距離を与えるシンボルの組合せが、送信信号として最も確からしいと判断するものである。

［非特許文献１］Ａ．Ｖａｎ Ｚｅｌｓｔ，“Ｓｐａｃｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”，Ｐｒｏｃ．１０ｔｈ Ｍｅｄ．Ｅｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ２０００，ｐｐ．１２１８−１２２１
［非特許文献２］Ａ．Ｖａｎ Ｚｅｌｓｔ ｅｔ ａｌ．，“Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ａ ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ ｂａｓｅｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ ｓｙｓｔｅｍ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ．Ｐｒｏｃｅｓｓ．５２，ｎｏ．２，２００４，ｐｐ．４８３−４９４
［非特許文献３］Ｐ．Ｗ．Ｗｏｌｎｉａｎｓｋｙ ｅｔ ａｌ．，“Ｖ−ＢＬＡＳＴ：Ａｎ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ ｒｅａｌｉｚｉｎｇ ｖｅｒｙ ｈｉｇｈ ｄａｔａ ｒａｔｅｓ ｏｖｅｒ ｔｈｅ ｒｉｃｈ ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ”，ｉｎ Ｐｒｏｃ．Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｒａｄｉｏ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ，Ｂｏｕｌｄｅｒ，ＣＯ，Ｓｅｐｔ．１９９８

このように様々な手法により、受信信号を複数の送信信号の各々に分離することができるが、何れの手法を採用するにしても演算負担は小さくはない。概して第１の手法から第５の手法に向かうにつれて、信号分離精度又は信号の推定精度は向上するが、信号処理に要する演算負担も増える傾向にある。特に第５の手法は、総ての可能な信号点の組合せ数、即ち（シンボルマッピングの可能な信号点数）^{（送信アンテナ数）}もの組合せ数について距離計算を要するので、非常に演算負担が大きくなる。第１の手法を採用するにしても、逆行列を求める演算負担は小さくはない。従って、ＭＩＭＯ方式やＭＩＭＯ方式と他の技術を組合わせた通信システムは、将来的に有望な性質を備えてはいるが、複数の送信アンテナから同時に送信された複数の送信信号を区別するのに要する演算負担が大きいという問題がある。このことは、携帯端末や簡易な移動端末のような製品用途では特に不都合になる。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その課題は、複数の送信アンテナから同時に送信された複数の送信信号を含む受信信号を、個々の送信信号に分離するのに必要な演算負担を軽減する受信機及び受信方法を提供することである。

本発明で使用される受信機は、
複数の送信アンテナから送信された複数の送信信号で、送信アンテナを区別するため送信前に所定値のサブキャリア信号成分が抑制された送信信号を受信する適応アレーアンテナ手段
受信信号に含まれるサブキャリア成分の内、前記所定値に設定されたサブキャリアの信号成分を抑制する重み係数を算出する手段と、
前記重み係数を前記適応アレーアンテナ手段に適用し、前記複数の送信信号を区別して受信する手段と
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、複数の送信アンテナから同時に送信された複数の送信信号を受信する受信機において、受信信号を個々の送信信号に分離するのに必要な演算負担を軽減することができる。

ＭＩＭＯ方式の無線通信システムの概念図を示す。 ＯＦＤＭ方式の送信機の概念図を示す。 ＯＦＤＭ方式の受信機の概念図を示す。 ＭＩＭＯ方式及びＯＦＤＭ方式の送信機の概念図を示す。 ＭＩＭＯ方式及びＯＦＤＭ方式の受信機の概念図を示す。 本発明の一実施例による受信機のブロック図を示す。 本発明の一実施例による動作を説明するための説明図を示す。 周波数軸上における送信信号及び受信信号を示す図である。 本発明の一実施例による受信機の変形例を示すブロック図である。 本発明の一実施例による受信機のブロック図を示す。 本発明の一実施例による送信機のブロック図を示す。 本発明の一実施例による受信機のブロック図を示す。 本発明の一実施例による動作を示すフローチャートを示す。 本発明の一実施例による動作を示すフローチャートを示す。 送信信号の到来方向と指向性の関係を示す図である。 本発明の一実施例による送信機のブロック図を示す。

符号の説明

２０２ 直並列変換部； ２０４ 高速逆フーリエ変換部； ２０６ 並直列変換部； ２０８ ガードインターバル付加部； ２１０ 送信アンテナ；
３０２ 受信アンテナ； ３０４ ガードインターバル除去部； ３０６ 直並列変換部； ３０８ 高速フーリエ変換部； ３１０ 並直列変換部；
４０２ 直並列変換部； ４０４−１〜Ｎ_ｔ 符号器； ４０６−１〜Ｎ_ｔ マッピング部； ４０８−１〜Ｎ_ｔ 高速逆フーリエ変換部； ４１０−１〜Ｎ_ｔ ガードインターバル付加部； ４１２−１〜Ｎ_ｔ 送信アンテナ部；
５０２−１〜Ｎ_ｒ 受信アンテナ部； ５０４−１〜Ｎ_ｒ ガードインターバル除去部； ５０６−１〜Ｎ_ｒ 高速フーリエ変換部； ５０８ 信号分離部；
６０２−１〜Ｎ_Ａ アンテナ素子； ６０４−１〜Ｎ_Ａ ガードインターバル除去部； ６０６−１，２ 信号分離部； ６０８−１〜Ｎ_Ａ ウエイト乗算部； ６１０ 加算部； ６１２，６１２’ 高速フーリエ変換部； ６１４ チャネル補償部； ６１６ 復調部； ６１８，６１８’ウエイト制御部；
７１０，７２０ 送信アンテナ；
１００２−１〜Ｎ_Ａ アンテナ素子； １００４−１〜Ｎ_Ａ ガードインターバル除去部； １００８−１〜Ｎ_Ａ ウエイト乗算部； １０１０ 加算部； １０１２ 高速フーリエ変換部； １０１４ チャネル補償部； １０１６，１０１８ 乗算部； １０２０ 加算部； １０２２ 並直列変換部； １０２４ 復調部； １０２６ ウエイト制御部；
１１０２ 高速フーリエ変換部； １１０４ 仮想サブキャリア設定部； １１０６ 高速逆フーリエ変換部； １１０８ 並直列変換部； １１１０ 符号化部； １１１２ マッピング部； １１１３ 直並列変換部（Ｓ／Ｐ）； １１１４ ガードインターバル付加部； １１１６ ディジタルアナログ変換部； １１１８ 周波数変換部； １１２０ 送信アンテナ；
１２０２−１〜Ｎ_Ａ 受信アンテナ； １２０４−１〜Ｎ_Ａ バンドパスフィルタ； １２０６−１〜Ｎ_Ａ 周波数変換部； １２０８−１〜Ｎ_Ａ アナログディジタル変換部； １２１０−１〜Ｎ_Ａ ガードインターバル除去部； １２１２−１〜Ｎ_Ａ ウエイト乗算部； １２１４ 加算部； １２１６ 直並列変換部； １２１８ 高速フーリエ変換部； １２２０ チャネル補償部； １２２２ 乗算部； １２２４ 高速逆フーリエ変換部； １２２６ 並直列変換部； １２２８ 復調部； １２３０ ウエイト制御部； １２３２ 選択的な信号線；

本発明の一態様によれば、複数の送信アンテナから送信された複数の送信信号は適応アレーアンテナ手段で受信される。前記複数の送信信号は、送信前に所定値に設定されたサブキャリアの位置関係により互いに区別される。受信信号に含まれるサブキャリアの内、前記所定値に設定されたサブキャリアの信号成分を抑制する重み係数が算出される。前記重み係数は前記適応アレーアンテナ手段に適用され、前記複数の送信信号が区別されながら受信される。

これにより、ＭＩＭＯ方式の受信機で行なわれているような信号分離法を実行せずに、各送信信号の到来方向に向く指向性を利用して、個々の送信信号を区別することができる。この好都合な指向性を実現する重み係数は、データ伝送に使用されないサブキャリアに関する知識を活用することにより導出される。即ち、重み係数は、受信信号に含まれる所定のサブキャリア成分が抑制されるように算出され、その際の演算負担は（ＭＩＭＯ方式の信号分離と比較して）比較的軽い。従って、複数の送信アンテナから同時に送信された複数の送信信号を含む受信信号を、個々の送信信号に分離するのに必要な演算負担を軽減することができる。

本発明の一態様によれば、前記所定値が実質的にゼロである。これにより、データ伝送に使用されていないサブキャリアの信号成分がゼロであるように、適応制御が行なわれ、重み係数が設定される。

本発明の一態様によれば、前記適応アレーアンテナ手段で受信された信号が、複数の送信アンテナから同時に同一周波数で送信された信号である。

本発明の一態様によれば、前記適応アレーアンテナ手段で受信された信号が、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式で変調された信号である。また、一態様では、前記適応アレーアンテナ手段で受信された信号が、マルチキャリア符号分割多重化（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式で変調された信号である。

本発明の一態様における受信機は、ある送信アンテナ以外の１以上の送信アンテナからある期間内に送信され且つ前記適応アレーアンテナ手段で受信した信号を抑制する重み係数を用いて、前記ある送信アンテナから別の期間内に送信される信号を受信する。これにより、送信信号が最大化されるようにではなく、送信信号が抑制されるように重み係数が設定されるので、各送信アンテナに相応しい重み係数を的確且つ効率的に設定できる。

本発明の一態様によれば、第１及び第２の送信アンテナからそれぞれ送信された第１及び第２の送信信号を受信する受信機が使用される。本受信機は、第１のサブキャリア成分が所定値に設定された前記第１の送信信号及び第２のサブキャリア成分が所定値に設定された前記第２の送信信号を受信する、複数のアンテナ素子を含む適応アレーアンテナ手段と、フーリエ変換後の受信信号に含まれる前記第１及び第２のサブキャリア成分をそれぞれ抑制する第１及び第２の重み係数をそれぞれ算出するウエイト制御手段と、前記第１及び第２の重み係数を前記適応アレーアンテナ手段に適用し、個々の送信信号を区別する手段とを備えることを特徴とする。

本発明の一態様によれば、前記所定値に設定された第１及び第２の少なくとも一方のサブキャリアが、２以上のサブキャリアより成る。これにより、複数の送信信号を互いに区別する自由度が大きくなる。

本発明の一態様によれば、前記適応アレーアンテナ手段で受信された信号は、送信側でフーリエ変換を施し、前記第１及び第２のサブキャリア成分が所定値に設定され、フーリエ逆変換された後に無線送信される単一（シングル）キャリアの信号である。これにより、単一キャリア方式の通信システムにも本発明を適用することができる。

本発明の一態様によれば、異なるタイムスロットでそれぞれ送信された前記第１及び第２の送信信号を別々に受信する。また、受信した前記第１の送信信号を抑制する重み係数を用いて、前記第２の送信信号を受信する。

以下、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式（実施例１）、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式（実施例２）及びＭＩＭＯ−シングルキャリア方式（実施例３）に本発明を適用した例並びに別の実施例（実施例４）が説明される。

図６は、本発明の一実施例による受信機の概略図を示す。本実施例では、ＭＩＭＯ方式及びＯＦＤＭ方式が採用されている。送信機については、図４に示されるような構成を採用することができる。簡単のため、送信機は、２つの送信アンテナを有し、それらから２種類の送信信号ｘ_１，ｘ_２を同時に同一周波数で送信するものとする。図６に示される受信機は、複数の（Ｎ_Ａ個）のアンテナ素子６０２−１〜Ｎ_Ａと、Ｎ_Ａ個のガードインターバル除去部（−ＧＩ）６０４−１〜Ｎ_Ａと、第１の信号分離部６０６−１と、第２の信号分離部６０６−２とを有する。第１及び第２の信号分離部６０６−１，２は実質的に同様の構成を有するので、第１の信号分離部６０６−１がそれらを代表して説明される。第１の信号分離部６０６−１は、Ｎ_Ａ個のウエイト乗算部６０８−１〜Ｎ_Ａと、加算部６１０と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）６１２と、チャネル補償部６１４と、復調部６１６と、ウエイト制御部６１８とを有する。

Ｎ_Ａ個のアンテナ素子６０２−１〜Ｎ_Ａは、Ｎ_Ａ個全体で１つの適応アレーアンテナが形成されるように、互いの位置関係が定めれられる。適応アレーアンテナを実現する様々な形態があり得るが、一例としては、隣接するアンテナ素子が、受信信号の半波長程度の距離に並べらた等間隔直線配置アレーアンテナである。

ガードインターバル除去部（−ＧＩ）６０４−１〜Ｎ_Ａは、各アンテナ素子で受信した信号からガードインターバルに相当する信号部分を除去する。

第１の信号分離部６０６−１は、受信信号に含まれる第１の送信信号ｘ_１に関する信号処理を行なう。第２の信号分離部６０６−２は、受信信号に含まれる第２の送信信号ｘ_２に関する信号処理を行なう。上述したように、第１及び第２の信号分離部は実質的に同様の構成を有するので、第１の信号分離部６０６−１がそれらを代表して説明される。なお、信号処理部の数は、送信信号の種類、即ち送信アンテナ数に応じて設けられることに留意を要する。

Ｎ_Ａ個のウエイト乗算部６０８−１〜Ｎ_Ａは、アンテナ素子６０２−１〜Ｎ_Ａの各々に対応して設けられ、各アンテナ素子で受信された信号にウエイト又は重み係数をそれぞれ乗算する。

加算部６１０は、重み付けされた受信信号を合成する。

高速フーリエ変換部６１２は、重み付け合成後の受信信号を高速フーリエ変換し、ＯＦＤＭ方式の復調を行なう。より正確には、離散高速フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ ＦＦＴ）が行なわれる。これにより、周波数領域の受信信号が生成され、受信信号中のＮ個のサブキャリア成分が得られる。

チャネル補償部６１４は、受信信号と既知信号とに基づいてチャネル推定値を求め、伝搬路で導入された信号歪が補償されるように受信信号をサブキャリア毎に修正する。

復調部６１６は、チャネル補償後の受信信号に基づいて、データ復調を行ない、復調結果をデコード部（図示せず）に出力する。

ウエイト制御部６１８は、各アンテナ素子からの信号及び高速フーリエ変換部６１２からの信号の一部に基づいて、一群の重み係数ｗ^（１）＝（ｗ_１，．．．，ｗ_ＮＡ）を算出し、それらの重み係数をウエイト乗算部６０８−１〜Ｎ_Ａに与える。通常の適応アレーアンテナのウエイト制御とは異なり、本実施例では、高速フーリエ変換部６１２からの出力の一部、即ち受信信号中のあるサブキャリア成分（図示の例ではｐ番目のサブキャリア成分）が抑制されるように重み係数が決定される。また、第２の信号分離部６０６−２内のウエイト制御部６１８’は、受信信号中のｑ番目（ｑ≠ｐ）のサブキャリア成分が抑制されるように重み係数を決定する。重み係数の決定法等については、以下の動作説明で明らかにされる。

図７及び関連する図面を参照しながら、動作が説明される。２つの送信アンテナ７１０，７２０から異なる送信信号ｘ_１，ｘ_２がそれぞれ送信される。送信アンテナ７１０，７２０は、互いに非相関であるように設けられ、第１及び第２の送信信号ｘ_１，ｘ_２は同時に同一の周波数で送信される。この点、図４に関して説明されたＭＩＭＯ方式の送信機と同様である。図中、ＡＡＡは、図６の受信機の適応アレーアンテナを意味し、複数のアンテナ素子が８つの白丸で表現されている。また、図７には、適応アレーアンテナの指向性を表す２つの曲線も描かれている（これについては、後述される。）。

ところで、ＯＦＤＭ方式の送信信号では、複数のサブキャリアにデータをマッピングし、それらを高速逆フーリエ変換することで、ＯＦＤＭ方式の変調が行なわれる。各サブキャリアは互いに１シンボル期間の逆数の倍数だけ離間されており、互いに直交する位置関係を維持している。従って、送信信号ｘ_１，ｘ_２は、周波数軸上では、図８上半分に示されるように多数の周波数成分（サブキャリア成分）を有する。但し、送信信号ｘ_１に関するｐ番目のサブキャリアや、送信信号ｘ_２に関するｑ番目のサブキャリアのように、一部のサブキャリアにはデータがマッピングされない。このようなデータ伝送に使用されないサブキャリア（「仮想（ｖｉｒｔｕａｌ）サブキャリア」とも呼ばれる。）が設定されるのは、例えば、ＤＣオフセット成分を抑制するためであったり、隣接する帯域との干渉を回避する等のためである。データ伝送に使用されないサブキャリアの位置は、通信規格で決まっているでもよいし、システム運営者が決めたものでもよいし、別の観点から決められたものでもよい。いずれにせよ、そのサブキャリアがデータ伝送に使用されていないことを送信側及び受信側の双方が知っており、複数の送信信号が仮想サブキャリアの位置関係で互いに区別可能であればよい。

第１及び第２の送信信号ｘ_１，ｘ_２は、別々の送信アンテナ７１０，７２０から送信される。送信時点では、各信号は図８上側に示されるような周波数特性をそれぞれ有する。これらは、互いに異なる（少なくとも一部が異なる）伝搬路を経て受信機の適応アレーアンテナ６０２−１〜Ｎ_Ａに到達し、第１，第２の送信信号ｘ_１，ｘ_２は第１，第２の受信信号ｙ_１，ｙ_２として受信される。第１の受信信号ｙ_１は、図６の適応アレーアンテナで受信された受信信号に、ウエイト制御部６１８で決定された重み係数ｗ^（１）で重み付けされ、加算部６１０で加算された後の信号である。第２の受信信号ｙ_２は、ウエイト制御部６１８’で決定された重み係数ｗ^（２）で受信信号を重み付けし、加算部６１０で加算した後の信号である。

図８に示されるように、第１の送信信号ｘ_１のｐ番目のサブキャリア成分は、ゼロであるので、第１の受信信号ｙ_１のｐ番目のサブキャリア成分もゼロであることが期待される。しかしながら、第１の受信信号ｙ_１を受信する際に、第２の受信信号ｙ_２も同時に受信することに主に起因して、第１の受信信号ｙ_１のｐ番目のサブキャリア成分がゼロでない信号成分を有する可能性がある。そのような信号成分は干渉成分であり、図８下側の受信信号ｙ_１のｐ番目のサブキャリア付近の破線で示される。第１の受信信号ｙ_１に含まれる周波数成分は、図６のＦＦＴ部６１２の出力信号から総て得られ、その内のｐ番目のサブキャリアに関する信号成分は、ウエイト制御部６１８に与えられる。ウエイト制御部６１８は、ｐ番目のサブキャリア成分に関する評価関数又はコスト関数を算出し、その評価関数を最小化する、即ちｐ番目のサブキャリア成分がゼロになるように、一群の重み係数ｗ^（１）＝（ｗ_１，ｗ_２，．．．，ｗ_ＮＡ）を算出する。評価関数には様々な関数形が考えられるが、一例として、

のような関数を採用することができる。ここで、ｉは反復回数を示すパラメータであり、λは例えば０．９９５のような値をとる忘却係数であり、ｗ^Ｈは重み係数を成分とするベクトルの共役転置ベクトルであり、Ｒ_ｐは受信信号中のｐ番目のサブキャリア成分を表す量である。重み係数の算出法については、再帰的最小二乗（ＲＬＳ：Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）法や、最小二乗平均（ＬＭＳ：Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）法等のような最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）法その他の既存の技術を利用することができる。適応アレーアンテナに用いる重み係数は、送信信号と仮想サブキャリア（データのマッピングされないサブキャリア）との対応関係が、受信機側で既知であれば、その仮想サブキャリアに関する知識に基づいて受信機にて算出される。

ｐ番目のサブキャリア成分を抑制する重み係数ｗ^（１）を、ウエイト乗算部６０８−１〜Ｎ_Ａにより各アンテナ素子に与えると、図７に示されているように、適応アレーアンテナの指向性は第２の送信信号ｘ_２が到来する方向にヌルを向けるようになる。ｐ番目のサブキャリア成分が充分に抑制されるならば、第１の受信信号ｙ_１に基づいて復調される信号は、第１の送信信号ｘ_１を正確に表す。

同様に、第２の受信信号ｙ_２についても、ｑ番目のサブキャリア成分がゼロであることが期待されるが、第１の受信信号ｙ_１に起因して、ｑ番目のサブキャリアに干渉成分が生じる。そこで、第２の受信信号ｙ_２からｑ番目のサブキャリア成分を抽出し、それをウエイト制御部６１８’に与え、ｑ番目のサブキャリア成分が抑制されるような一群の重み係数ｗ^（２）が算出される。これらの重み係数が、第２の受信信号に関するウエイト乗算部６０８−１〜Ｎ_Ａにより各アンテナ素子に与えられると、適応アレーアンテナの指向性は第１の送信信号ｘ_１の到来方向にヌルを向ける。ｑ番目のサブキャリア成分が充分に抑制されるならば、第２の受信信号ｙ_２に基づいて復調される信号は、第２の送信信号ｘ_２を正確に表す。

なお、データ伝送に使用されないサブキャリアは、１つの送信信号につき１つでもよいし複数でもよい。複数の送信アンテナから送信される複数の信号は、仮想サブキャリアの位置関係で互いに区別可能であればよい。従って、１つの送信信号に複数の仮想サブキャリアが含まれる場合には、異なる送信信号の間で、仮想サブキャリアの少なくとも一部が異なっていることを要する。仮想サブキャリアの位置は、上述したように、様々に設定することができる。未使用周波数として設定済みの周波数が仮想サブキャリアとして利用できるだけでなく、データ伝送に使用可能なサブキャリアの一部を仮想サブキャリアに設定することもできる。この場合、仮想サブキャリアを新設したことに起因してデータ伝送品質も劣化してしまうが、そのような劣化が、補償可能な程度の通信環境の悪化の範疇に収まるならば、誤り訂正その他の補償技術によって劣化を補うことができる。未使用周波数として設定済みの周波数を仮想サブキャリアとして利用する場合に、フィルタのカットオフ周波数を変更することで、未使用周波数を確保することもできる。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格では、同一内容の２つの連続するＯＦＤＭシンボル（便宜上、第１シンボル及び第２シンボルと呼ぶ。）がプレアンブルシーケンスとして伝送される。この規格に本実施例を適用する場合には、（同一内容の）第１及び第２シンボルに設定する仮想サブキャリアは、互いに異なる位置に設定される必要がある。例えば、第１シンボルはｐ番目のサブキャリアが仮想サブキャリアに設定され、第２シンボルはｑ番目（ｑ≠ｐ）を仮想サブキャリアに設定する。仮に、第１及び第２シンボルの双方でｐ番目を仮想サブキャリアにすると、プレアンブルシーケンスに関するｐ番目のサブキャリア成分が不明になってしまうからである。

本実施例は、マルチアウトプット型の送信装置において、第１のアンテナと第２のアンテナから出ている無線波を区別するために第１のアンテナと第２のアンテナから出力されるマルチキャリア内に、キャリアを配置しない周波数領域を設け、第１のアンテナと第２のアンテナで、キャリアを配置しない周波数領域が異なるようにする。キャリアを配置しない周波数領域は、その周波数領域のパワーを絞ることによって実現され、受信側から見て実質的にキャリアの無い任意の状態を含む。

本実施例では、送信側から２種類の送信信号が送信されていたが、送信信号の種類又は送信アンテナ数は２つに限定されず、任意の送信アンテナ数を用いることが可能である。但し、送信アンテナ数に対応した数の信号分離部６０６が必要であること、及び総ての送信信号が仮想サブキャリアの位置で互いに区別可能であることを要する。

図９は図６に示される受信機の変形例を示す。図９では、簡単のため、第１の送信信号ｘ_１及び第１の受信信号ｙ_１に関する部分のみが描かれていることに留意を要する。図９及び図６に示される受信機は、第１の送信信号に関し、共に受信信号中のｐ番目のサブキャリア成分を抑制する重み係数を算出することで、第１の送信信号以外の信号の到来方向にヌルを向ける指向性を実現する。図９の受信機では、図６の受信機とは異なり、加算部に入力される前の信号に高速フーリエ変換が施されている。

図１０は、本発明の一実施例による受信機の部分ブロック図である。本実施例による受信機は、ＭＩＭＯ方式、ＯＦＤＭ方式及び符号分割多重化（ＣＤＭＡ）方式の組合わせられたシステムで使用される。簡単のため、第１の送信信号ｘ_１及び第１の受信信号ｙ_１に関する部分のみが描かれている点に留意を要する。送信機については、ＭＩＭＯ方式、ＯＦＤＭ方式及びＣＤＭＡ方式を採用する通常の送信機（図示せず）を利用することができる。図１０に示される受信機は、複数の（Ｎ_Ａ個）のアンテナ素子１００２−１〜Ｎ_Ａと、Ｎ_Ａ個のガードインターバル除去部（−ＧＩ）１００４−１〜Ｎ_Ａと、Ｎ_Ａ個のウエイト乗算部１００８−１〜Ｎ_Ａと、加算部１０１０と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１０１２と、チャネル補償部１０１４と、サブキャリア数個の乗算部１０１６，１０１８と、合成部１０２０と、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）１０２２と、復調部１０２４と、ウエイト制御部１０２６とを有する。図示の都合上、サブキャリア数個の乗算部１０１６，１０１８は総て同じ参照番号で示されている。

Ｎ_Ａ個のアンテナ素子１００２−１〜Ｎ_Ａは、Ｎ_Ａ個全体で１つの適応アレーアンテナが形成されるように、互いの位置関係が定めれられる。ガードインターバル除去部（−ＧＩ）１００４−１〜Ｎ_Ａは、各アンテナ素子で受信した信号からガードインターバルに相当する信号部分を除去する。Ｎ_Ａ個のウエイト乗算部１００８−１〜Ｎ_Ａは、アンテナ素子１００２−１〜Ｎ_Ａの各々に対応して設けられ、各アンテナ素子で受信された信号にウエイト又は重み係数をそれぞれ乗算する。加算部１０１０は、重み付けされた受信信号を合成する。

高速フーリエ変換部１０１２は、重み付け合成後の受信信号を高速フーリエ変換し、ＯＦＤＭ方式の復調を行なう。これにより、周波数領域の受信信号が生成され、Ｎ個のサブキャリア毎に受信信号が得られる。チャネル補償部１０１４は、チャネル推定値を求め、伝搬路で導入された信号歪が補償されるように受信信号をサブキャリア毎に修正する。サブキャリア数個（Ｎ個）の乗算部１０１８は、フーリエ変換後の信号に、逆拡散コードを乗算する。合成部１０２０は、逆拡散後の所定数個の信号を合成する。並直列変換部１０２２は、合成後の並列的な信号を更に直列的な信号に変換する。復調部１０２４は、データ復調を行ない、復調結果をデコード部（図示せず）に出力する。

ウエイト制御部１０２６は、各アンテナ素子からの信号及び高速フーリエ変換部１０１２からの信号の一部（図示の例では、ｐ番目のサブキャリア成分）に基づいて、重み係数を算出し、それらの重み係数をウエイト乗算部１００８−１〜Ｎ_Ａに与える。本実施例でも、高速フーリエ変換部１０１２からの出力の一部、即ち受信信号中のあるサブキャリア成分（図示の例ではｐ番目のサブキャリア成分）が抑制されるように重み係数が決定される。ｐ番目のサブキャリア成分を抑制する重み係数が、ウエイト乗算部１００８−１〜Ｎ_Ａにより各アンテナ素子に与えると、適応アレーアンテナの指向性は第１の送信信号ｘ_１以外の信号の到来する方向にヌルを向けるようになる。ｐ番目のサブキャリア成分が充分に抑制されるならば、第１の受信信号ｙ_１に基づいて復調される信号は、第１の送信信号ｘ_１を正確に表すようになる。

第１及び第２実施例で説明された例は、マルチキャリア方式を採用する通信システムを使用していた。複数のサブキャリアの一部が仮想サブキャリアに設定され、受信信号中の仮想サブキャリアの信号成分を抑制することで、送信信号を区別して受信できるように適応アレーアンテナのウエイトが調整される。従って、何らの修正もなしに、そのような技術を従来のシングルキャリア方式の通信システムに適用することはできない。以下、本発明をシングルキャリア方式のＭＩＭＯ方式のシステムに適用する実施例が説明される。

図１１は、本発明の一実施例による送信機の部分ブロック図を示す。この送信機は、ＭＩＭＯ方式でシングルキャリア方式を採用する。本実施例による送信機は、送信アンテナＮ_ｔ個の各々について、符号化部１１１０個と、マッピング部１１１２と、直並列変換部（Ｓ／Ｐ）１１１３と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１１０２と、仮想サブキャリア設定部１１０４と、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１１０６と、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）１１０８と、ガードインターバル付加部（ＧＩ）１１１４と、ディジタルアナログ変換部（Ｄ／Ａ）１１１６と、Ｎ_ｔ個の周波数変換部（Ｕ／Ｃ）１１１８と、送信アンテナ１１２０とを有する。

高速フーリエ変換部１１０２は、送信信号を高速フーリエ変換し、それをＮ個のサブキャリア成分を出力する。仮想サブキャリア設定部１１０４は、Ｎ個のサブキャリア成分のうち、仮想サブキャリアとして設定するサブキャリア成分（例えば、ｐ番目のサブキャリア成分）をゼロに強制し、出力する。仮想サブキャリア以外のサブキャリアについては、何らの変更も加えられずにそのまま出力される。高速逆フーリエ変換部１１０６は、入力された一群の信号を高速逆フーリエ変換し、それらを時間領域の信号に戻す。どのサブキャリアを仮想サブキャリアに設定するかについては、送信機及び受信機間で予め定められている、又はシステムで事前に設定されているものとする。

符号化部１１１０−１〜Ｎ_ｔは、畳込み符号化や誤り訂正符号化のような適切な符号化を行なう。マッピング部１１１２−１〜Ｎ_ｔは、適切な変調方式で、送信信号をコンステレーション上の適切な信号点にマッピングする。ガードインターバル付加部１１１４−１〜Ｎ_ｔは、信号にガードインターバルを付加する。ディジタルアナログ変換部１１１６−１〜Ｎ_ｔは、ディジタル信号をアナログ信号に変換する。周波数変換部１１１８−１〜Ｎ_ｔは、アナログ信号に変換された信号を高周波数の信号に変換する。送信アンテナ１１２０−１〜Ｎ_ｔは、送信信号を独立に送信する。

図１２は、本発明の一実施例による受信機のブロック図である。本実施例では、図１１の送信機に対応して、シングルキャリアのＭＩＭＯ方式が採用されている。簡単のため、第１の送信信号ｘ_１及び第１の受信信号ｙ_１に関する部分のみが描かれている点に留意を要する。本受信機は、複数の（Ｎ_Ａ個）のアンテナ素子１２０２−１〜Ｎ_Ａと、Ｎ_Ａ個のバンドパスフィルタ部１２０４−１〜Ｎ_Ａと、Ｎ_Ａ個の周波数変換部（Ｄ／Ｃ）１２０６−１〜Ｎ_Ａと、Ｎ_Ａ個のアナログディジタル変換部（Ａ／Ｄ）１２０８−１〜Ｎ_Ａと、Ｎ_Ａ個のガードインターバル除去部（−ＧＩ）１２１０−１〜Ｎ_Ａと、Ｎ_Ａ個のウエイト乗算部１２１２−１〜Ｎ_Ａと、加算部１２１４と、直並列変換部（Ｓ／Ｐ）１２１６と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１２１８と、チャネル補償部１２２０と、サブキャリア数個（Ｎ個）の乗算部１２２２と、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１２２４と、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）１２２６と、復調部１２２８と、ウエイト制御部１２３０とを有する。

Ｎ_Ａ個のアンテナ素子１２０２−１〜Ｎ_Ａは、Ｎ_Ａ個全体で１つの適応アレーアンテナが形成されるように、互いの位置関係が定めれられる。バンドパスフィルタ部１２０４−１〜Ｎ_Ａは、アンテナ素子毎に信号の帯域を限定する。周波数変換部１２０６−１〜Ｎ_Ａは高周波数の信号を低周波数の信号に変換する。アナログディジタル変換部１２０８−１〜Ｎ_Ａは、アナログ信号をディジタル信号に変換する。ガードインターバル除去部（−ＧＩ）１２１０−１〜Ｎ_Ａは、各アンテナ素子で受信した信号からガードインターバルに相当する信号部分を除去する。ウエイト乗算部１２１２−１〜Ｎ_Ａは、各アンテナ素子で受信された信号に重み係数をそれぞれ乗算する。加算部１２１４は、重み付けされた受信信号を合成する。

直並列変換部１２１６は、合成後の信号をＮ個の並列信号に変換する。高速フーリエ変換部１２１８は、受信信号を高速フーリエ変換し、受信信号に含まれるＮ個のサブキャリア成分が出力される。チャネル補償部１２２０は、チャネル推定値を求め、伝搬路で導入された信号歪が補償されるように受信信号をサブキャリア毎に修正する。高速逆フーリエ変換部１２２４は、入力された信号群を高速逆フーリエ変換し、時間領域の信号群を出力する。並直列変換部１２２６は、その信号群を直列的な信号に変換する。復調部１２２８は、データ復調を行ない、復調結果をデコード部（図示せず）に出力する。ウエイト制御部１２３０は、各アンテナ素子からの信号及び高速フーリエ変換部１２１８からの信号の一部に基づいて、重み係数を算出し、それらの重み係数をウエイト乗算部１２１２−１〜Ｎ_Ａに与える。周波数領域等化を行なわない場合は、破線による信号線１２３２に示されるように、チャネル補償部１２２０と、サブキャリア数個（Ｎ個）の乗算部１２２２と、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１２２４と、並直列変換部（Ｐ／Ｓ）１２２６を省略し、加算部１２１４の出力ｙ_１を直接的に復調部１２２８に導いてもよい。このようにすると、高速フーリエ変換部１２１８は、仮想サブキャリアに設定したサブキャリアの部分だけを計算すればよいので、周波数領域等化を行なう場合よりも簡略化される。

本実施例でも、高速フーリエ変換部１２１８からの出力の一部、即ち受信信号中のあるサブキャリア成分（例えば、ｐ番目のサブキャリア成分）が抑制されるように重み係数が決定される。このような重み係数を、ウエイト乗算部を各アンテナ素子に与えることで、適応アレーアンテナの指向性は、第１の送信信号ｘ_１以外の信号の到来する方向にヌルを向けるようになる。ｐ番目のサブキャリア成分が充分に抑制されるならば、第１の受信信号ｙ_１に基づいて復調される信号は、第１の送信信号ｘ_１を正確に表す。このように、シングルキャリア方式の通信システムにも本発明を適用することができる。但し、仮想サブキャリア設定部１１０４で導入される仮想サブキャリアに起因して、データ伝送品質が若干劣化してしまうことが懸念される。従って、本実施例では、そのような劣化が、補償可能な程度の通信環境の悪化の範疇に収まることを想定している。

実施例１乃至３では、受信信号中の一部のサブキャリア成分（例えば、第１の送信信号についてはｐ番目のサブキャリア成分）を抑制しながら、適応アレーアンテナの指向性が制御されていた。本実施例では、ある期間内に受信する信号の総てのサブキャリア成分が抑制されるように、重み係数が算出される。

図１３は、そのような動作を行なうためのフローチャートの一例を示す。簡単のため、図７に示されるように、２つの送信アンテナ７１０，７２０から２種類の送信信号ｘ_１，ｘ_２が送信されるものとする。但し、図７で説明した例とは異なり、第１及び第２の送信信号は、異なるタイムスロットで別々に送信される。フローはステップ１３０２から始まり、ステップ１３０４に進む。

ステップ１３０４では、第２の送信信号ｘ_２が第２の送信アンテナ７２０から送信される。この場合に、第１の送信信号ｘ_１は送信されない。

ステップ１３０６では、受信機は、受信信号の総てを抑制するように、重み係数ｗ^（１）が算出される。受信信号には第２の送信信号ｘ_２のみが含まれている。この信号を抑制するような指向性のパターンは、第２の送信信号ｘ_２の到来方向にヌルを向けるようなパターンになることが予想される。従って、この重み係数ｗ^（１）は、以後に第２の送信アンテナからの信号を抑制して第１の送信アンテナからの信号を受信するのに使用される。

ステップ１３０８では、第１の送信信号ｘ_１が第１の送信アンテナ７１０から送信される。この場合に、第２の送信信号は送信されない。

ステップ１３１０では、受信機は、受信信号の総てを抑制するように、重み係数ｗ^（２）が算出される。受信信号には第１の送信信号のみが含まれている。この信号を抑制するような指向性のパターンは、上記と同様の理由で、第１の送信信号ｘ_１の到来方向にヌルを向けるようなパターンになる。従って、この重み係数ｗ^（２）は、以後に第２の送信アンテナからの信号を受信するのに使用される。

このようにして、第１及び第２の重み係数が算出され、重み係数を決定するフローは、ステップ１２１２に進み、終了する。以後、これらの重み係数を利用して、各送信アンテナからの送信信号を区別しながら受信することができる。

図１４は、３つの送信アンテナから３種類の送信信号ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３が送信される場合に、３種類の重み係数ｗ^（１），ｗ^（２），ｗ^（３）を決定するためのフローチャートの一例を示す。フローはステップ１４０２から始まり、ステップ１４０４に進む。

ステップ１４０４では、第２及び第３の送信信号ｘ_２，ｘ_３が第２，第３の送信アンテナから同時に送信される。この場合に、第１の送信信号ｘ_１は送信されない。

ステップ１４０６では、受信機は、受信信号の総てを抑制するように、重み係数ｗ^（１）が算出される。受信信号には第２及び第３の送信信号が含まれている。この信号を抑制するような指向性のパターンは、図１５に示されるように、第２及び第３の送信信号ｘ_２，ｘ_３の到来方向にヌルを向けるようなパターンになる。従って、この重み係数ｗ^（１）は、以後に第１の送信アンテナからの信号ｘ_１を受信するのに使用される。

ステップ１４０８では、第３及び第１の送信信号ｘ_３，ｘ_１が第３，第１の送信アンテナから同時に送信される。この場合に、第２の送信信号ｘ_２は送信されない。

ステップ１４１０では、受信機は、受信信号の総てを抑制するように、重み係数ｗ^（２）が算出される。第３及び第１の送信信号を含む受信信号を抑制するような指向性のパターンは、上記と同様の理由で、第３及び第１の送信信号ｘ_３，ｘ_１の到来方向にヌルを向けるようなパターンになる。従って、この重み係数ｗ^（２）は、以後に第２の送信アンテナからの信号ｘ_２を受信するのに使用される。

ステップ１４１２では、第１及び第２の送信信号ｘ_１，ｘ_２が第１，第２の送信アンテナから同時に送信される。この場合に、第３の送信信号ｘ_３は送信されない。

ステップ１４１４では、受信機は、受信信号の総てを抑制するように、重み係数ｗ^（３）が算出される。第１及び第２の送信信号を含む受信信号を抑制するような指向性のパターンは、上記と同様の理由で、第１及び第２の送信信号ｘ_１，ｘ_２の到来方向にヌルを向けるようなパターンになる。従って、この重み係数ｗ^（３）は、以後に第３の送信アンテナからの信号ｘ_３を受信するのに使用される。

このようにして、第１，第２及び第３の重み係数が算出され、重み係数を決定するフローは、ステップ１４１６に進み、終了する。以後、これらの重み係数を利用して、各送信アンテナからの送信信号を区別しながら受信することができる。

なお、本実施例では、第１、第２及び第３の送信信号を受信するための重み係数が順に求められたが、その決定の順序は任意である。

本発明の実施例では、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式が使用されていたが、本発明はこれに限定されない。本発明は、キャリアの周波数配置の関係が直交していることは必須ではなく、マルチキャリアを用いるものであればよい。従って、周波数分割多重化（ＦＤＭ）方式でも本発明を利用することができる。

本発明の実施例では、本願発明はマルチアウトプット型の送信装置において、複数のアンテナから異なる情報を出力する例で、無線波を区別する構成を説明してきた。

ＭｉＭｏの方式については、上述の方式の他に、全てのアンテナに同じ情報を重み付けして載せることで、無線ビームを構成し、これを異なる重み付けを用いて繰り返すことにより複数のビームを構成する方式もある。

本願発明は、これら複数のビームを構成する方式にも利用する事が出来る。

具体的な例を図１６に示す。

図１６は、送信信号は直並列変換（Ｓ／Ｐ）４０２しガードインターバルを付加する所までは図４と同じであるため説明を省略する。

送信信号は、ガードインターバルが付加された後に、アンテナの数に合わせて分岐し、それぞれのアンテナに対応して重み付けする重み付け処理４１１−１〜４１１−Ｎｔが行われる。

重み付け処理４１１−１〜４１１−Ｎ_ｔで重み付けされた信号はアンテナ４２−１〜４１２−Ｎ_ｔにそれぞれ入力される。

アンテナ４１２−１〜４１２−Ｎ_ｔは互いに協力して、無線波のビーム４１３−１〜４１３−Ｎ_ｔのビームを構成する。

この様な構成の逆フーリエ変換を行う場合に発生させる際に発生させるサブキャリアは図８のサブキャリアの関係と同じ様にする。即ち、Ｘ１〜ＸＮ_ｔはそれぞれサブキャリアの異なるチャネルのパワーが実質的にゼロとなるようにする。

この様にすることで、複数のアンテナ４１２−１〜４１２−Ｎ_ｔから出力されるビーム４１３−１〜４１３−Ｎ_ｔは４１１−１から４１１−Ｎ_ｔの重み付けに従いＸ１〜ＸＮ_ｔをそれぞれ異なるビームとして送信することが出来る。

本発明は特定の実施例に限定されず、様々な改良、修正、変形等が可能であることは当業者に明白であろう。

Claims (11)

1. 複数の送信アンテナから送信された複数の送信信号で、送信アンテナを区別するため送信前に所定のサブキャリアの信号成分が抑制された送信信号を受信する適応アレーアンテナ手段と、
   受信信号に含まれるサブキャリア成分の内、前記所定値に設定されたサブキャリアの信号成分を抑制する重み係数を算出する手段と、
   前記重み係数を前記適応アレーアンテナ手段に適用し、前記複数の送信信号を区別して受信する手段と
   を備えることを特徴とする受信機。
2. 前記所定値が実質的にゼロである
   ことを特徴とする請求項１記載の受信機。
3. 前記適応アレーアンテナ手段で受信された信号が、複数の送信アンテナから同時に同一周波数で送信された信号である
   ことを特徴とする請求項１記載の受信機。
4. ある送信アンテナ以外の１以上の送信アンテナからある期間内に送信され、前記適応アレーアンテナ手段で受信した信号を抑制する重み係数を用いて、前記ある送信アンテナから別の期間内に送信される信号を受信する
   ことを特徴とする請求項１記載の受信機。
5. 第１及び第２の送信アンテナからそれぞれ送信された第１及び第２の送信信号を受信する受信機であって、
   第１のサブキャリア成分が所定値に設定された前記第１の送信信号及び第２のサブキャリア成分が所定値に設定された前記第２の送信信号を受信する、複数のアンテナ素子を含む適応アレーアンテナ手段と、
   フーリエ変換後の受信信号に含まれる前記第１及び第２のサブキャリア成分をそれぞれ抑制する第１及び第２の重み係数をそれぞれ算出するウエイト制御手段と
   前記第１及び第２の重み係数を前記適応アレーアンテナ手段に適用し、個々の送信信号を区別する手段と
   を備えることを特徴とする受信機。
6. 前記所定値に設定された第１及び第２の少なくとも一方のサブキャリアが、２以上のサブキャリアより成る
   ことを特徴とする請求項５記載の受信機。
7. 前記適応アレーアンテナ手段で受信された信号は、送信側でフーリエ変換が施され、前記第１及び第２のサブキャリア成分が所定値に設定され、フーリエ逆変換された後に送信された単一のキャリア信号である
   ことを特徴とする請求項５記載の受信機。
8. 第１及び第２の送信アンテナから送信された第１及び第２の送信信号を受信する受信機であって、
   複数のアンテナ素子を含む適応アレーアンテナ手段と、
   異なるタイムスロットで送信された第１の送信信号のパイロット信号と第２の送信信号のパイロット信号をそれぞれ受信するときに、それぞれの送信信号を抑制する第１及び第２の重み係数をそれぞれ算出するウエイト制御手段と、
   前記第１及び第２の重み係数を前記適応アレーアンテナ手段に適用し、個々の送信信号を区別する手段と
   を備えることを特徴とする受信機。
9. ある送信アンテナ以外の１以上の送信アンテナから同時に信号を送信し、
   適応アレーアンテナで受信した信号の総てのサブキャリア成分を抑制する重み係数を算出し、
   前記適応アレーアンテナに前記重み係数を適用し、前記ある送信アンテナから送信される信号を受信する
   ことを特徴とする受信方法。
10. 複数のアンテナからマルチキャリア出力するマルチアウトプット型の送信装置おいて、
    少なくとも、複数のアンテナから異なる重み付けされた周波数多重された信号を出力する第１のビームと、複数のアンテナから異なる重み付けされた周波数多重された信号を出力する第2のビームとを発生させ、
    該第１のビームと第２のビーム出ている無線波を区別する為に該第１のビームと第２のビームから出力されるマルチキャリア内にキャリア配置をしない周波数領域を設け、該キャリア配置しない周波数領域は該第１のビームと第２のビームでは異なることを特徴とするマルチアウトプット型の送信装置。
11. 複数のアンテナからマルチキャリア出力するマルチアウトプット型の送信装置おいて、
    少なくとも、複数のアンテナから異なる重み付けされた周波数多重された信号を出力する第１のビームと、複数のアンテナから異なる重み付けされた周波数多重された信号を出力する第2のビームとを発生させ、
    該第1のビーム内の周波数多重された信号の中に実質的にキャリアの無い周波数領域を少なくとも一つ設け、
    該第2のビーム内の周波数多重された信号の中に該第１のビームの実質的にキャリアの無い周波数領域と異なる周波数領域に実質的にキャリアの無い周波数領域を少なくとも一つ設けた
    ことを特徴とする送信装置。

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