JPS6330236Y2 - - Google Patents
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- JPS6330236Y2 JPS6330236Y2 JP11032481U JP11032481U JPS6330236Y2 JP S6330236 Y2 JPS6330236 Y2 JP S6330236Y2 JP 11032481 U JP11032481 U JP 11032481U JP 11032481 U JP11032481 U JP 11032481U JP S6330236 Y2 JPS6330236 Y2 JP S6330236Y2
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- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 14
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 11
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 6
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は電動機の一次電流の大きさとその周波
数を制御する高速応制御系を有してなる誘導電動
機の制御装置の改良に関する。
数を制御する高速応制御系を有してなる誘導電動
機の制御装置の改良に関する。
一般に電圧形インバータを用いて高速応のすべ
り周波数制御を行う誘導電動機の制御装置におい
ては、駆動対象の電動機の一次電流を検出しこの
大きさが所望の値となるよう制御するだけでな
く、その周波数も検出値が所望のものとなるよう
制御する必要がある。しかしサイリスタの転流に
よつて可変周波数の交流に変換するインバータに
おいて、一次電流がリツプルの多い歪み電流の波
形態様になるために制御対象の電流基本波成分の
周波数を遅れなく検出することは難しく、過渡時
の各電流位相の変化を補償する方式が実用上採用
されるものとなつている。
り周波数制御を行う誘導電動機の制御装置におい
ては、駆動対象の電動機の一次電流を検出しこの
大きさが所望の値となるよう制御するだけでな
く、その周波数も検出値が所望のものとなるよう
制御する必要がある。しかしサイリスタの転流に
よつて可変周波数の交流に変換するインバータに
おいて、一次電流がリツプルの多い歪み電流の波
形態様になるために制御対象の電流基本波成分の
周波数を遅れなく検出することは難しく、過渡時
の各電流位相の変化を補償する方式が実用上採用
されるものとなつている。
しかしながら、この種の過渡時補償方式におい
ては、定常的なすべり周波数ωs1のほかこれにト
ルク電流または磁化電流成分の変化による位相補
償を行う過渡的なすべり周波数ωs2と電流の力率
変化を補償する過渡的なすべり周波数ωs3とを加
え、全体のすべり周波数を演算指令しているため
にその演算構成が複雑となる。また力率角または
それに関連する電圧との同相成分電流、無効成分
電流の変換に難点があつた。
ては、定常的なすべり周波数ωs1のほかこれにト
ルク電流または磁化電流成分の変化による位相補
償を行う過渡的なすべり周波数ωs2と電流の力率
変化を補償する過渡的なすべり周波数ωs3とを加
え、全体のすべり周波数を演算指令しているため
にその演算構成が複雑となる。また力率角または
それに関連する電圧との同相成分電流、無効成分
電流の変換に難点があつた。
本考案は上述したような点に着目しなされたも
ので、速応性が劣ることなくすべり周波数の演算
構成がより簡素化されてなる誘導電動機の制御装
置を提供するものである。
ので、速応性が劣ることなくすべり周波数の演算
構成がより簡素化されてなる誘導電動機の制御装
置を提供するものである。
ここで本考案の詳細説明に当り、まず位相補償
とすべり周波数の関係を第１図に示すベクトル図
を参照して説明する。すなわち、第１図ａは回転
磁界を与える磁化電流成分I0を基準としてそれと
直交してトルクを発生する二次電流成分がI21か
らI22に変化する推移を示し、変化前を点線で変
化後を実線で示している。かくの如く一次電流
I11，I12はこれらの合成ベクトルとしてそれぞれ
与えられ、この一次電流I11，I12と基準の磁化電
流成分I0の相差角もφq1からφq2につまりΔφqだけ
変化する。さらに、第１図ｂは第１図ａに示した
変化後のベクトル関係をより明確にしたものであ
つて、磁化電流成分I0および二次電流成分I22すな
わち一次電流I12の直交成分電流を、いわゆる誘
導機の等価回路で示されるギヤツプ部の励磁電流
I0Gおよび一次換算の二次電流I22′を二次回路の内
部相差角φ〓22で補正したものである。ここにトル
クを発生する二次回路は二次抵抗r2で代表されて
その二次電流変化前後の誘起電圧E21，E22と二次
電流成分I21，I22とは同様になる。
とすべり周波数の関係を第１図に示すベクトル図
を参照して説明する。すなわち、第１図ａは回転
磁界を与える磁化電流成分I0を基準としてそれと
直交してトルクを発生する二次電流成分がI21か
らI22に変化する推移を示し、変化前を点線で変
化後を実線で示している。かくの如く一次電流
I11，I12はこれらの合成ベクトルとしてそれぞれ
与えられ、この一次電流I11，I12と基準の磁化電
流成分I0の相差角もφq1からφq2につまりΔφqだけ
変化する。さらに、第１図ｂは第１図ａに示した
変化後のベクトル関係をより明確にしたものであ
つて、磁化電流成分I0および二次電流成分I22すな
わち一次電流I12の直交成分電流を、いわゆる誘
導機の等価回路で示されるギヤツプ部の励磁電流
I0Gおよび一次換算の二次電流I22′を二次回路の内
部相差角φ〓22で補正したものである。ここにトル
クを発生する二次回路は二次抵抗r2で代表されて
その二次電流変化前後の誘起電圧E21，E22と二次
電流成分I21，I22とは同様になる。
また第１図ａに示す如く、一次回路の誘起電圧
E11，E12と端子電圧V11，V12の電圧関係におい
てはそれぞれ内部相差角φ〓1，φ〓2をもち、Δφ〓だ
けの相差角の差を有する。つまり二次電流変化前
後の定常状態間では前記電流の相差角、内部相差
角ともΔφq，Δφ〓だけ位相がずれているため、電
流指令の変化に応じてこれらの位相もその変化に
見合うだけ位相調整し得ることにより、定常状態
における位相関係を満足しながら電流を制御で
き、過渡状態を発生することなくさらに磁化電流
成分と二次電流成分の相互作用なく、速やかな制
御が可能となる。これらの位相角の時間的変化は
周知のように角速度として与えられ、従来電流指
令変化時の位相補償をその単位時間当りの角速度
すなわち前記すべり周波数ωs2，ωs3もまたつぎの
(1)，(2)式として制御されるものとなつていた。
E11，E12と端子電圧V11，V12の電圧関係におい
てはそれぞれ内部相差角φ〓1，φ〓2をもち、Δφ〓だ
けの相差角の差を有する。つまり二次電流変化前
後の定常状態間では前記電流の相差角、内部相差
角ともΔφq，Δφ〓だけ位相がずれているため、電
流指令の変化に応じてこれらの位相もその変化に
見合うだけ位相調整し得ることにより、定常状態
における位相関係を満足しながら電流を制御で
き、過渡状態を発生することなくさらに磁化電流
成分と二次電流成分の相互作用なく、速やかな制
御が可能となる。これらの位相角の時間的変化は
周知のように角速度として与えられ、従来電流指
令変化時の位相補償をその単位時間当りの角速度
すなわち前記すべり周波数ωs2，ωs3もまたつぎの
(1)，(2)式として制御されるものとなつていた。
ωs2＝ｄ／dtφq＝ｄ／dttan-1I2／I0 …(1)
ωs3＝ｄ／dtφ1＝ｄ／dttan-1Isio／Icps …(2)
ただしφ1は電動機の一次側の力率角であり、
Icps，Isioは第１図ｂに示すようにそれぞれ一次回
路の端子電圧V11と同相成分およびそれに直交す
る無効成分電流である。なお前記(1)，(2)式は瞬時
瞬時を考慮することとして変化前後を表わすサフ
イツクスの記号を省略し示している。またこの
(1)，(2)式にて、相差角φqおよび力率角φ1の変化
のない状態すなわち一次電流の各成分のI0，I2，
Icps，Isioの変化のない定常状態ではこれらの時間
的変化もなく、したがつてωs1，ωs2が零となつて
過渡時のみ作用するものである。
Icps，Isioは第１図ｂに示すようにそれぞれ一次回
路の端子電圧V11と同相成分およびそれに直交す
る無効成分電流である。なお前記(1)，(2)式は瞬時
瞬時を考慮することとして変化前後を表わすサフ
イツクスの記号を省略し示している。またこの
(1)，(2)式にて、相差角φqおよび力率角φ1の変化
のない状態すなわち一次電流の各成分のI0，I2，
Icps，Isioの変化のない定常状態ではこれらの時間
的変化もなく、したがつてωs1，ωs2が零となつて
過渡時のみ作用するものである。
したがつて、かかるすべり周波数の過渡時は、
として与えられるものであり、結局これよりさら
に定常的なすべり周波数ωs1と回転周波数ωoを加
えてインバータ周波数の指令信号が得られるもの
となる。つぎにすべり周波数補償方式高速応制御
系を有する従来例の誘導電動機の制御装置を第２
図に示す。
に定常的なすべり周波数ωs1と回転周波数ωoを加
えてインバータ周波数の指令信号が得られるもの
となる。つぎにすべり周波数補償方式高速応制御
系を有する従来例の誘導電動機の制御装置を第２
図に示す。
第２図において、電圧形インバータ１は電圧指
令V〓および周波数指令〓が与えられるゲート
制御器２よりゲート信号を得て、直流電源３より
供給される直流電力を可変電圧・可変周波数の交
流電力に変換して誘導電動機４を駆動する。この
誘導電動機４の回転速度は、設定器５の設定値
n〓と速度検出器６より送出される実回転速度ｎ
が比較器７で比較され、所定の速度となるよう調
節器８で制御される。その調節器８の出力信号は
トルクに比例する二次電流I2の指令となり、また
設定器５′で設定される磁化電流成分I0の指令が
与えられて演算器９，１０，１１，１２より演算
出力が送出されるものとなる。
令V〓および周波数指令〓が与えられるゲート
制御器２よりゲート信号を得て、直流電源３より
供給される直流電力を可変電圧・可変周波数の交
流電力に変換して誘導電動機４を駆動する。この
誘導電動機４の回転速度は、設定器５の設定値
n〓と速度検出器６より送出される実回転速度ｎ
が比較器７で比較され、所定の速度となるよう調
節器８で制御される。その調節器８の出力信号は
トルクに比例する二次電流I2の指令となり、また
設定器５′で設定される磁化電流成分I0の指令が
与えられて演算器９，１０，１１，１２より演算
出力が送出されるものとなる。
ここに、一次電流I1の大きさ、定常的なすべり
周波数ωs1、二次電流および磁化電流変化に対す
る位相補償のためのすべり周波数ωs2、力率角変
化に対するすべり周波数ωs3は、それぞれ(4)式、
(5)式、(1)式、(2)式より信号発生されるものとな
る。なお１３は前記I2，I0より端子電圧と同期成
分、無効成分信号に変換する座標変換器である。
周波数ωs1、二次電流および磁化電流変化に対す
る位相補償のためのすべり周波数ωs2、力率角変
化に対するすべり周波数ωs3は、それぞれ(4)式、
(5)式、(1)式、(2)式より信号発生されるものとな
る。なお１３は前記I2，I0より端子電圧と同期成
分、無効成分信号に変換する座標変換器である。
I1＝√（0）2＋（2）2 …(4)
ωs1＝r2／L2・I2／I0 …(5)
さて演算器１１，１２出力のωs2，ωs3が加算器
１４にて加算され、この加算器１４出力と演算器
１０出力のωs1が加算器１４′で加えられ、さらに
加算器１４″にて回転周波数ωoが加算され、結局
周波数指令〓が与えられることになる。一方電
流検出器１５より整流器１６を介して一次電流の
大きさの検出信号が得られ、この整流器１６出力
が演算器９で得られた一次電流指令値のI1〓と比
較器７′にて比較される。このI1〓を所望の電流
値となるよう調節器８′で調節され、電圧指令
V〓としてゲート制御器２に信号発生される。
１４にて加算され、この加算器１４出力と演算器
１０出力のωs1が加算器１４′で加えられ、さらに
加算器１４″にて回転周波数ωoが加算され、結局
周波数指令〓が与えられることになる。一方電
流検出器１５より整流器１６を介して一次電流の
大きさの検出信号が得られ、この整流器１６出力
が演算器９で得られた一次電流指令値のI1〓と比
較器７′にて比較される。このI1〓を所望の電流
値となるよう調節器８′で調節され、電圧指令
V〓としてゲート制御器２に信号発生される。
かかる制御系におけるベクトル関係において
は、第１図ｂに示す如く、 φ12＝（π／２）＋φ〓2−φq2 …(6) であつて、各瞬時を考えた一般式において（6′）
式で与えられるものである。
は、第１図ｂに示す如く、 φ12＝（π／２）＋φ〓2−φq2 …(6) であつて、各瞬時を考えた一般式において（6′）
式で与えられるものである。
φ1＝（π／２）＋φ〓−φq …（6′）
したがつて(6)′式はつぎのように簡単な形で示
すことができる。
すことができる。
さらにかくの如き(7)式によるものは、同相成
分、無効成分の変換もしくは非線形に変化する力
率角の演算を行う必要がなく、すべり周波数の過
渡補償項が簡単な演算から得られるものである。
すなわち、電動機の内部相差角φ〓は力率角や前述
の電流相差角に比べて比較的少さく、これは電動
機の内部インピーダンスに比例つまり二次電流あ
るいはすべり周波数に比例する量でもある。した
がつていま一次換算の定格二次電流成分をI20、
そのときの内部相差角をφ〓0とすれば、任意の二
次電流成分I2における内部相差角φδは、 φ〓＝（φ〓0／I20）・I2 …(8) として与えられるものとなる。
分、無効成分の変換もしくは非線形に変化する力
率角の演算を行う必要がなく、すべり周波数の過
渡補償項が簡単な演算から得られるものである。
すなわち、電動機の内部相差角φ〓は力率角や前述
の電流相差角に比べて比較的少さく、これは電動
機の内部インピーダンスに比例つまり二次電流あ
るいはすべり周波数に比例する量でもある。した
がつていま一次換算の定格二次電流成分をI20、
そのときの内部相差角をφ〓0とすれば、任意の二
次電流成分I2における内部相差角φδは、 φ〓＝（φ〓0／I20）・I2 …(8) として与えられるものとなる。
またかかる技術思想は第１図ａよりも補足する
ことができる。すなわち第１図ａにおいて磁化電
流成分I0を基準にとり、この磁化電流成分I0を一
定のまま二次電流指令のI21からI22へ変えても、
二次電流したがつて二次誘起電圧のベクトル位置
は変化せず、端子電圧成分が内部相差角φ〓だけ変
化することがわかる。かくの如き演算構成を有す
る要件が具備されるものの具体例を第３図に示
す。
ことができる。すなわち第１図ａにおいて磁化電
流成分I0を基準にとり、この磁化電流成分I0を一
定のまま二次電流指令のI21からI22へ変えても、
二次電流したがつて二次誘起電圧のベクトル位置
は変化せず、端子電圧成分が内部相差角φ〓だけ変
化することがわかる。かくの如き演算構成を有す
る要件が具備されるものの具体例を第３図に示
す。
第３図は本考案の一実施例の制御系統を示すも
のであり、１７は内部相差角演算器１７ａ、微分
器１７ｂよりなるすべり周波数過渡項演算部であ
る。図中第２図と同符号のものは同じ機能を有す
る部分を示す。ここにすべり周波数過渡項演算部
１７は、前述の過渡補償項を個々に演算すること
なく、例示の如き(8)式の演算を行う内部相差角演
算器１７ａと内部相差角演算器１７ａ出力の微分
を行う微分器１７ｂから一体化せしめられた演算
出力指令を発生する構成をなし、よつて力率角の
項が除去された簡単な演算を実現するものであ
る。なおかくの如き制御系統の詳細説明は周波数
指令〓の信号発生部分にのみとどめるに、前記
すべり周波数過渡項演算部１７の出力とすべり周
波数ωs1が加算器１４′にて加算され、さらに加算
器１４″で回転周波数ωoが加えられて結局周波数
指令〓を得ることができるものである。
のであり、１７は内部相差角演算器１７ａ、微分
器１７ｂよりなるすべり周波数過渡項演算部であ
る。図中第２図と同符号のものは同じ機能を有す
る部分を示す。ここにすべり周波数過渡項演算部
１７は、前述の過渡補償項を個々に演算すること
なく、例示の如き(8)式の演算を行う内部相差角演
算器１７ａと内部相差角演算器１７ａ出力の微分
を行う微分器１７ｂから一体化せしめられた演算
出力指令を発生する構成をなし、よつて力率角の
項が除去された簡単な演算を実現するものであ
る。なおかくの如き制御系統の詳細説明は周波数
指令〓の信号発生部分にのみとどめるに、前記
すべり周波数過渡項演算部１７の出力とすべり周
波数ωs1が加算器１４′にて加算され、さらに加算
器１４″で回転周波数ωoが加えられて結局周波数
指令〓を得ることができるものである。
以上説明したように本考案によれば、すべり周
波数の過渡補償を一体化せしめた簡単な演算構成
を有して高速応制御を行い得る装置を提供でき
る。
波数の過渡補償を一体化せしめた簡単な演算構成
を有して高速応制御を行い得る装置を提供でき
る。
第１図は二次電流変化の前後状態を示すベクト
ル図、第２図は従来例の誘導電動機の制御装置を
示す制御系統図、第３図は本考案の一実施例を示
す制御系統図である。 １……電圧形インバータ、４……誘導電動機、
５，５′……設定器、９，１０，１１，１２……
演算器、１７……すべり周波数過渡項演算部、
V〓……電圧指令、〓……周波数指令、ωs1，
ωs2，ωs3……すべり周波数。
ル図、第２図は従来例の誘導電動機の制御装置を
示す制御系統図、第３図は本考案の一実施例を示
す制御系統図である。 １……電圧形インバータ、４……誘導電動機、
５，５′……設定器、９，１０，１１，１２……
演算器、１７……すべり周波数過渡項演算部、
V〓……電圧指令、〓……周波数指令、ωs1，
ωs2，ωs3……すべり周波数。
Claims (1)
- 電動機二次電流に対応する指令と磁化電流に対
応する指令の信号、該信号より定常状態における
すべり周波数と過渡時の電流位相変化に対応する
すべり周波数の過渡項とを加えたすべり周波数信
号を与え、誘導電動機のすべり周波数制御を行う
ものにおいて、過渡時のすべり周波数を電動機の
内部相差角の時間的な変化率として与えるように
したことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11032481U JPS5822099U (ja) | 1981-07-27 | 1981-07-27 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11032481U JPS5822099U (ja) | 1981-07-27 | 1981-07-27 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5822099U JPS5822099U (ja) | 1983-02-10 |
| JPS6330236Y2 true JPS6330236Y2 (ja) | 1988-08-12 |
Family
ID=29904689
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11032481U Granted JPS5822099U (ja) | 1981-07-27 | 1981-07-27 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5822099U (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2531607B2 (ja) * | 1984-03-30 | 1996-09-04 | 株式会社安川電機 | 検出速度補正方式 |
-
1981
- 1981-07-27 JP JP11032481U patent/JPS5822099U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5822099U (ja) | 1983-02-10 |
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