JPS644363B2 - - Google Patents
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- JPS644363B2 JPS644363B2 JP17755180A JP17755180A JPS644363B2 JP S644363 B2 JPS644363 B2 JP S644363B2 JP 17755180 A JP17755180 A JP 17755180A JP 17755180 A JP17755180 A JP 17755180A JP S644363 B2 JPS644363 B2 JP S644363B2
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- Japan
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- circuit
- equalizer
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- impedance
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
- H04R3/04—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for correcting frequency response
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、特性の優れたオーデイオ用のイコ
ライザ回路に関する。
ライザ回路に関する。
オーデイオ用のプリアンプ等に設けられるレコ
ード再生信号用のイコライザ回路は、RIAA特性
を持つて録音されたレコードの音楽信号を再生す
る際にその特性を補償するものであり、通常第１
図に示すような回路構成を持つイコライザ素子１
を有して構成されている。
ード再生信号用のイコライザ回路は、RIAA特性
を持つて録音されたレコードの音楽信号を再生す
る際にその特性を補償するものであり、通常第１
図に示すような回路構成を持つイコライザ素子１
を有して構成されている。
この第１図に示すイコライザ素子１は、並列接
続された抵抗１２（値R1）とコンデンサ１３
（値C1）と、同じく並列接続された抵抗１４（値
R2）とコンデンサ１５（値C2）と、が直列接続
されてなるものであり、その端子１０，１１間の
インピーダンスＺは、 Ｚ＝１＋Ｓ（R1R2）（C1＋C2）／（１＋
Ｓ・C1・R1）（１＋Ｓ・C2・R2）（R1＋R2）……(1) 但し Ｓ＝jω であり、ここで C1・R1＝TL＝3180μs ……(2) C2・R2＝TH＝75μs ……(3) （R1R2）（C1＋C2）＝TM＝318μs ……(4) とすると、前記(1)式が示すインピーダンスＺは、
RIAA補償用の伝達特性（RIAA補償特性） GIすなわち G1＝１＋STM／（１＋STL）（１＋STH）……(5) に比例した伝達特性を示す。
続された抵抗１２（値R1）とコンデンサ１３
（値C1）と、同じく並列接続された抵抗１４（値
R2）とコンデンサ１５（値C2）と、が直列接続
されてなるものであり、その端子１０，１１間の
インピーダンスＺは、 Ｚ＝１＋Ｓ（R1R2）（C1＋C2）／（１＋
Ｓ・C1・R1）（１＋Ｓ・C2・R2）（R1＋R2）……(1) 但し Ｓ＝jω であり、ここで C1・R1＝TL＝3180μs ……(2) C2・R2＝TH＝75μs ……(3) （R1R2）（C1＋C2）＝TM＝318μs ……(4) とすると、前記(1)式が示すインピーダンスＺは、
RIAA補償用の伝達特性（RIAA補償特性） GIすなわち G1＝１＋STM／（１＋STL）（１＋STH）……(5) に比例した伝達特性を示す。
そして従来のイコライザ回路は、上述したよう
なイコライザ素子１を使用して第２図および第３
図に示すような回路構成を有していた。
なイコライザ素子１を使用して第２図および第３
図に示すような回路構成を有していた。
第２図に示すイコライザ回路は、増幅器（演算
増幅器）２と、その帰還回路に介挿されたイコラ
イザ素子１（そのインピーダンスはＺ）と、抵抗
３（値R3）とにより構成される非反転増幅回路
であり、その伝達特性G2は、 G2＝１＋Ｚ／R3 ……(6) である。ここでインピーダンスＺは、(1)式から明
らかなように低い周波数領域においては充分大き
な値を有するが、高い周波数領域においては零に
近ずくから、(6)式に示した伝達特性G2は、低い
周波数領域においてはRIAA補償特性G1に略比
例しているが、高い周波数領域においてはその値
が「１」に近ずき誤差が増大してしまう。またこ
の第２図に示すイコライザ回路は特に高い周波数
領域において帰還量が増大し不安定になる欠点が
あり、この欠点を克服するためにイコライザ素子
１に直列に抵抗を介挿して帰還量を制限すると、
その抵抗によりその伝達特性とRIAA補償特性
G1との誤差がますます増大するという不具合が
生ずる。
増幅器）２と、その帰還回路に介挿されたイコラ
イザ素子１（そのインピーダンスはＺ）と、抵抗
３（値R3）とにより構成される非反転増幅回路
であり、その伝達特性G2は、 G2＝１＋Ｚ／R3 ……(6) である。ここでインピーダンスＺは、(1)式から明
らかなように低い周波数領域においては充分大き
な値を有するが、高い周波数領域においては零に
近ずくから、(6)式に示した伝達特性G2は、低い
周波数領域においてはRIAA補償特性G1に略比
例しているが、高い周波数領域においてはその値
が「１」に近ずき誤差が増大してしまう。またこ
の第２図に示すイコライザ回路は特に高い周波数
領域において帰還量が増大し不安定になる欠点が
あり、この欠点を克服するためにイコライザ素子
１に直列に抵抗を介挿して帰還量を制限すると、
その抵抗によりその伝達特性とRIAA補償特性
G1との誤差がますます増大するという不具合が
生ずる。
次に第３図に示すイコライザ回路は、増幅器２
と、その帰還回路に介挿されたイコライザ素子１
（インピーダンスＺ）と、入力抵抗４（値R4）と
から構成される反転増幅回路であり、その伝達特
性G3は、 G3＝―Ｚ／R4 ……(7) であり、このイコライザ回路の伝達特性G3は、
前記RIAA補償特性G1と符号は異なるが比例し
ている。しかしながら、このイコライザ回路は入
力信号の位相が反転されて出力されることになる
ので、オーデイオ用アンプ（特に４チヤンネルア
ンプ）には不適であり、また反転された信号を正
相に戻すためにはもう一つの余分な反転増幅器が
必要になりコスト高になつてしまう。またこのイ
コライザ回路の入力インピーダンスは入力抵抗４
の値R4により決まるので、高入力インピーダン
スが必要とされるイコライザ回路には不適であ
り、かと言つて入力抵抗４の値R4を大きくする
SN比が悪くなつてしまう。
と、その帰還回路に介挿されたイコライザ素子１
（インピーダンスＺ）と、入力抵抗４（値R4）と
から構成される反転増幅回路であり、その伝達特
性G3は、 G3＝―Ｚ／R4 ……(7) であり、このイコライザ回路の伝達特性G3は、
前記RIAA補償特性G1と符号は異なるが比例し
ている。しかしながら、このイコライザ回路は入
力信号の位相が反転されて出力されることになる
ので、オーデイオ用アンプ（特に４チヤンネルア
ンプ）には不適であり、また反転された信号を正
相に戻すためにはもう一つの余分な反転増幅器が
必要になりコスト高になつてしまう。またこのイ
コライザ回路の入力インピーダンスは入力抵抗４
の値R4により決まるので、高入力インピーダン
スが必要とされるイコライザ回路には不適であ
り、かと言つて入力抵抗４の値R4を大きくする
SN比が悪くなつてしまう。
この発明は以上のような事情に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、正相の出
力を得ることができしたがつてオーデイオ用とし
て好適であり、かつその伝達特性がRIAA補償特
性に完全に比例すると共に動作の安定したイコラ
イザ回路を提供することにある。
ものであり、その目的とするところは、正相の出
力を得ることができしたがつてオーデイオ用とし
て好適であり、かつその伝達特性がRIAA補償特
性に完全に比例すると共に動作の安定したイコラ
イザ回路を提供することにある。
この目的を達成するために、この発明によるイ
コライザ回路は、イコライザ素子を有するインピ
ーダンス回路Ｚが帰還回路に介挿され、その帰還
点と接地点との間に抵抗Ｒが介挿された非反転増
幅回路の出力を、Ｚ／（Ｚ＋Ｒ）なる伝達特性を
もつ分圧回路に供給し、この分圧回路における分
圧電圧を出力として取り出すようにしている。
コライザ回路は、イコライザ素子を有するインピ
ーダンス回路Ｚが帰還回路に介挿され、その帰還
点と接地点との間に抵抗Ｒが介挿された非反転増
幅回路の出力を、Ｚ／（Ｚ＋Ｒ）なる伝達特性を
もつ分圧回路に供給し、この分圧回路における分
圧電圧を出力として取り出すようにしている。
以下、この発明の実施例を図面を参照して説明
する。
する。
まず、この発明の動作原理を説明する。第４図
は、この発明の動作原理を説明するための、この
発明の基本構成を示す回路図である。この図にお
いて、２は増幅器（演算増幅器）であり、その非
反転入力端子は入力端子１０ａに接続され、その
出力端子と反転入力端子との間には第１のイコラ
イザ素子１ａ（インピーダンスはＺ）が介挿され、
その反転入力端子とコモン端子１０ｂとの間には
抵抗３（値R3）が介挿されている。また同増幅
器２の出力端子とコモン端子１１ｂとの間には抵
抗５（その抵抗値はR3のｎ倍）と第２のイコラ
イザ素子１ｂ（インピーダンスはＺのｎ倍）とが
イコライザ素子１ｂをコモン端子１１ｂ側にして
直列に介挿されている。そして抵抗５とイコライ
ザ素子１ｂとの接続点は出力端子１１ａに接続さ
れている。なおコモン端子１０ｂと１１ｂとは短
絡されている。
は、この発明の動作原理を説明するための、この
発明の基本構成を示す回路図である。この図にお
いて、２は増幅器（演算増幅器）であり、その非
反転入力端子は入力端子１０ａに接続され、その
出力端子と反転入力端子との間には第１のイコラ
イザ素子１ａ（インピーダンスはＺ）が介挿され、
その反転入力端子とコモン端子１０ｂとの間には
抵抗３（値R3）が介挿されている。また同増幅
器２の出力端子とコモン端子１１ｂとの間には抵
抗５（その抵抗値はR3のｎ倍）と第２のイコラ
イザ素子１ｂ（インピーダンスはＺのｎ倍）とが
イコライザ素子１ｂをコモン端子１１ｂ側にして
直列に介挿されている。そして抵抗５とイコライ
ザ素子１ｂとの接続点は出力端子１１ａに接続さ
れている。なおコモン端子１０ｂと１１ｂとは短
絡されている。
以上の構成において、第４図の符号Ａは、この
基本構成における非反転増幅回路であり、第２図
に示した従来のイコライザ回路と同一構成であ
る。またこの第４図の符号Ｂはこの発明において
新たに設けられた分圧回路である。
基本構成における非反転増幅回路であり、第２図
に示した従来のイコライザ回路と同一構成であ
る。またこの第４図の符号Ｂはこの発明において
新たに設けられた分圧回路である。
そして、この構成においていま入力端子１０ａ
とコモン端子１０ｂとの間に電圧信号viが印加さ
れると、増幅器２の出力端子とコモン端子１１ｂ
との間に発生する電圧信号vxは、 vx＝R66＋Ｚ／R6×vi ……(8) であり、したがつて、この第４図における非反転
増幅回路Ａの伝達特性vx／viは、 vx／vi＝１＋Ｚ／R3 ……(9) となり、この伝達特性は前記(6)式に示した伝達特
性G2と同一である。第５図はこの非反転増幅回
路Ａの伝達特性を示す周波数特性図であり、この
図から明らかなように高い周波数領域においては
伝達特性vx／viが値「１」に近付いてしまう。な お、この非反転増幅回路Ａの直流電圧信号に対す
る利得はインピーダンスＺが直流信号に対しては
抵抗値（R1＋R2）になるので（１＋R1＋R2／R3） になる。
とコモン端子１０ｂとの間に電圧信号viが印加さ
れると、増幅器２の出力端子とコモン端子１１ｂ
との間に発生する電圧信号vxは、 vx＝R66＋Ｚ／R6×vi ……(8) であり、したがつて、この第４図における非反転
増幅回路Ａの伝達特性vx／viは、 vx／vi＝１＋Ｚ／R3 ……(9) となり、この伝達特性は前記(6)式に示した伝達特
性G2と同一である。第５図はこの非反転増幅回
路Ａの伝達特性を示す周波数特性図であり、この
図から明らかなように高い周波数領域においては
伝達特性vx／viが値「１」に近付いてしまう。な お、この非反転増幅回路Ａの直流電圧信号に対す
る利得はインピーダンスＺが直流信号に対しては
抵抗値（R1＋R2）になるので（１＋R1＋R2／R3） になる。
次に第４図に示した基本構成による回路全体の
伝達特性を考察する。出力端子１１ａとコモン端
子１１ｂとの間に発生する電圧信号voは前述し
た電圧信号vxを使用すると、 vo＝nZ／nR3＋nZ×vx ……(10) であり、この(10)式に(8)式を代入すると、 vo＝nZ／ｎ（R3＋Ｚ）×R3＋Ｚ／R3×vi＝Ｚ／R3×vi ……(11) が得られる。この(11)式から、第４図に示す基本構
成による回路の伝達特性vo／viは vo／vi＝Ｚ／R3 ……(12) であり、前述したRIAA補償特性G1に完全に比
例していることが解る。第６図は、この伝達特性
vo／viを示す周波数特性図であり、この図から明ら かなように、この第４図に示す基本構成による回
路の伝達特性は全周波数領域にわたりRIAA補償
特性に完全に比例している。なお、この基本構成
による回路の直流電圧信号に対する利得は(12)式か
らR1＋R2／R3となる。
伝達特性を考察する。出力端子１１ａとコモン端
子１１ｂとの間に発生する電圧信号voは前述し
た電圧信号vxを使用すると、 vo＝nZ／nR3＋nZ×vx ……(10) であり、この(10)式に(8)式を代入すると、 vo＝nZ／ｎ（R3＋Ｚ）×R3＋Ｚ／R3×vi＝Ｚ／R3×vi ……(11) が得られる。この(11)式から、第４図に示す基本構
成による回路の伝達特性vo／viは vo／vi＝Ｚ／R3 ……(12) であり、前述したRIAA補償特性G1に完全に比
例していることが解る。第６図は、この伝達特性
vo／viを示す周波数特性図であり、この図から明ら かなように、この第４図に示す基本構成による回
路の伝達特性は全周波数領域にわたりRIAA補償
特性に完全に比例している。なお、この基本構成
による回路の直流電圧信号に対する利得は(12)式か
らR1＋R2／R3となる。
次に上述した動作原理を応用したこの発明の第
１の実施例を説明する。第７図は、この発明の第
１の実施例の構成を示す回路図であり、この図に
おいて、第４図の各部に対応する部分には同一の
符号が付してある。第７図において、この第１の
実施例の構成が第４図に示した基本構成と異なる
点は、第２のイコライザ素子１ｂに抵抗６（値
R6）が並列に設けられ、出力インピーダンスが
低下されている点と、これに伴い抵抗５の抵抗値
がR5に変更されている点である。
１の実施例を説明する。第７図は、この発明の第
１の実施例の構成を示す回路図であり、この図に
おいて、第４図の各部に対応する部分には同一の
符号が付してある。第７図において、この第１の
実施例の構成が第４図に示した基本構成と異なる
点は、第２のイコライザ素子１ｂに抵抗６（値
R6）が並列に設けられ、出力インピーダンスが
低下されている点と、これに伴い抵抗５の抵抗値
がR5に変更されている点である。
この第７図に示す構成において、増幅器２の出
力端子の電圧信号vxは（R3＋Ｚ／R3×vi）であるか ら出力端子１１ａの電圧信号voは vo＝R3＋Ｚ／R3×R6nZ／R5＋R6nZ×vi＝R3＋Ｚ／
R3×R6・nZ／R5・R6＋（R5＋R6）・nZ×vi ＝R3＋Ｚ／R3×ｎ・Ｚ／R5・R6／R5＋R6＋ｎ・Ｚ×
R6／R5＋R6×vi……（13） になる。ここで（R5・R6／R5＋R6）をｎ・R3に等しく 設定すると、この（13）式から、第７図に示す第
１の実施例の伝達特性vo／viは、 vo／vi＝Ｚ／R3×R6／R5＋R6 ……（14） になり、R3、R5、R6は全て定数であるから、こ
の第１の実施例の伝達特性vo／viはRIAA補償特性 に完全に比例することが解る。なお、この第１の
実施例の直流電圧信号に対する利得は
R6（（R1＋R2）／R3（R5＋R6）である。
力端子の電圧信号vxは（R3＋Ｚ／R3×vi）であるか ら出力端子１１ａの電圧信号voは vo＝R3＋Ｚ／R3×R6nZ／R5＋R6nZ×vi＝R3＋Ｚ／
R3×R6・nZ／R5・R6＋（R5＋R6）・nZ×vi ＝R3＋Ｚ／R3×ｎ・Ｚ／R5・R6／R5＋R6＋ｎ・Ｚ×
R6／R5＋R6×vi……（13） になる。ここで（R5・R6／R5＋R6）をｎ・R3に等しく 設定すると、この（13）式から、第７図に示す第
１の実施例の伝達特性vo／viは、 vo／vi＝Ｚ／R3×R6／R5＋R6 ……（14） になり、R3、R5、R6は全て定数であるから、こ
の第１の実施例の伝達特性vo／viはRIAA補償特性 に完全に比例することが解る。なお、この第１の
実施例の直流電圧信号に対する利得は
R6（（R1＋R2）／R3（R5＋R6）である。
次に前述した動作原理に基づくこの発明の第２
の実施例を説明する。第８図は、この発明の第２
の実施例の構成を示す回路図である。この第２の
実施例の構成が第４図に示した基本構成と異なる
点は、増幅器２の帰還回路に第１のイコライザ素
子１ａと抵抗７（値R7）とが直列に介挿され帰
還量が制限されている点と、それに伴い抵抗抗５
の抵抗値がR5に変更されている点である。
の実施例を説明する。第８図は、この発明の第２
の実施例の構成を示す回路図である。この第２の
実施例の構成が第４図に示した基本構成と異なる
点は、増幅器２の帰還回路に第１のイコライザ素
子１ａと抵抗７（値R7）とが直列に介挿され帰
還量が制限されている点と、それに伴い抵抗抗５
の抵抗値がR5に変更されている点である。
この第８図に示す構成において、増幅器２の出
力端子の電圧信号vxは、（R3＋R7＋Ｚ／R3×vi） であるから、出力端子１１ａの電圧信号voは、 vo＝R3＋R7＋Ｚ／R3×nZ／R5＋nZ×vi……(15) したがつて、この第２の実施例の伝達特性vo／vi は vo／vi＝R3＋R7＋Ｚ／R3×nY／R5＋nZ……(16) であり、ここでR5＝ｎ（R3＋R0）と設定すると、
(6)式は vo／vi＝Ｚ／R3 ……(17) となり、この（17）式からこの第２の実施例の伝
達特性vo／viRIAA補償特性の完全に比例すること が解る。なお、この第２の実施例の直流電圧信号
に対する利得はR1＋R2／R3である。
力端子の電圧信号vxは、（R3＋R7＋Ｚ／R3×vi） であるから、出力端子１１ａの電圧信号voは、 vo＝R3＋R7＋Ｚ／R3×nZ／R5＋nZ×vi……(15) したがつて、この第２の実施例の伝達特性vo／vi は vo／vi＝R3＋R7＋Ｚ／R3×nY／R5＋nZ……(16) であり、ここでR5＝ｎ（R3＋R0）と設定すると、
(6)式は vo／vi＝Ｚ／R3 ……(17) となり、この（17）式からこの第２の実施例の伝
達特性vo／viRIAA補償特性の完全に比例すること が解る。なお、この第２の実施例の直流電圧信号
に対する利得はR1＋R2／R3である。
次に前述した動作原理に基づくこの発明の第３
の実施例を説する。第９図は、この発明の第３の
実施例の構成を示す回路図である。この第３の実
施例の構成が前述した第２の実施例の構成と異な
る点は、第２のイコライザ素子１ｂに可変抵抗６
（値R6）が並列接続され、この可変抵抗６の摺動
端子が出力端子１１ａに接続されている点であ
る。
の実施例を説する。第９図は、この発明の第３の
実施例の構成を示す回路図である。この第３の実
施例の構成が前述した第２の実施例の構成と異な
る点は、第２のイコライザ素子１ｂに可変抵抗６
（値R6）が並列接続され、この可変抵抗６の摺動
端子が出力端子１１ａに接続されている点であ
る。
この第３の実施例の伝達特性vo／viは
vo／vi＝R3＋R7＋Ｚ／R3×R6nZ／R5＋R6nZ＝R3＋
R7＋Ｚ／R3×nZ／R5・R6／R5＋R6＋nZ×R6／R5＋R6……
(18) である。ここでR5・R6／R5＋R6）をｎ（R3＋R7）に等 しく設定すると、（18）式は vo／vi＝Ｚ／R3×R6／R5＋R6 ……(19) になり、この第３の実施例の伝達特性vo／viは RIAA補償特性に完全に比例することが解る。な
お、この場合の、この実施例の直流電圧信号に対
する利得はR6（R1＋R2）／R3（R5＋R6）である。
R7＋Ｚ／R3×nZ／R5・R6／R5＋R6＋nZ×R6／R5＋R6……
(18) である。ここでR5・R6／R5＋R6）をｎ（R3＋R7）に等 しく設定すると、（18）式は vo／vi＝Ｚ／R3×R6／R5＋R6 ……(19) になり、この第３の実施例の伝達特性vo／viは RIAA補償特性に完全に比例することが解る。な
お、この場合の、この実施例の直流電圧信号に対
する利得はR6（R1＋R2）／R3（R5＋R6）である。
なお参考までに上述した第３の実施例におい
て、抵抗１２ａの抵抗値R1を15KΩ、抵抗６の抵
抗値R6を∞すなわち解放とし、1KHzの信号に対
して60倍の利得を有するイコライザ回路を実現す
るには、抵抗１４ａの抵抗値R2を12436KΩ、コ
ンデンサ１３ａの容量C1を0.212μF、コンデンサ
１５ａの容量C2を0.0589μF、抵抗３の抵抗値R3
を27.12Ω、抵抗７の抵抗値R7を135.5Ωに各々設
定すればよい。
て、抵抗１２ａの抵抗値R1を15KΩ、抵抗６の抵
抗値R6を∞すなわち解放とし、1KHzの信号に対
して60倍の利得を有するイコライザ回路を実現す
るには、抵抗１４ａの抵抗値R2を12436KΩ、コ
ンデンサ１３ａの容量C1を0.212μF、コンデンサ
１５ａの容量C2を0.0589μF、抵抗３の抵抗値R3
を27.12Ω、抵抗７の抵抗値R7を135.5Ωに各々設
定すればよい。
以上説明したように、この発明によるイコライ
ザ回路は、イコライザ素子を有するインピーダン
ス回路Ｚが帰還回路に介挿され、その帰還点と接
地点との間に抵抗Ｒが介挿された非反転増幅回路
の出力を、Ｚ／（Ｚ＋Ｒ）なる伝達特性をもつ分
圧回路に供給し、この分圧回路における分圧電圧
を出力として取り出すようにしているので、完全
にRIAA補償特性に比例した伝達特性を有する精
密なイコライザ回路を実現することができる。ま
たこの発明によるイコライザ回路は、出力信号の
位相が入力信号の位相と同相であるのでオーデイ
オ用のイコライザ回路として好適であり、また従
来使用されていた出力の位相が反転するイコライ
ザ回路に比較して高入力インピーダンスであると
共にSN比がよく、また余分な反転増幅器が必要
とされないので低コストである。また前記非反転
増幅回路における帰還量を抵抗を用いて制限して
も伝達特性に誤差が生ずることもない。
ザ回路は、イコライザ素子を有するインピーダン
ス回路Ｚが帰還回路に介挿され、その帰還点と接
地点との間に抵抗Ｒが介挿された非反転増幅回路
の出力を、Ｚ／（Ｚ＋Ｒ）なる伝達特性をもつ分
圧回路に供給し、この分圧回路における分圧電圧
を出力として取り出すようにしているので、完全
にRIAA補償特性に比例した伝達特性を有する精
密なイコライザ回路を実現することができる。ま
たこの発明によるイコライザ回路は、出力信号の
位相が入力信号の位相と同相であるのでオーデイ
オ用のイコライザ回路として好適であり、また従
来使用されていた出力の位相が反転するイコライ
ザ回路に比較して高入力インピーダンスであると
共にSN比がよく、また余分な反転増幅器が必要
とされないので低コストである。また前記非反転
増幅回路における帰還量を抵抗を用いて制限して
も伝達特性に誤差が生ずることもない。
第１図はイコライザ素子の構成を示す回路図、
第２図および第３図は従来のイコライザ回路の第
１および第２の構成例を示す回路図、第４図はこ
の発明の基本構成を示す回路図、第５図および第
６図はこの発明の動作原理を説明するための特性
図、第７図はこの発明の第１の実施例の構成を示
す回路図、第８図はこの発明の第２の実施例の構
成を示す回路図、第９図はこの発明の第３の実施
例の構成を示す回路図である。 １ａ……第１のイコライザ素子、１ｂ……第２
のイコライザ素子、２……増幅器、Ａ……非反転
増幅回路、Ｂ……分圧回路。
第２図および第３図は従来のイコライザ回路の第
１および第２の構成例を示す回路図、第４図はこ
の発明の基本構成を示す回路図、第５図および第
６図はこの発明の動作原理を説明するための特性
図、第７図はこの発明の第１の実施例の構成を示
す回路図、第８図はこの発明の第２の実施例の構
成を示す回路図、第９図はこの発明の第３の実施
例の構成を示す回路図である。 １ａ……第１のイコライザ素子、１ｂ……第２
のイコライザ素子、２……増幅器、Ａ……非反転
増幅回路、Ｂ……分圧回路。
Claims (1)
- １ 帰還回路にイコライザ素子を有するインピー
ダンス値Ｚのインピーダンス回路が介挿され、そ
の帰還点と接地点との間に抵抗値Ｒの抵抗が介挿
された非反転増幅回路と、Ｚ／（Ｚ＋Ｒ）なる伝
達特性をもつ分圧回路とを有してなり、前記非反
転増幅回路の出力を前記分圧回路に供給し分圧出
力を取り出すようにしたことを特徴とするイコラ
イザ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17755180A JPS57101493A (en) | 1980-12-16 | 1980-12-16 | Equalizer circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17755180A JPS57101493A (en) | 1980-12-16 | 1980-12-16 | Equalizer circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57101493A JPS57101493A (en) | 1982-06-24 |
| JPS644363B2 true JPS644363B2 (ja) | 1989-01-25 |
Family
ID=16032921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17755180A Granted JPS57101493A (en) | 1980-12-16 | 1980-12-16 | Equalizer circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57101493A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2588688A1 (fr) * | 1985-10-14 | 1987-04-17 | Giusto Marc | Convertisseur pour lecteur de compact-disques |
| US4975663A (en) * | 1986-03-12 | 1990-12-04 | Rockwell International Corporation | Frequency equalizer |
| JP4323345B2 (ja) * | 2004-02-18 | 2009-09-02 | 富士通コンポーネント株式会社 | 平衡伝送用コネクタ及び平衡伝送用コネクタ付きケーブル |
| JP5429623B2 (ja) * | 2009-09-28 | 2014-02-26 | Ｎｌｔテクノロジー株式会社 | スイッチ回路、ｄｃ／ｄｃコンバータ及び表示装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5061734U (ja) * | 1973-10-05 | 1975-06-06 |
-
1980
- 1980-12-16 JP JP17755180A patent/JPS57101493A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57101493A (en) | 1982-06-24 |
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