JPWO2004053507A1

JPWO2004053507A1 - 電圧印加電流測定装置及びそれに使用されるスイッチ付き電流バッファ

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Abstract

直流電源供給部（２２０）からの電圧がレンジ切換部（２１０）を介して被試験デバイス（ＤＵＴ）の端子に印加され、その端子に流れる電流を測定する電圧印加電流測定装置において、レンジ切換部（２１０）は電流の測定レンジに対応して複数のスイッチ付き電流バッファ（ＣＢ１〜ＣＢｎ）とそれらの出力側にそれぞれ直列接続された複数の電流測定用抵抗（Ｒ１〜Ｒｎ）を有し、選択された直列接続の電流測定用抵抗の両端電圧を電位差測定部（１５０）で測定することにより被試験デバイスの端子に流れた電流を測定する。各スイッチ付き電流バッファ（ＣＢｉ）は制御信号に応じて接続／切断可能な出力段（１２）を有している。

Description

この発明は、アナログ回路の小型化やＭＣＭ（ＭｕｌｔｉＣｈｉｐＭｏｄｕｌｅ）化やＩＣ化が可能な、半導体試験装置の電圧印加電流測定装置及びそれに使用されるスイッチ付き電流バッファに関する。

日本国特許出願公開５−１１９１１０号公報では、ＩＣ試験装置の直流試験に用いられ、設定した定電流又は定電圧を負荷（被試験デバイス：ＤＵＴ）へ供給し、その時負荷に発生する電圧又は負荷に流れる電流を検出する電流検出用抵抗器をその負荷電流レンジに応じて切替えるようにした直流測定器を示している。
日本国特許出願公開８−５４４２４号公報では、レンジ切り替え回路を無くし、高速化、小型化した電圧印加電流測定装置を示している。
日本国特許出願特開１０−１０１６２号公報では、電流検出回路並びに該回路を用いる電圧印加電流測定回路及び定電流源回路において、電流検出抵抗の切り換えをするリーク防止用のリレーを少なくした電流検出回路を示している。
図１Ａは上記日本国特許出願公開５−１１９１１０に示されている従来の電圧印加電流測定回路の構成を要約して示す。尚、半導体試験装置では一般に被試験デバイスである半導体集積回路の複数の端子ピンに対応した複数の測定チャンネルにそれぞれ図１Ａに示す電圧印加電流測定回路が設けられている。
この電圧印加電流測定回路は、ＤＡ変換器１０と、抵抗Ｒａ、Ｒｂと、演算増幅器Ａ１と、電流測定部１００と、ケーブル５とを有し、被試験デバイスＤＵＴの端子に所望の試験電圧Ｖｓを印加し、その端子に流れる電流を電流測定部１００で測定する。
ＤＡ変換器１０は、外部からＤＵＴへ印加すべき所望の設定データＤＶを受けて、対応する直流の基準電圧Ｖｒを発生する。この基準電圧Ｖｒを抵抗Ｒａを介して演算増幅器Ａ１の反転入力端子へ供給する。
演算増幅器Ａ１は、ＤＵＴへ正負任意の直流電圧を供給する電力用の演算増幅器であって、上記基準電圧Ｖｒ受け、抵抗Ｒａ、Ｒｂに基づいて、ＤＵＴ端子電圧Ｖｓが所定の一定の直流電圧となるように帰還線路Ａ１ｓを介して帰還制御している。この電圧Ｖｓは例えばＶｓ＝ＲｂＶｒ／Ｒａのように表すことができる。演算増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａは電流測定部１００を介してＤＵＴの端子に印加される。尚、演算増幅器Ａ１の非反転入力端子は回路グランドＧＮＤへ接続している。
電流測定部１００はＤＵＴの負荷電流を測定する測定部であって、直列に挿入する抵抗の両端に発生する電圧を測定することでＤＵＴへ流れる電流量を検出し、ディジタル値に変換して測定データとして図示してない試験装置に供給する。電流測定範囲は、数μＡから数十ｍＡまでの広い電流レンジが要求される。この為に、図１Ｂに示すように、電流測定部１００はレンジ切換部１１０と、電位差測定部１５０とを備えている。前記レンジ切換部１１０は、図１Ｃに示すように、複数ｎ個の直列抵抗Ｒ１〜Ｒｎと、これらの抵抗とそれぞれ直列接続されたスイッチＳＷ１〜ＳＷｎとを備えている。
レンジ切換部１１０内のスイッチＳＷ１〜ＳＷｎは、高い入出力アイソレーションを実現するため、市販の個別部品のフォトＭＯＳリレー（出力段にＭＯＳトランジスタを有するフォトカプラを使用した半導体スイッチ）により構成され、外部からの制御信号ｃｎｔ１〜ｃｎｔｎによりＯＮ／ＯＦＦ制御される。フォトＭＯＳリレーを使用した場合、レンジ切換時間が数百μＳ〜数ｍＳ程度かかる。また、スイッチの駆動電流は１０ｍＡ前後が必要である。
電位差測定部１５０の内部回路構成の一例としては、図２に示すようにスイッチＳＷｉにより選択された直列抵抗Ｒｉ（ｉは１≦ｉ≦ｎの整数）の両端の電圧Ｖｃ，Ｖｄを演算増幅器Ａ５５，Ａ５６がハイインピーダンで受けて、両端の電位差Ｖｘをディジタル値に変換する構成である。この回路は例えば米国特許Ｎｏ．６，２５５，８３９に示されており、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５４の値を適当に選ぶことによりＶｘ＝Ｖｅとすることができる。電圧ＶｅはＡＤ変換器５９によりディジタル値に変換され、図示してない試験装置に供給される。
上述説明したように電圧印加電流測定回路等に使用される従来技術のレンジ切換手段によれば、数μＡから数十ｍＡまでの広い電流レンジの測定を切り替えるスイッチＳＷ１〜ＳＷｎが個別部品のフォトＭＯＳリレーで構成されているため、電圧印加電流測定回路等のアナログ回路全体の小型化やＭＣＭ（ＭｕｌｔｉＣｈｉｐＭｏｄｕｌｅ）化やＩＣ化ができない難点がある。また、レンジ切換時間が数百μＳ〜数ｍＳ程度かかる難点もある。更に、ＯＮ／ＯＦＦ制御する駆動電流が１０ｍＡ前後を必要とする難点もある。
そこで、本発明の目的は、アナログ回路の小型化やＭＣＭ化やＩＣ化が可能な、電圧印加電流測定装置及びそれに使用されるスイッチ付き電流バッファを提供することである。

この発明によれば、所定の電圧を印加して負荷装置へ流れる電流を測定する電圧印加電流測定装置は、
与えられた制御信号に応じて電気的に接続／切断可能な出力段を有する複数のスイッチ付き電流バッファと、それらのスイッチ付き電流バッファの出力段にそれぞれ接続された異なる抵抗値の電流測定用抵抗とを直列接続した複数の組を有し、制御信号により任意の１つの組が選択されて電流測定レンジを切り替える電流レンジ切り替え部と、上記選択された組のスイッチ付き電流バッファの上記出力段は接続状態とされ、
上記電流レンジ切り替え手段の選択されたスイッチ付き電流バッファと電流測定用抵抗の直列接続を介して上記負荷装置へ所定の直流電圧を供給する直流電源供給部と、
上記負荷装置への上記直流電圧の印加に伴って上記選択された直列接続のスイッチ付き電流バッファから上記負荷装置に流れる電流による上記直列接続の電流測定用抵抗の両端電位差を上記負荷装置に流れる電流に対応する値として測定する電位差測定手段、
とを含むように構成される。
この発明によれば、前段部と出力段を有するスイッチ付き電流バッファは、
上記出力段は互いのエミッタが接続され、その接続点の電圧を上記スイッチ付き電流バッファの出力電圧とし、コレクタがそれぞれ正電源及び負電源に接続されたコンプリメンタリの第１及び第２トランジスタを有し、
上記前段部は、
エミッタがそれぞれ第１及び第２定電流源に接続され、コレクタがそれぞれ負電源及び正電源に接続され、上記直流電源供給部からの電圧が入力電圧としてそれぞれのベースに与えられ、ベース・エミッタ間の電圧を上記入力電圧に加算した電圧である第１ベース電圧と、ベース・エミッタ間の電圧を上記入力電圧から減算した電圧である第２ベース電圧をそれぞれのエミッタから上記コンプリメンタリの第１及び第２トランジスタのベースに与える第１ＰＮＰトランジスタ及び第１ＮＰＮトランジスタと、
上記コンプリメンタリの第２トランジスタのベースと上記正電源にそれぞれ接続されたコレクタとエミッタを有する第２ＰＮＰトランジスタと、上記コンプリメンタリの第１トランジスタのベースと上記負電源にそれぞれ接続されたコレクタとエミッタを有する第２ＮＰＮトランジスタと、
上記制御信号に応じて上記スイッチ付き電流バッファが非選択のときは、上記第１及び第２定電流源をオフとする第１及び第２オープン信号を上記第１及び第２定電流源に与え、上記第２ＰＮＰトランジスタ及び上記第２ＮＰＮトランジスタのベースにそれらトランジスタをオン状態にする第３及び第４オープン信号を与え、それによって上記出力段の上記コンプリメンタリの第１及び第２トランジスタをオフ状態に保持し、上記スイッチ付き電流バッファが選択時は、上記第１及び第２定電流源をオンとする第１及び第２オープン信号を上記第１及び第２定電流源に与え、上記第２ＰＮＰトランジスタ及び上記第２ＮＰＮトランジスタのベースにそれらトランジスタをオフ状態にする第３及び第４オープン信号を与え、それによって上記出力段の上記コンプリメンタリの第１及び第２トランジスタをオン状態にする制御手段、
とを含むように構成される。

図１Ａは従来の電圧印加電流測定回路の構成例を示すブロック図。
図１Ｂは図１Ａにおける電流測定部１００の原理的構成図。
図１Ｃは図１Ｂにおけるレンジ切換部１１０の具体的な構成例を示す図。
図２は図１Ｂにおける電位差測定部１５０の内部回路構成を示す図。
図３は本発明による電圧印加電流測定装置の実施例を示すブロック図。
図４は図３におけるスイッチ付き電流バッファＣＢｉの構成例を示す図。
図５は図４におけるスイッチ付き電流バッファＣＢｉの前段部１１と出力段１２の具体的な回路構成例を示す回路図。
図６は図３における電流レンジ切換部２１０の他の構成例を示す図。
図７は図３における電流レンジ切換部２１０の更に他の構成例を示す図。
図８は図３における電流レンジ切換部２１０の別の構成例を示す図。

以下に本発明による電圧印加電流測定装置の実施例を図面を参照しながら説明する。また、以下の実施の形態の説明内容によって特許請求の範囲を限定するものではないし、更に、実施の形態で説明されている要素や接続関係等が解決手段に必須であるとは限らない。更に、実施の形態で説明されている要素や接続関係等の形容／形態は、一例でありその形容／形態内容のみに限定するものではない。
尚、従来構成に対応する要素は同一符号を付し、また必要がない限り同一符合の要素は説明を省略する。
図３はこの発明による電圧印加電流測定装置の実施例を示す。電圧印加電流測定装置は、直流電源供給部２２０と、電流測定部２００とから構成されている。直流電源供給部２２０はＤＡ変換器１０と、抵抗Ｒａ，Ｒｂと、演算増幅器Ａ１とから構成され、これらは図１Ａにおける対応する部分と同様の動作を行う。電流測定部２００はレンジ切換部２１０と電位差測定部１５０とから構成されている。この実施例においては、電流レンジ切換部２１０の回路構成は、図３に示すように、複数（ｎ個）のスイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎと、それらの出力にそれぞれ接続された電流測定用の直列抵抗Ｒ１〜Ｒｎとを備える。
各スイッチ付電流バッファＣＢｉ（ｉは１≦ｉ≦ｎを満たす整数）は、外部（例えば図示してない試験装置）から与えられる制御信号ｃｎｔｉによりオープン状態（電気的にオフ状態）に制御することが可能な出力段を有している。各スイッチ付電流バッファＣＢｉの出力段は対応する直列抵抗Ｒｉに直列接続されている。
各スイッチ付電流バッファＣＢｉの内部構成は例えば図４に示すように、前段部１１と、出力段１２とを備える。前段部１１は、電流バッファとして動作すると共に、試験装置からの制御信号ｃｎｔｉにより出力段１２をＯＮ／ＯＦＦ制御する。出力段１２は、コンプリメンタリ構成のトランジスタにより構成され、制御信号ｃｏｎｔｉに基づいて前段部１１によりハイインピーダンス状態にＯＮ／ＯＦＦ制御できる。
図５はスイッチ付き電流バッファＣＢ１の前段部１１と出力段１２の具体的な回路構成例である。前段部１１には差動トランジスタＱ１、Ｑ２と定電流源ＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３と、制御レベル変換手段８と、ＰＮＰトランジスタＱ３、Ｑ５と、ＮＰＮトランジスタＱ４、Ｑ６とを備える。出力段１２は互いのエミッタが接続されたコンプリメンタリのＰＮＰトランジスタＱ１２とＮＰＮトランジスタＱ１１とを備える。電源は正電源ＶＰと負電源ＶＮを使用する。外部からの制御信号ｃｎｔ１として差動制御信号ｃｎｔ１ａ、ｃｎｔ１ｂを使用する場合を説明する。
差動トランジスタＱ１とＱ２のエミッタはそれぞれ定電流源ＣＣ３に接続され、コレクタは制御レベル変換部８を介して正電源ＶＰに接続されている。差動トランジスタＱ１とＱ２は制御信号ｃｎｔ１ａ，ｃｎｔ１ｂにより互いに反転してＯＮ／ＯＦＦ動作し、制御レベル変換部８はその状態の組によって予め決めたオープン信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を出力する。
ＰＮＰトランジスタＱ３はベースに入力電圧Ｓｉｎ（即ち直流電源供給部２２０からの電圧Ｖａ）が与えられ、エミッタは定電流源ＣＣ１に接続され、コレクタは負電源ＶＮに接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ３は定電流源ＣＣ１に基づいて一定電流が流れるので、エミッタ端子電圧Ｖｂ１１は入力電圧Ｓｉｎよりベース・エミッタ間の電圧（約０．６Ｖ）だけ高い電圧となり、これが第１ベース電圧としてＮＰＮトランジスタＱ１１のベース入力端へ供給される。
同様にして、ＮＰＮトランジスタＱ４はベースがＰＮＰトランジスタＱ３のベースに接続されて入力電圧Ｓｉｎが与えられている。エミッタに接続された定電流源ＣＣ２に基づいて一定電流が流れるので、エミッタ端子電圧Ｖｂ１２は入力電圧Ｓｉｎよりベース・エミッタ間の電圧（約０．６Ｖ）だけ低い電圧となり、これが第２ベース電圧としてＰＮＰトランジスタＱ１２のベース入力端へ供給される。ベースにオープン信号Ｃ３，Ｃ４が与えられるＰＮＰトランジスタＱ５とＮＰＮトランジスタＱ６のコレクタはそれぞれトランジスタＱ１２とＱ１１のベースに接続されており、オーブン信号Ｃ３，Ｃ４によりトランジスタＱ１２，Ｑ１１のＯＮ／ＯＦＦを制御する。
ＮＰＮトランジスタＱ１１とＰＮＰトランジスタＱ１２とはコンプリメンタリ構成の出力段となっており、オープン信号Ｃ１，Ｃ２により定電流源ＣＣ１，ＣＣ２がオンとされている状態では、上記第１ベース電圧Ｖｂ１１と第２ベース電圧Ｖｂ１２とに基づいて両トランジスタは常に能動状態にバイアスされた状態で動作する。従って、入力電圧Ｓｉｎを受けて、１：１の電流バッファした出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。
前述のように制御レベル変換部８は外部の制御信号ｃｎｔ１に基づいて出力段１２をＯＦＦ状態に制御する４本のオープン信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を発生するものであって、一方の差動制御信号ｃｎｔ１ｂには例えば固定した１．５Ｖを供給し、他方の差動制御信号ｃｎｔ１ａの電圧をＯＶ又は３Ｖに切り替えることにより、差動トランジスタＱ１、Ｑ２の電流が互いに反転動作するので、この反転動作に基づいて所望の制御レベルのオープン信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を発生する。
第１のオープン信号Ｃ１が有効になると定電流源ＣＣ１の一定電流をＯＦＦ状態に制御する。第２のオープン信号Ｃ２が有効になると定電流源ＣＣ２の一定電流をＯＦＦ状態に制御する。
第３のオープン信号Ｃ３が有効になるとＰＮＰトランジスタＱ５をＯＮ状態に制御して、一方のＰＮＰトランジスタＱ１２が強制的にＯＦＦ状態にバイアスされる。この結果、出力電圧Ｖｏｕｔが正電源ＶＰから負電源ＮＰまでの如何なる電圧範囲にあってもハイインピーダンスにでき、オープン状態を維持できる。
第４のオープン信号Ｃ４が有効になるとＮＰＮトランジスタＱ６をＯＮ状態に制御して、他方のＮＰＮトランジスタＱ１１が強制的にＯＦＦ状態にバイアスされる。この結果、出力電圧Ｖｏｕｔが正電源ＶＰから負電源ＶＮまでの如何なる電圧範囲にあってもハイインピーダンスにでき、オープン状態を維持できる。
従って、第１に、出力段１２を能動状態（ＯＮ状態）としたいときは、最終段のＮＰＮトランジスタＱ１１とＰＮＰトランジスタＱ１２とを能動状態にバイアスする必要があるから、定電流源ＣＣ１、ＣＣ２が能動状態となるようにオープン信号Ｃ１、Ｃ２を制御し、且つ、ＰＮＰトランジスタＱ５とＮＰＮトランジスタＱ６とをＯＦＦ状態に制御する。これによれば、ＰＮＰトランジスタＱ３とＮＰＮトランジスタＱ１１のベース・エミッタ間の電圧降下は両者の相殺によって入力電圧Ｓｉｎに対応した電圧Ｖｏｕｔが出力される。同様に、ＮＰＮトランジスタＱ４とＰＮＰトランジスタＱ１２のベース・エミッタ間の電圧降下は両者の相殺によって入力電圧Ｓｉｎに対応した電圧Ｖｏｕｔが出力される。即ち、通常の電流バッファとして機能する。ここで、前記トランジスタのベース・エミッタ間の電圧降下の製造ばらつきを無くするために、トランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ１１，Ｑ１２を同一のＩＣ上に形成すれば、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｓｉｎに対して実用上同電位と見なすことができる。
第２に出力段１２をオープン状態（ＯＦＦ状態）としたいときは、最終段のＮＰＮトランジスタＱ１１とＰＮＰトランジスタＱ１２とを完全に逆バイアス状態に制御する必要があるから、定電流源ＣＣ１、ＣＣ２がＯＦＦ状態となるようにオープン信号Ｃ１、Ｃ２を制御し、且つ、ＰＮＰトランジスタＱ５とＮＰＮトランジスタＱ６とをＯＮ状態に制御する。これによれば、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端と出力段１２との回路間において、電気的に完全に切り離されたオープン状態となる。ここで、ＮＰＮトランジスタＱ１１とＰＮＰトランジスタＱ１２とはベース・エミッタ間の逆電圧バイアスに対してリーク電流が生じないような耐圧を備えたトランジスタを適用する。
従って、上述した図４のスイッチ付き電流バッファＣＢ１を適用して図３に示すレンジ切換部２１０を構成することができる。これにより、外部の制御信号ｃｎｔ１〜ｃｎｔｎによって所望の直列抵抗Ｒ１〜ＲｎへＤＵＴの負荷電流を流し、前記直列抵抗に基づいて検出される出力側電圧Ｖａ（検出電圧Ｖｃ）と負荷側電圧Ｖｂ（検出電圧Ｖｄ）の両電圧信号を電位差測定部１５０へ供給することで各レンジ毎の電流が測定できることとなる。このようにスイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎはトランジスタで構成でき、それらの回路構成要素はＩＣ化若しくはＭＣＭ化が可能な構成要素である結果、大幅な小型化が実現できる。またＯＮ／ＯＦＦ制御のセットリング時間は数μ秒未満であるからして従来に対比して格段に高速に切り替え可能となる利点も得られる。更に、ＯＮ／ＯＦＦ制御に必要となる駆動電流は微少で済む利点が得られる。
図６は図３の実施例における電流レンジ切換部２１０の他の回路構成例である。これは、スイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎの各入出力間で負荷電流量の変化に伴って発生する微小な電位差変動が測定誤差に影響するのを解消する構成例である。この電流レンジ切換部２１０の構成は、複数ｎ個のスイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎと、直列抵抗Ｒ１〜Ｒｎと、セレクタスイッチ２０とを備え、図３におけるスイッチつき電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎの入力側の電圧Ｖａを検出電圧Ｖｃとして検出する代わりに、出力側の電圧Ｖａ１〜Ｖａｎの１つをセレクタスイッチ２０により選択した電圧を検出電圧Ｖｃとして検出する。
スイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎと直列抵抗Ｒ１〜Ｒｎによる構成は前述の図３における構成と同様であるので説明を省略する。
セレクタスイッチ２０は、各直列抵抗Ｒ１〜Ｒｎの一端の電圧信号を受けて、制御信号ｃｎｔ１〜ｃｎｔｎに基づいて何れかに選択切り替えて出力する。このようなセレクタスイッチ２０は、ＩＣ化が可能なトランジスタ回路により構成することができる。
上述した図６の構成によれば、スイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎの各入出力間で負荷電流量の変化に伴って発生する微小な電位差変動の影響を受けないで測定できる利点がある。
図７は電流レンジ切換部２１０の他の回路構成例である。これは、スイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎの各入出力間で負荷電流量の変化に伴って発生する微小な電位差変動が測定誤差に影響するのを解消する構成例である。この電流レンジ切換部２１０の構成は、複数ｎ個のスイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎと、直列抵抗Ｒ１〜Ｒｎと、複数ｎ個のスイッチ付きバッファＣＢ３１〜ＣＢ３ｎとを備えている。
スイッチ付きバッファＣＢ３１〜ＣＢ３ｎは電圧信号を伝送するスイッチであって、上述した図５に示すスイッチ付き電流バッファＣＢ１と基本的には同一の内部構成である。但し、電位差測定部１５０がハイインピーダンスで受けるので、電流バッファする必要が無く、電圧信号の伝送のみで良い。従って、上述したスイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎのように電圧ドロップする誤差要因は無い。
上述した図７の構成によれば、スイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎの各入出力間で負荷電流量の変化に伴って発生する微小な電位差変動の影響を受けないで測定できる利点がある。
尚、本発明の技術的思想は、上述実施の形態の具体構成例、接続形態例に限定されるものではない。更に、本発明の技術的思想に基づき、上述実施の形態を適宜変形して広汎に応用してもよい。
例えば、図３に示す構成においてスイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎの挿入に伴う測定誤差要因が無視出来ない場合には、所望により校正（キャリブレーション）機能を追加して備えても良い。即ち、直列抵抗Ｒ１〜Ｒｎや電位差測定部１５０を含む測定系の各種バラツキを校正する為に、予め各レンジ毎に複数ポイントで既知電流を流して電位差測定部１５０で測定し、得られた測定データが既知電流値と相関するように、リニアリティ補正量やオフセット補正量を予め求めてテーブルとして図示してないメモリに保存しておく。そして実際の未知の電流を測定するごとに、保存しておいたテーブルから対応する補正量を読み出して補正演算処理する。これによれば、スイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎを含む測定系の各種バラツキに伴う誤差要因が実用的に相殺でき、精度の良い測定結果が得られ、また部品のバラツキや経時変化も相殺できる利点が得られる。
また、上述図３の構成例では、スイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎを使用する具体例で説明していたが、所望により図８に示すレンジ切換部２１０を使用しても良い。図８の電流レンジ切換部２１０は、帰還演算増幅器Ａ３１〜Ａ３ｎと、それらの出力に接続されたスイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎと、それらスイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎの出力に接続された直列抵抗Ｒ１〜Ｒｎとで構成されている。各スイッチつき電流バッファＣＢｉの出力は、対応する帰還演算増幅器Ａ３ｉの反転入力に帰還されている。但し、帰還演算増幅器Ａ３１〜Ａ３ｎの入力端はハイインピーダンスで測定に支障とならないものを適用する。この場合には帰還演算増幅器Ａ３１〜Ａ３ｎにより各スイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎの出力端の出力電圧Ｖａ１〜Ｖａｎは入出力される電圧Ｖａと一致するように帰還制御される結果、スイッチ付き電流バッファＣＢ１〜ＣＢｎの個々の出力電圧誤差要因が解消できる利点が得られる。

発明の効果

本発明は、上述の説明内容からして、下記に記載される効果を奏する。
上述した本発明の構成によれば、ＩＣ化若しくはＭＣＭ化が可能な構成要素で実現できる大きな利点が得られ、また大幅な小型化が実現できる。
また、ＯＮ／ＯＦＦ制御のセットリング時間は数μ秒未満であるからして従来に対比して格段に高速に切り替え可能となる利点も得られる。特に、多数チャンネル備える必要性のある半導体試験装置の電圧印加電流測定装置に適用した場合には、ＤＣ試験項目におけるデバイス試験のスループットが向上できる大きな利点が得られる。更に、ＯＮ／ＯＦＦ制御に必要となる駆動電流は微少で済む利点も得られる。
従って、本発明の技術的効果は大であり、産業上の経済効果も大である。

Claims

所定の電圧を印加して負荷装置へ流れる電流を測定する電圧印加電流測定装置であって、
与えられた制御信号に応じて電気的に接続／切断可能な出力段を有する複数のスイッチ付き電流バッファと、それらのスイッチ付き電流バッファの出力段にそれぞれ接続された異なる抵抗値の電流測定用抵抗とを直列接続した複数の組を有し、制御信号により任意の１つの組が選択されて電流測定レンジを切り替える電流レンジ切り替え部と、上記選択された組のスイッチ付き電流バッファの上記出力段は接続状態とされ、
上記電流レンジ切り替え手段の選択されたスイッチ付き電流バッファと電流測定用抵抗の直列接続を介して上記負荷装置へ所定の直流電圧を供給する直流電源供給部と、
上記負荷装置への上記直流電圧の印加に伴って上記選択された直列接続のスイッチ付き電流バッファから上記負荷装置に流れる電流による上記直列接続の電流測定用抵抗の両端電位差を上記負荷装置に流れる電流に対応する値として測定する電位差測定手段、
とを含む。
請求項１の電圧印加電流測定装置において、上記直流電源供給部は、与えられたディジタル電圧値をアナログの基準電圧に変換するディジタルアナログ変換器と、上記基準電圧に対し上記負荷装置に印加する電圧を帰還制御し、上記レンジ切換部を介して上記負荷装置に与える演算増幅器とを含む。
請求項２の電圧印加電流測定装置において、上記レンジ切換部の上記複数のスイッチ付き電流バッファの入力側は互いに接続されて上記演算増幅器の出力側に接続されており、上記電流測定用抵抗の出力側は互いに接続されており、上記スイッチ付き電流バッファの入力側電圧と上記電流測定用抵抗の出力側電圧を上記選択された直列接続の電流測定用抵抗の両端の電圧として上記電位差測定部に与える。
請求項２の電圧印加電流測定装置において、上記レンジ切換部の上記複数のスイッチ付き電流バッファの入力側は互いに接続されて上記演算増幅器の出力側に接続されており、上記電流測定用抵抗の出力側は互いに接続されており、上記レンジ切換部は更に、上記複数のスイッチ付き電流バッファの１つの出力を上記制御信号に応じて選択し、上記選択された直列接続の上記電流測定用抵抗の一端側の電圧として上記電位差測定部に与えるセレクタスイッチが設けられており、上記電流測定用抵抗の出力側の電圧は上記選択された直列接続の電流測定用抵抗の他端側の電圧として上記電位差測定部に与えられる。
請求項２の電圧印加電流測定装置において、上記レンジ切換部の上記複数のスイッチ付き電流バッファの入力側は互いに接続されて上記演算増幅器の出力側に接続されており、上記電流測定用抵抗の出力側は互いに接続されており、上記レンジ切換部は更に、上記複数のスイッチ付き電流バッファの出力側にそれぞれ接続され、制御信号に応じて接続／遮断可能な出力段を有するスイッチ付きバッファを有し、上記制御信号により選択された１つのスイッチ付きバッファの出力が上記選択された直列接続の上記電流測定用抵抗の一端側の電圧として上記電位差測定部に与えられ、上記電流測定用抵抗の出力側の電圧は上記選択された直列接続の電流測定用抵抗の他端側の電圧として上記電位差測定部に与えられる。
請求項２の電圧印加電流測定装置において、上記複数の直列接続の上記電流測定用抵抗の出力側は互いに接続されており、上記レンジ切換部は更に、各上記スイッチ付き電流バッファに対し、そのスイッチ付き電流バッファの出力が帰還接続された反転入力と、上記直流電源供給部からの電圧が与えられる非反転入力と、上記スイッチ付き電流バッファの入力に接続された出力とを有する帰還演算増幅器を含み、上記各帰還演算増幅器の非反転入力に与えられる電圧は上記選択された直列接続の上記電流測定用抵抗の一端側の電圧として上記電位差測定部に与えられ、上記電流測定用抵抗の出力側電圧は上記選択された直列接続の電流測定用抵抗の他端側電圧として上記電位差測定部に与えられる。
請求項２の電圧印加電流測定装置において、上記直流電源供給部は、上記ディジタルアナログ変換器の出力と上記演算増幅器の反転入力との間に挿入された第１抵抗と、上記負荷装置から上記演算増幅器の反転入力への帰還経路に挿入された第２抵抗とを含み、上記演算増幅器の非反転入力は接地されている。
請求項１乃至７のいずれかの電圧印加電流測定装置において、各上記スイッチ付き電流バッファは、前段部と上記出力段とを有し、
上記出力段は互いのエミッタが接続され、その接続点の電圧を上記スイッチ付き電流バッファの出力電圧とし、コレクタがそれぞれ正電源及び負電源に接続されたコンプリメンタリの第１及び第２トランジスタを有し、
上記前段部は、
エミッタがそれぞれ第１及び第２定電流源に接続され、コレクタがそれぞれ負電源及び正電源に接続され、上記直流電源供給部からの電圧が入力電圧としてそれぞれのベースに与えられ、ベース・エミッタ間の電圧を上記入力電圧に加算した電圧である第１ベース電圧と、ベース・エミッタ間の電圧を上記入力電圧から減算した電圧である第２ベース電圧をそれぞれのエミッタから上記コンプリメンタリの第１及び第２トランジスタのベースに与える第１ＰＮＰトランジスタ及び第１ＮＰＮトランジスタと、
上記コンプリメンタリの第２トランジスタのベースと上記正電源にそれぞれ接続されたコレクタとエミッタを有する第２ＰＮＰトランジスタと、上記コンプリメンタリの第１トランジスタのベースと上記負電源にそれぞれ接続されたコレクタとエミッタを有する第２ＮＰＮトランジスタと、
上記制御信号に応じて上記スイッチ付き電流バッファが非選択のときは、上記第１及び第２定電流源をオフとする第１及び第２オープン信号を上記第１及び第２定電流源に与え、上記第２ＰＮＰトランジスタ及び上記第２ＮＰＮトランジスタのベースにそれらトランジスタをオン状態にする第３及び第４オープン信号を与え、それによって上記出力段の上記コンプリメンタリの第１及び第２トランジスタをオフ状態に保持し、上記スイッチ付き電流バッファが選択時は、上記第１及び第２定電流源をオンとする第１及び第２オープン信号を上記第１及び第２定電流源に与え、上記第２ＰＮＰトランジスタ及び上記第２ＮＰＮトランジスタのベースにそれらトランジスタをオフ状態にする第３及び第４オープン信号を与え、それによって上記出力段の上記コンプリメンタリの第１及び第２トランジスタをオン状態にする制御手段、
とを含む。
前段部と出力段を有するスイッチ付き電流バッファであり、
上記出力段は互いのエミッタが接続され、その接続点の電圧を上記スイッチ付き電流バッファの出力電圧とし、コレクタがそれぞれ正電源及び負電源に接続されたコンプリメンタリの第１及び第２トランジスタを有し、
上記前段部は、
エミッタがそれぞれ第１及び第２定電流源に接続され、コレクタがそれぞれ負電源及び正電源に接続され、上記直流電源供給部からの電圧が入力電圧としてそれぞれのベースに与えられ、ベース・エミッタ間の電圧を上記入力電圧に加算した電圧である第１ベース電圧と、ベース・エミッタ間の電圧を上記入力電圧から減算した電圧である第２ベース電圧をそれぞれのエミッタから上記コンプリメンタリの第１及び第２トランジスタのベースに与える第１ＰＮＰトランジスタ及び第１ＮＰＮトランジスタと、
上記コンプリメンタリの第２トランジスタのベースと上記正電源にそれぞれ接続されたコレクタとエミッタを有する第２ＰＮＰトランジスタと、上記コンプリメンタリの第１トランジスタのベースと上記負電源にそれぞれ接続されたコレクタとエミッタを有する第２ＮＰＮトランジスタと、
上記制御信号に応じて上記スイッチ付き電流バッファが非選択のときは、上記第１及び第２定電流源をオフとする第１及び第２オープン信号を上記第１及び第２定電流源に与え、上記第２ＰＮＰトランジスタ及び上記第２ＮＰＮトランジスタのベースにそれらトランジスタをオン状態にする第３及び第４オープン信号を与え、それによって上記出力段の上記コンプリメンタリの第１及び第２トランジスタをオフ状態に保持し、上記スイッチ付き電流バッファが選択時は、上記第１及び第２定電流源をオンとする第１及び第２オープン信号を上記第１及び第２定電流源に与え、上記第２ＰＮＰトランジスタ及び上記第２ＮＰＮトランジスタのベースにそれらトランジスタをオフ状態にする第３及び第４オープン信号を与え、それによって上記出力段の上記コンプリメンタリの第１及び第２トランジスタをオン状態にする制御手段、
とを含む。