JPS63224693A - High-speed torque control system for induction motor - Google Patents
High-speed torque control system for induction motorInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は高速デジタル制用されるインバータによる誘導
電動機の瞬時磁束、トルク制御に関するもので、システ
ムの大容量化を目的とし、インバータのスイッチング素
子としてスイッチング周波数に制約のあるＧＴＯを採用
することを念頭においたものであり、必ずしも大容量を
目的としないが高速なトルク制御を要するＡＯサーボモ
ータにも適用できる。[Detailed Description of the Invention] [Field of Industrial Application] The present invention relates to instantaneous magnetic flux and torque control of an induction motor using a high-speed digital inverter. This method is designed with the use of a GTO, which has a limited switching frequency, in mind, and can also be applied to an AO servo motor that does not necessarily aim for a large capacity, but requires high-speed torque control.
現在誘導電動機について高速トルク制御を必要とする場
合には、ベクトル制御が広く用いられている。しかしな
がら、この制御方法は電動機の内部定数への依存性が高
く、また位置センサを必要とするなど調整が複雑な上に
、電動機内部定数の変化が制御特性番こ大きく影響を及
ぼす欠点を有している。更に、電流制御を基本とするた
め、瞬時磁束、瞬時トルクが必らずしも最適化されてお
らず、無駄なスイッチングが行われる等の欠点をも有す
る。Vector control is currently widely used when high-speed torque control is required for induction motors. However, this control method is highly dependent on the internal constants of the motor, requires a position sensor, and is complex to adjust, and has the disadvantage that changes in the motor's internal constants greatly affect the control characteristics. ing. Furthermore, since it is based on current control, the instantaneous magnetic flux and instantaneous torque are not necessarily optimized, and there are also disadvantages such as unnecessary switching.
この制御に代る新しい制御方法として、本発明者らは先
に新しい磁束演算形の制御方法を開発した。これについ
ては、昭和６０年８月発行の電気学会半導体電力変換研
究会資料に掲載された５ｐｃ−８５−４５ｒ新理論に基
づく誘導機の高速・高効率制御法」（野ロ、高橋）およ
び昭和６１年１月発行の電気学会論文誌の１０６巻１号
に掲載された６ｌ−Ｂ２「瞬時すべり周波数制御に基づ
く誘導電動機の新高速トルク制御法」（高橋、野口）等
に詳述されているが、以下簡単に説明する。As a new control method to replace this control, the present inventors have previously developed a new magnetic flux calculation type control method. Regarding this, please refer to ``High-speed, high-efficiency control method for induction motors based on new theory of 5pc-85-45r'' (Noro, Takahashi) published in the materials of the Institute of Electrical Engineers of Japan's Semiconductor Power Conversion Study Group published in August 1985. It is detailed in 6l-B2 "New high-speed torque control method for induction motors based on instantaneous slip frequency control" (Takahashi, Noguchi), etc., published in Volume 106, Issue 1 of the Journal of the Institute of Electrical Engineers of Japan, published in January 1961. However, this will be briefly explained below.
第８図は磁束演算形の制御方法の一例のブロック図で、
インバータ部分は簡略化して示しである。Figure 8 is a block diagram of an example of a magnetic flux calculation type control method.
The inverter portion is shown in a simplified manner.
すなわち、インバータ３はトランジスタ等のスイ、チン
グ素子とダイオードをそれぞれ逆並列接続してなる６個
のアームから構成されているが、図のように３個の切換
スイッチ〜＋ ｓｖＩ ｓｗとして表すことができる。In other words, the inverter 3 is composed of six arms each consisting of switching elements such as transistors, switching elements, and diodes connected in antiparallel, and can be expressed as three changeover switches ~ + svI sw as shown in the figure. can.
３相電圧形のインノ々−夕３には直流電圧源１から正母
線１ａおよび負母線１ｂを介して給電され、制御回路７
によりインバータ３の各切換スイッチＳｕ。Power is supplied to the three-phase voltage type innovator 3 from the DC voltage source 1 via the positive bus 1a and the negative bus 1b, and the control circuit 7
According to each changeover switch Su of the inverter 3.
ｓｖ ＋ Ｓｗが正、負母線１ａ ｒ ｔｂ側に倒され
ることにより変換された交流兄力が、電流検出器５ｕ’
５ｖｌ ５Ｗを経て３相誘導成勤磯６の各相端子ｕ、
ｖ、ｗに給電される。直流電圧源ｌの電圧は正、負母線
間に挿入された電圧検出器２により検出する。When sv + Sw is turned to the positive and negative bus lines 1a r tb side, the AC power is converted to the current detector 5u'.
5vl 5W to each phase terminal u of 3-phase induction construction Iso 6,
Power is supplied to v and w. The voltage of the DC voltage source 1 is detected by a voltage detector 2 inserted between the positive and negative buses.
この制御方法では電磁気量を直交するｄ−ｑ２軸で表さ
れる瞬時ベクトルとして取り扱う。すなわち、１次電圧
をｖｌ、１次電流をｌｔ＋２次電流を１２．１次磁束を
φｌとすると
Ｙｌ ＝ ｖｌｄ ＋ Ｊ Ｖｌｑ
ｆｌ＝ ｉｔｄ ＋ ｊ ！ｌｑ
ｈ ＝ ｉｚｄ ＋ Ｊ ｉｔｑ
φ１＝φｔｄ ＋ ｊφ１ｑ
で表される。ここにｊはベクトル積を表す。In this control method, the electromagnetic quantity is handled as an instantaneous vector expressed by two orthogonal d-q axes. That is, if the primary voltage is vl, the primary current is lt + the secondary current is 12. and the primary magnetic flux is φl, then Yl = vld + J Vlq fl = itd + j! It is expressed as lq h = izd + J itq φ1 = φtd + jφ1q. Here, j represents a vector product.
３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖＷおよび３相１次電流ｉｕ、
ｔｖ。3-phase voltage vu, vv, vW and 3-phase primary current iu,
tv.
鴎から１次電圧ｖ１および１次電流１）がそれぞれ次式
によって算出できる。The primary voltage v1 and primary current 1) can be calculated from the following equations.
Ｒ１；１次巻線抵抗 Ｌｕ１）次インダクタンス Ｒ２；２次巻線抵抗 ＬＨ： ２次インダクタンス Ｍ ；相互インダクタンス であり、−ｍは回転角速度、ｐは微分演算子を表す。R1; Primary winding resistance Lu1) Order inductance R2: Secondary winding resistance LH: Secondary inductance M: Mutual inductance , -m represents the rotational angular velocity, and p represents the differential operator.
一方、磁束の定義として、１次磁束φｌはφｔ ＝Ｌｔ
ｌｌ ｉｔ＋Ｍ ｉｚ ・・・・旧・団・・旧旧
旧・・・・・■式■の第１行を展開して
ｖｘ ＝（Ｒｔ＋ｐＬｔｔ）貰＋ｐＭｉ”；これに式■
を代入して整理すると
ｖｔ−Ｒ１）ｔ＝ｐφｌ ………………………■
両辺を精分すると
により求められる。On the other hand, as a definition of magnetic flux, the primary magnetic flux φl is φt = Lt
ll it+M iz...old, group, old, old, old...■Expand the first line of the formula■vx = (Rt+pLtt)get+pMi'';to this, the formula■
Substituting and rearranging, vt-R1)t=pφl ………………………■
It can be found by dividing both sides.
一方、瞬時トルクＴは式■の１次磁束φ１と１次電流１
）のベクトル積として式■ｉこより求められる。On the other hand, the instantaneous torque T is the primary magnetic flux φ1 and the primary current 1 in equation (■).
) can be obtained from the formula ■i.
Ｔ＝φｌＸ１ｌ”φ１ｄ Ｘ １）ｑ−φ１ｑｘｌｌｄ
・・・・・・・・・・・・・・・■式■の右辺第２項Ｒ
１）１は第１項ＶＨに比べて一般に非常に小さいので、
１次磁束φｌベクトルは１次電圧ｖ１ベクトルの方向に
延びて行くものと考えてよい。１次電圧ｖ１はインバー
タ３の出力電圧である。T=φlX1l”φ1d X 1)q−φ1qxlld
・・・・・・・・・・・・・・・■Second term R on the right side of formula■
1) Since 1 is generally very small compared to the first term VH,
The primary magnetic flux φl vector can be considered to extend in the direction of the primary voltage v1 vector. The primary voltage v1 is the output voltage of the inverter 3.
インバータ３を構成する各切換スイッチがそれぞれ正母
線１ａ２、ｂ１ｂ側に倒れた場合を１．負母線１ｂ（ｆ
ｔ！Ｉｆこ倒れた場合をＯで表し、８通りのスイッチ状
態におけるインバータ３の各出力電圧ベクトルを式■か
ら算出すると、次の電圧ベクトル表のごとくである。但
し、実際のＶｔｄ ｌ Ｖｌｑの値は表中の値にｌ）丁
と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｅを乗じ
た値である。1. The case where each switch constituting the inverter 3 falls to the positive bus bar 1a2, b1b side is 1. Negative bus line 1b (f
T! If the case where If falls over is expressed as O, and each output voltage vector of the inverter 3 in eight different switch states is calculated from equation (2), the following voltage vector table is obtained. However, the actual value of VtdlVlq is the value obtained by multiplying the value in the table by the voltage E of the DC voltage source 1 detected by the voltage detector 2.
スイッチ状態番号をｋとしたとき、各スイッチ状態にお
けるインバータ３の出力電圧ｖ１（ｋｌは、第６図に示
した電圧ベクトル図のごとく、ｄ軸と同一方向のｖｌ（
１）と、それから６０°ずつ時計方向に進むＭｌ （２
） 〜ｖｔ （６）と、２種の零ベクトルｖｔ （０）
およびｖｌ（７）の８種のものとなる。When the switch state number is k, the output voltage v1 (kl) of the inverter 3 in each switch state is vl (kl) in the same direction as the d-axis, as shown in the voltage vector diagram shown in FIG.
1), and then proceed clockwise by 60° Ml (2
) ~vt (6) and two types of zero vectors vt (0)
and vl(7).
電圧ベクトル表
よび７０３ｂは、切換スイッチｓｕｌ ＳＶ ｒ ８Ｗ
の状態と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｅ
とから式■により１次電圧ｖ１を算出するブロックであ
るＱ
ブロック７０２は電流検出器５ｕ ＋ ５ｖ ＋ ５ｗ
により検出された３相電流！。＋ ｔｙ ＊ ｉｙｙか
ら、式■により１次電流１．を算出するプロ、りである
。The voltage vector table and 703b are for the changeover switch sul SV r 8W
state and voltage E of DC voltage source 1 detected by voltage detector 2
The Q block 702, which is a block that calculates the primary voltage v1 from the formula (■), is a current detector 5u + 5v + 5w.
Three-phase current detected by! . From + ty * iyy, the primary current 1. I am a professional at calculating.
この１次電流ｆｌに、ブロック７０３ａにおいて１次巻
線抵抗Ｒ１を平じ、ブロック７０４＃こおいて１次電圧
ｖ１から１次巻線抵抗Ｒ１と１次電流１）の積を減算す
る。This primary current fl is subtracted by the primary winding resistance R1 in block 703a, and the product of primary winding resistance R1 and primary current 1) is subtracted from the primary voltage v1 in block 704#.
ブロック７０５は式■に従って磁束を積分演算するブロ
ックであり、１次磁束φｌのｄ、ｑ両軸成分φＩｄ
＋φ１ｑが求められる。Block 705 is a block that performs integral calculation of the magnetic flux according to the formula (■), and calculates the d and q axis components φId of the primary magnetic flux φl.
+φ1q is found.
プロ、り７１０では１次磁束φ１ベクトルのｄ軸を基準
とする時計方向の回転角θが、境界線として３０’ 、
９０°、１５０°、２１０°、 ２７０’ 、 ３３
０°の６０°毎に仕切られるどの領域に属しているかに
よって、制御フラグｆθを次のように発生する。In Pro-710, the rotation angle θ in the clockwise direction with respect to the d-axis of the primary magnetic flux φ1 vector is 30' as the boundary line,
90°, 150°, 210°, 270', 33
A control flag fθ is generated as follows depending on which region partitioned by 60° from 0° the object belongs to.
−３０°≦θ＜ ３０’ ； ｆθ＝１３０°≦θ〈
９０°；ｆθ＝■
９０°≦θ〈１５０°；ｆθ＝■
１５０°≦θ〈２１０°：ｆθ＝■
２１０°≦θ＜２７０’ ； ｆａ ＝Ｖ２７０°≦＃
＜ ３３０６；ｆθ＝■ブロック７０６は磁束ベクト
ル長１φ１）を次式により算出するプロ、りである。-30°≦θ<30'; fθ=130°≦θ〈
90°; fθ=■ 90°≦θ<150°; fθ=■ 150°≦θ<210°: fθ=■ 210°≦θ<270'; fa = V270°≦#
<3306; fθ=■ Block 706 is a program for calculating the magnetic flux vector length 1φ1) using the following equation.
１ｉ１＝４「ｉ ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・■プロ、り７０８正こおいて外部
から与えられる磁束指令値１φ１）から磁束ベクトル長
１φ１）を減算し、磁束の偏差を算出する。1i1=4 “i ・・・・・・・・・・・・・・・・・・
. . . ■Pro, 708 In this case, the magnetic flux vector length 1φ1) is subtracted from the magnetic flux command value 1φ1) given from the outside to calculate the deviation of the magnetic flux.
ブロック７１）はヒステリシスコンパレータであり、プ
ロ、り７０８から送られる磁束の偏差が正で所定値を超
えたとき、すなわち磁束を増加せしめる必要のあるとき
制御フラグｆφ＝＋１とし、磁束の偏差が負で所定値を
超えたとき、すなわち磁束を減少せしめる必要のあると
き制御フラグｆφ＝−１とする。Block 71) is a hysteresis comparator, and when the deviation of the magnetic flux sent from the controller 708 is positive and exceeds a predetermined value, that is, when it is necessary to increase the magnetic flux, the control flag fφ is set to +1, and when the deviation of the magnetic flux is negative. When the magnetic flux exceeds a predetermined value, that is, when it is necessary to reduce the magnetic flux, the control flag fφ is set to -1.
プロ、り７０７はプロ、り７０２ 、７０５の両出力の
ベクトル積を式■により演算し、瞬時トルクＴを算出す
るプロ、りであり、ブロック７０９において外部から与
えられるトルク指令値Ｔから瞬時トルクＴを減算し、ト
ルクの偏差を算出する。The processor 707 calculates the instantaneous torque T by calculating the vector product of both outputs of the processors 702 and 705 using the formula (2).In block 709, the instantaneous torque is calculated from the torque command value T given from the outside. Subtract T to calculate torque deviation.
ブロック７１２は３値ヒステリシスコンパレータであり
、トルクの偏差が所定め誤差範囲内では零ベクトルモー
ドの制御フラグｆｆ ＝ ０を発生し、トルクの偏差が
正で所定値を超えたとき、すなわち加速トルクを要する
とき制御フラグｆｔ ＝＋１とし、トルクの偏差が負で
所定値を超えたとき、すなわち減速トルクを要するとき
制御フラグｆｔ＝−１とする０
ブロック７１３はブロック７１０ 、７１） 、７１２
から出力される３個の制御フラグｆθ、ｆφ、 ｆｒの
各組み合わせに最も適したインバータ出力電圧を決定す
るブロックであり、次に示すスイッチングテーブルから
制御フラグｆθ、ｆφ、 ｆＴに従って先の電圧ベクト
ル表に示したスイッチ状態番号ｋを知り、インバータ３
ヘスイ、チング信号を送り、磁束およびトルクの瞬時制
御が行われる。Block 712 is a three-value hysteresis comparator, which generates a zero vector mode control flag ff = 0 when the torque deviation is within a predetermined error range, and generates a zero vector mode control flag ff = 0 when the torque deviation is positive and exceeds a predetermined value, that is, when the acceleration torque is When necessary, the control flag ft is set to +1, and when the torque deviation is negative and exceeds a predetermined value, that is, when deceleration torque is required, the control flag ft is set to -1.
This block determines the most suitable inverter output voltage for each combination of the three control flags fθ, fφ, fr output from the following voltage vector table according to the control flags fθ, fφ, fT from the switching table shown below. Knowing the switch state number k shown in
Instantaneous control of magnetic flux and torque is performed by sending a signal.
スイッチングテーブル
以上、詳細に説明したように、このような磁束演算形の
制御方法によれば、誘導電動機の内部定数をほとんど使
用しないで演算しながら、各瞬時１次磁束φ１の磁束ベ
クトル長＋１ｉ？＋をほぼ一定に保ち、磁束ベクトルの
りサージ１図形はほぼ円を画きつつ、高速トルク制御を
行うことができる。Switching table As explained in detail above, according to this magnetic flux calculation type control method, the magnetic flux vector length + 1i? of each instantaneous primary magnetic flux φ1 is calculated while hardly using the internal constants of the induction motor. It is possible to perform high-speed torque control while keeping + approximately constant and making the magnetic flux vector surge 1 shape approximately circular.
上記のごとく、高速トルク制御方法として極めて高性能
な磁束演算形の制御方法ではあるが、この従来の制御方
法においても、低速、軽負荷の場合には不都合を生じる
ことがあると共に、大きい過渡変動トルクにも対処でき
るようにするためには、特殊の処置を要するなどの欠点
があった。As mentioned above, the magnetic flux calculation type control method is extremely high-performance as a high-speed torque control method, but even with this conventional control method, problems can occur at low speeds and light loads, and large transient fluctuations can occur. There were drawbacks such as the need for special treatment in order to be able to handle torque.
すなわち、利用可能なインバータ出力電圧ベクトルが零
ベクトルを除いて６個しかなく、制御の自由度が少なく
限られている。That is, there are only six usable inverter output voltage vectors, excluding the zero vector, and the degree of freedom in control is limited.
従って、増磁成分を持ち且つトルク成分が少ない電圧ベ
クトルが常に得られるわけではないので、低速、軽負荷
になると零ベクトルの選択が多くなり、増磁ができなく
なる。このため、低速域においては磁束量が減少して、
１次磁束φ１ベクトルのりサージ１図形が６角状に歪み
、騒音、振動の原因となる。Therefore, it is not always possible to obtain a voltage vector that has a magnetizing component and a small torque component, so at low speeds and light loads, zero vectors are often selected and magnetizing becomes impossible. Therefore, in the low speed range, the amount of magnetic flux decreases,
The primary magnetic flux φ1 vector surge surge 1 figure becomes hexagonal and causes distortion, noise, and vibration.
この従来の制御方法において、高電圧を印加して高加速
度を得るようにしようとすると、一般に直流電圧源ｌの
電圧は一定であるから、この入力電圧から決まるインバ
ータの最高電圧よりも低い値に誘導電動機の定格電圧を
設定しておく必要があり、また誘導電動機のインダクタ
ンスも低く設置しておかなくてはならない。In this conventional control method, when trying to obtain high acceleration by applying a high voltage, since the voltage of the DC voltage source l is generally constant, the voltage will be lower than the maximum voltage of the inverter determined from this input voltage. It is necessary to set the rated voltage of the induction motor, and the inductance of the induction motor must also be set low.
しかしながら、この場合定常的にはモータ電流の脈動が
増し、トルクの脈動も増加するほか、鉄損、磁気騒音も
共に増加する。However, in this case, the pulsation of the motor current steadily increases, the pulsation of the torque also increases, and both iron loss and magnetic noise increase.
逆に、定常的に電流脈動を低く押え、トルク脈動、鉄損
、磁気騒音を減少させようとすると、誘導電動機の定格
電圧をインバータ入力電圧とほぼ等しい値とし、誘導電
動機のインピーダンスも大きめの値となるよう設計する
必要がある。On the other hand, if you are trying to keep the current pulsation low on a steady basis and reduce torque pulsation, iron loss, and magnetic noise, the rated voltage of the induction motor should be set to approximately the same value as the inverter input voltage, and the impedance of the induction motor should also be set to a larger value. It is necessary to design it so that
この場合には過渡的に大トルクを発生せしめることがで
きない。In this case, it is not possible to generate large torque transiently.
このことから、過渡的には大トルクを発生せしめ得ると
共に、定常的にも低トルク脈動、低損失。Because of this, it is possible to generate large torque transiently, and also has low torque pulsation and low loss on a steady basis.
低騒音を実現できる誘導電動機の高速トルク制御方式が
求められていた。There was a need for a high-speed torque control method for induction motors that could achieve low noise.
本発明は、３相誘導電動機のインバータによる制御シス
テムにおいて、両端にそれぞれ端子ｆｉｔ ａ２ 。The present invention provides a control system using an inverter for a three-phase induction motor, in which terminals fit a2 are provided at both ends.
ｂｌ ｂｌおよびｃ１ｃ２を有する互いに電気的に分離
した３相対称巻線を具備する３相誘導電動機を用い、こ
の３相誘導電動機の第１の端子群ａ１ ｒ ｂｌ ＋
Ｃ１を第１の３相電圧形インバータに接続すると共ζこ
、第２の端子群ａ２ ＋ ｂｇ ＋ Ｃ２を零相分電流
抑制用の３相リアクトルを介して第２の３相電圧形イン
バータに接続し、前記３相誘導電動機の瞬時磁束および
瞬時トルクが所定の誤差範囲内で与えられた指令値に追
従するように第１および第２の電圧形インバータ出力電
圧を選択する電圧制御手段と、該電圧制御手段出力の複
数通電モードの中から零相電流の現在値を減少させるよ
うな第１および第２の電圧形インバータの通電モードを
選択する零相電流抑制手段を具えたことを特徴とするも
のである。Using a three-phase induction motor with mutually electrically isolated three-phase symmetrical windings having bl bl and c1c2, a first terminal group a1 r bl + of this three-phase induction motor
When C1 is connected to the first three-phase voltage source inverter, the second terminal group a2 + bg + C2 is connected to the second three-phase voltage source inverter via the three-phase reactor for zero-phase current suppression. Voltage control means that is connected to the three-phase induction motor and selects the first and second voltage-type inverter output voltages so that the instantaneous magnetic flux and instantaneous torque of the three-phase induction motor follow the given command values within a predetermined error range; It is characterized by comprising zero-sequence current suppressing means for selecting an energizing mode of the first and second voltage source inverters that reduces the current value of the zero-sequence current from among the plurality of energizing modes of the output of the voltage control means. It is something to do.
前記の零相分電流抑制用の３相リアクトルは、共通鉄心
に巻回された同一方向に磁気結合を有する３相巻線で構
成され、同一方向の電流成分に対してのみリアクトルと
して動作するようｌこしたものを用いる。The three-phase reactor for suppressing zero-phase current is composed of three-phase windings wound around a common core and having magnetic coupling in the same direction, and operates as a reactor only for current components in the same direction. Use the strained one.
第１図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方
式における主回路結線図である。３相誘導電動機１０は
両端にそれぞれ端子ａｘ ａｘ ＊ ｂｔ ｂｇおよび
ｅｌｃ３を有する互いに電気的１こ分離した３相対称巻
線を具備している。FIG. 1 is a main circuit connection diagram in a high-speed torque control system for an induction motor according to the present invention. The three-phase induction motor 10 includes three-phase symmetrical windings that are electrically separated from each other by one point and have terminals ax ax * bt bg and elc3 at both ends, respectively.
本発明にかかるシステムの最大の特長は、このように電
気的に絶縁された３相対称１次巻線を具備する誘導電動
機を用いることであり、本図では中性点開放形の星形結
線のごとく画かれているが、３相対称巻線であればどの
ように複雑な巻線であってもよい。The greatest feature of the system according to the present invention is that it uses an induction motor equipped with an electrically insulated three-phase symmetrical primary winding. Although the winding is illustrated as shown in the figure, any complicated winding may be used as long as it is a three-phase symmetrical winding.
３相対称巻線の第１の端子群ａｌ ｔ ｔ、 Ｉ ｃｌ
を第１の３相電圧形インバータ１）に接続すると共に、
第２の端子群ａｌ ｊ ｂ意＊ Ｃｌを零相分電流抑制
用の３相リアクトル１３を介して第２の３相電圧形イン
バータ１２に接続する。First terminal group of three-phase symmetrical winding al t t, I cl
is connected to the first three-phase voltage source inverter 1), and
The second terminal group al j b * Cl is connected to the second three-phase voltage source inverter 12 via the three-phase reactor 13 for zero-phase current suppression.
このようなシステムにあっては、電動機の特性には影響
を及ぼさないが線電流を増大させる零相電流 ｔｏ ＝
ｉｌ＋ ｌｌ）＋ ｉ（が存在する。これは誘導電動
機の１次側漏れインダクタンスによっても抑制されるが
、その値は数ｍＨと非常に小さいので、零相分電流抑制
用の３相リアクトル１３が挿入されるのである。In such a system, a zero-sequence current that does not affect the motor characteristics but increases the line current to =
il + ll) + i( exists. This is also suppressed by the primary side leakage inductance of the induction motor, but its value is very small, several mH, so the three-phase reactor 13 for suppressing the zero-sequence current is used. It is inserted.
第１および第２の３相電圧形インバータ１）および１２
け、第８図の従来例で説明したと同様に、それぞれ３個
の切換スイッチＳ１ａ２、ｂ１ｂ ｌ Ｓｌｂ＋ ｓｌ
ｃおよびｓ２ａ＋ Ｓｌｂ ＋ ｓ、、で示しである。First and second three-phase voltage source inverters 1) and 12
Similarly to the conventional example shown in FIG. 8, three changeover switches S1a2, b1b l Slb+ sl
c and s2a+Slb+s, .
両３相電圧形インバータはいずれも直流′電圧源１から
正母線１ａおよび９母ｆｉｌｂを介して給電される。Both three-phase voltage source inverters are supplied with power from a direct current voltage source 1 via a positive bus 1a and a ninth bus filb.
ここで従来例でも説明したように各切換スイ。Here, as explained in the conventional example, each switching switch.
チ８１ａｐ ”１ｂ＊ ｓ、、および８２ａ＊ ８！ｂ
ｌ ｓＩＣにつきそれぞれ正側母＄１）ａ側に倒れた
場合を１．魚毒ｐｌｂ側に倒れた場合をＯで表し、両電
圧形インバータのスイッチ状態番号をそれぞれｋｌおよ
びに２で示すと、次のスイッチ状態表に示すごとく、そ
れぞれ８通りのスイッチ状態がある。Chi81ap”1b*s, and 82a*8!b
l For each sIC, the positive side mother $ 1) If it falls to the a side, 1. If the case of falling to the fish poison PLB side is represented by O, and the switch state numbers of both voltage type inverters are represented by kl and 2, respectively, there are eight switch states as shown in the following switch state table.
スイッチ状態表
第１ｉｄよび第２の３相電圧形インバータ１）および１
２にそれぞれ８通りのスイッチ状態があるので、これら
を組み合わせるとこのシステムには６４通りのスイッチ
状態があることが解る・
３相誘導電動機１０の端子ａ１ａ２、ｂ１ｂｇ ｌ ｂ
１ｂ２ ＋ ＣｌＣ２を有する各相巻線にかかる電圧Ｖ
Ｂ ＋ Ｙｌ） ＋ Ｖ（は、それぞれの巻線に接続さ
れる切換スイッチ８ｘＢ （！： ８ｘＢ ｒＳ、ｂと
８２ｂｅ ｓ、ｃとＳ２ｃのスイッチ状態ζこよって変
化する。Switch status table 1st id and 2nd 3-phase voltage source inverter 1) and 1
Since there are 8 switch states for each of 2, it can be seen that there are 64 switch states in this system by combining these. Terminals a1a2, b1bg l b of the three-phase induction motor 10
The voltage V across each phase winding with 1b2 + ClC2
B + Yl) + V( changes according to the switch states ζ of changeover switches 8xB (!: 8xB rS, b and 82be s, c and S2c) connected to the respective windings.
例えばａ相について考えると、直流電圧源１の電圧をＥ
としたとき、Ｓ１８と８２ａが共に正母線１ａ２、ｂ１
ｂ側または負母線ｌｂ側ζこ倒れている場合は ｖａ＝
０、Ｓ！ａが正母線１ａ２、ｂ１ｂ側に倒れＳ２ａが貝
母ｉｌｂ側に倒れている場合は Ｖａ ＝＝ Ｅｓ Ｓ
１ ａが負母線ｌｂ側に倒れＳ２ａが正母線１ａ２、
ｂ１ｂ側に倒れている場合は ｖａ＝−Ｅとなる。For example, considering the a phase, the voltage of DC voltage source 1 is E
When S18 and 82a are both positive generatrix 1a2, b1
If the b side or the negative bus line lb side ζ is tilted, va=
0, S! If a falls to the positive genera 1a2, b1b side and S2a falls to the shell ilb side, Va == Es S
1 a falls to the negative bus line lb side, S2a is the positive bus line 1a2,
If it falls on the b1b side, va=-E.
第１および第２の３相電圧形インバータ１）および１２
のスイッチ状態番号に、およびに！の各組み合わせにつ
いて、各相巻線にかかる電圧ＶＢ ｔ ｖｌ） ＊ Ｖ
（と。First and second three-phase voltage source inverters 1) and 12
to the switch state number of, and to! For each combination of , the voltage applied to each phase winding VB t vl) * V
(and.
そのときのｄ−ｑ２軸変換された合成電圧ベクトルＶは
、次の合成電圧ベクトル表に示されるごとくであり、第
２図はこの合成電圧ベクトル図である。The composite voltage vector V that has been subjected to d-q two-axis conversion at that time is as shown in the following composite voltage vector table, and FIG. 2 is a diagram of this composite voltage vector.
合成電圧ベクトル■は１９ｆｉ類あり、その区別はＶの
右下サフィックスによりＶＯ−Ｖｌｇのごとく示す。同
一の合成電圧ベクトルＶに対して複数のスイッチ状態が
存在するものがあること、また同様に合成電圧ベクトル
Ｖｏ ％Ｖ、では同一の合成電圧ベクトルでも異なる相
電圧を有することがわかる。There are 19 fi types of composite voltage vectors {circle over (2)}, and their distinction is indicated by the suffix at the lower right of V, such as VO-Vlg. It can be seen that there is a plurality of switch states for the same composite voltage vector V, and similarly, for the composite voltage vector Vo %V, even the same composite voltage vector has different phase voltages.
合成電圧ベクトル表
合成電圧ベクトルＶは Ｖ＝Ｖｄ＋ｊＶｑで表され、各
相巻線電圧ｖａ、ｖｂ、ｖｃから次式によって求めるこ
とができる。Composite Voltage Vector Table The composite voltage vector V is expressed as V=Vd+jVq, and can be determined from the winding voltages va, vb, and vc of each phase using the following equation.
した従来のインバータによる３相誘導電動機の駆動シス
テムにおける１次電圧Ｖ！の、”’３’／ ２倍のもの
と、％／Ｔ倍のものおよびｌ、５倍のものがある。The primary voltage V in the drive system of a three-phase induction motor using a conventional inverter! There are ``3''/2 times, %/T times, and 1,5 times.
Ｖｌ−Ｖａ ハ従来（７） ｖｓ （７） ％／Ｔ／
２倍であり、ｖ１３〜Ｖ！ｓは６倍、■７〜Ｖ１２は１
．５倍の大きさである。小さい合成電圧ベクトルｖ１〜
ｖ６は主に定常状態の制御に用いられ、その他の大きい
合成電圧ベクトルは過渡状態の制御に用いられる。Vl-Va Conventional (7) vs (7) %/T/
It is twice, v13~V! s is 6 times, ■7~V12 is 1
．． It is five times larger. Small composite voltage vector v1~
v6 is mainly used for steady state control, and the other large composite voltage vectors are used for transient state control.
トルクや磁束の制御は従来システムと同様に合成電圧ベ
クトルＶの選択によって行うが、零相電流の抑制は合成
電圧ベクトル■の相電圧状態を切り換えるか、または合
成電圧ベクトルＶを変更することによって行う。Torque and magnetic flux are controlled by selecting the composite voltage vector V as in the conventional system, but zero-sequence current is suppressed by switching the phase voltage state of the composite voltage vector ■ or by changing the composite voltage vector V. .
合成電圧ベクトルＶの変更を要することがあるのはＶｔ
ｓ〜ｖ工６が選択された場合であり、これは合成電圧ベ
クトルＶｔａ〜ＶｔＳはＶＱで表される零相電圧 Ｖ６
＝ＶＢ ＋ Ｍｌ） ＋ Ｖｃ が零ではないにも
拘らず、相電圧状態が一種類しかないためである。The composite voltage vector V may need to be changed when Vt
This is the case when s to v engineering 6 is selected, and the composite voltage vector Vta to VtS is the zero-sequence voltage V6 represented by VQ.
This is because there is only one type of phase voltage state, even though =VB + Ml) + Vc is not zero.
３相誘導電動機１０の１次側の特性方程式は式■と同様
に
で表される。ここでＲ１は１次巻線抵抗、Φは１次磁束
、工は１次電流ベクトルで
Ｉ ＝Ｉｄ＋ ｊＩｑ
で表され、各相線電流ｉａ 、 ｉｂ＋ ｔｃからで算
出できる。The characteristic equation on the primary side of the three-phase induction motor 10 is expressed similarly to equation (2). Here, R1 is the primary winding resistance, Φ is the primary magnetic flux, and Φ is the primary current vector, expressed as I=Id+jIq, which can be calculated from the phase line currents ia and ib+tc.
で表され、巻線の電圧降下は小さく無視すると、ｌ仄憬
釆Φベクトルの＠跡は合底７４圧ベクトル■の方向に、
■の大きさに比例した速度で移動する。, and if the voltage drop in the winding is small and ignored, the trace of the Φ vector is in the direction of the 74 pressure vector ■,
■Move at a speed proportional to the size of.
従って、合成電圧ベクトルＶを適当に選べば、１次磁束
の絶対値１ΦＩを一定に保つように制御できる。Therefore, by appropriately selecting the composite voltage vector V, it is possible to control the primary magnetic flux so that the absolute value 1ΦI is kept constant.
第３図は１次磁束Φベクトルの軌跡を示す図で、１次磁
束Φベクトルを時計方向に回転させた場合の１次磁束ベ
クトルΦの軌跡と合成電圧ベクトル＊
■の関係を表したものである。１Φ１を磁束指令値、１
ΔΦ１を許容誤差としたとき、
１Φ１−１ΔΦ１≦１Φ１≦１Φ１＋１ΔΦ１が満足さ
れるように合成電圧ベクトルＶが選択される。Figure 3 is a diagram showing the locus of the primary magnetic flux Φ vector, and shows the relationship between the locus of the primary magnetic flux vector Φ and the composite voltage vector* when the primary magnetic flux Φ vector is rotated clockwise. be. 1Φ1 is the magnetic flux command value, 1
When ΔΦ1 is a tolerance, the composite voltage vector V is selected so that 1Φ1−1ΔΦ1≦1Φ1≦1Φ1+1ΔΦ1 is satisfied.
トルクＴについても式■と同様に
工
Ｔ＝Φ（ＩＸＩｑ−Φ９×駒 ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・＠で演算することができ、１次
側の内部定数のみで求めることができる。Regarding torque T, similarly to formula ■, T = Φ (IXIq - Φ9 x piece ...
・・・・・・・・・・・・It can be calculated using @, and it can be calculated using only the internal constants on the primary side.
第４図はすべり角周波数に対するトルクのステップ応答
を示すグラフで、前記の文献「新理論に基づく誘導機の
高速・高効率制御法」に掲載されたものであり、回転子
に対する１次磁束Φの相対速度であるすべり角周波数０
５をステップ変化させたときのトルクのステップ応答を
示すものである＠この図によると、定常トルクは θｓ
＝２π・１５で最大値となっているが、過渡時において
のトルクの増加率はほぼすべり角周波数６３の大きさに
比例していることがわかる。Figure 4 is a graph showing the step response of torque to slip angular frequency, which was published in the above-mentioned document ``High-speed and high-efficiency control method for induction machines based on new theory'', and shows that the primary magnetic flux Φ to the rotor The slip angular frequency 0, which is the relative velocity of
5 shows the step response of torque when changing stepwise.@According to this figure, the steady torque is θs
Although the maximum value is reached at =2π·15, it can be seen that the rate of increase in torque during the transient period is approximately proportional to the magnitude of the slip angular frequency 63.
このようなトルク特性から、回転子角速度θｍの変化が
トルクＴの変化に対して非常に遅いと仮定すると、１次
磁束Φベクトルの回転角速度θφを変化させることによ
ってトルクを制御できることになる。Based on such torque characteristics, assuming that the change in the rotor angular velocity θm is very slow relative to the change in the torque T, the torque can be controlled by changing the rotational angular velocity θφ of the primary magnetic flux Φ vector.
このとき、すべり角周波数 ａＳ＝θφ−０ｍが増加す
ればトルクＴは増加し、θ３が減少すればトルクＴも減
少する。このように、１次磁束Φベクトルの回転角速度
６φを変えることによって、トルクＴのリミットサイク
ル制御が可能である。At this time, if the slip angular frequency aS=θφ−0m increases, the torque T increases, and if θ3 decreases, the torque T also decreases. In this way, limit cycle control of the torque T is possible by changing the rotational angular velocity 6φ of the primary magnetic flux φ vector.
次に、トルクと磁束を同時に制御するための合成電圧ベ
クトルＶ選択のための手法について述べる。第５図はあ
る時刻における合成電圧ベクトルＶと１次磁束Φベクト
ルの関係を示す図である〇はぼ９０’だけ進んでいるべ
きであり、Ｖｏ Ｉ ｖ！＊ ＶｉｅＶ６ ＋ Ｖｌｍ
を選択することにより、１次磁束Φベクトルを矢印θ方
向に回転させることができる。この中で１次磁束Φベク
トルを減少させるものは■３かＶＩＢであり、増加させ
るものはｖ２かｖｓである。Next, a method for selecting a composite voltage vector V for simultaneously controlling torque and magnetic flux will be described. FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the composite voltage vector V and the primary magnetic flux Φ vector at a certain time. 〇 should have advanced by approximately 90', and Vo I v! * VieV6 + Vlm
By selecting , the primary magnetic flux Φ vector can be rotated in the direction of the arrow θ. Among these, the one that decreases the primary magnetic flux Φ vector is ■3 or VIB, and the one that increases it is v2 or vs.
また、１次磁束Φベクトルの回転角速度θφはｖ。Further, the rotational angular velocity θφ of the primary magnetic flux Φ vector is v.
の場合が最小で、■！および■３で中間となりＳ Ｖａ
およびＭｉｌｌで最大にすることができる。The minimum case is ■! and ■3 becomes intermediate S Va
and Mill.
従って、１次磁束Φベクトルの回転角速度０φの平均値
が低速の場合には、トルクＴを減少させるときＶｏ、ト
ルクＴを増加させると共に１次磁束Φを増加させるとき
Ｖ２、同じく１次磁束Φベクトルを減少させるときＶｓ
を選択する。Therefore, when the average value of the rotational angular velocity 0φ of the primary magnetic flux Φ vector is low, Vo when the torque T is decreased, V2 when the torque T is increased and the primary magnetic flux Φ is increased, and the primary magnetic flux Φ Vs when decreasing the vector
Select.
また、１次磁束Φベクトルの回転角速度θφの平均値が
高速の場合には、１次磁束Φベクトルを増加させると共
にトルクＴを小さくするときはＶ２、同じくトルクＴを
大きくするときはｖ８を選択し、１次磁束Φベクトルを
減少させると共にトルクＴを小さくするときはｖｓ、ト
ルクＴを大きくするときはＶｌＢを選択する０
１次磁束Φベクトルの現在位置により逮択すべき合成電
圧ベクトルＶは変化するが、前記の考え方によればよい
。１次磁束Φベクトルのｄ軸を基準とする時計方向の回
転角０によって、属する領域を区分する。第８図の従来
例では６つの領域区分としたが、本発明では選択可能の
合成電圧ベクトル■の方向が多くなったので、領域信号
０ｎとしてθ工〜θ１２の１２区分を下記の回転角０の
範囲で発するようにする。In addition, if the average value of the rotational angular velocity θφ of the primary magnetic flux Φ vector is high, select V2 to increase the primary magnetic flux Φ vector and decrease the torque T, and select v8 to increase the torque T. When decreasing the primary magnetic flux Φ vector and decreasing the torque T, select vs, and when increasing the torque T, select VlB.0 The composite voltage vector V to be arrested depending on the current position of the primary magnetic flux Φ vector is Although it may vary, the above idea should be followed. The area to which the primary magnetic flux Φ vector belongs is divided by the clockwise rotation angle 0 with respect to the d-axis of the primary magnetic flux Φ vector. In the conventional example shown in FIG. 8, there are six region divisions, but in the present invention, there are many directions of the selectable composite voltage vector (2), so the following rotation angle 0 Make it emit within the range of .
Ｏｃ′≦θ〈３０°；θｎ＝θ１
３０’≦θ〈６０°；θｎ＝０２
６０°≦θ〈９０°；θｎ＝θ３
９０°≦θ〈１２０°；θｎ＝０４
１２０６≦θ〈］５０°；θｎ＝０５
１５０°≦θ〈１８０°；θｎ＝０６
１８０°≦θ〈２１０°；θｎ＝０７
２１０°≦θ〈２４０°；θｎ＝０８
２４０°≦θ〈２７０°；θｎ二０９
２７００≦θ〈３００°：θｎ＝０１゜３００°≦θ〈
３３０° ；θｎ＝θ！１３３０°≦θ〈３６０° ；
θｎ＝θ１２１次磁束の絶対値１Φ１およびトルクＴを
それぞれ磁束指令値１Φ＊１およびトルク指令値Ｔ＊と
ヒステリシスコンパレータにより比較し、磁束増減信号
φとして増磁のときｌ、減磁のときＯを出力せしめ、ト
ルク増減信号７１としてトルク増加のとき１、トルク減
少のときＯを出力せしめると共に、１次磁束Φベクトル
の回転角速度θφについてその方向と大小を判定するこ
とにより、前記の領域信号θｎによって次に示す合成電
圧ベクトル選択表により、望ましい合成電圧ベクトル■
を選択することがで合成′Ｗ圧ベクトル選択表
先にも述べたよう１乙このようなシステムにあっては零
相電流 ｔｏ ＝ ｋＢ ＋ ｉｂ＋ ｉｃ が流れ
ることがあり、これ正こよって損失が増大するので、零
相電流ｉ０を抑制する必要がある。Oc'≦θ〈30°; θn=θ1 30'≦θ〈60°; θn=02 60°≦θ〈90°; θn=θ3 90°≦θ〈120°; θn=04 1206≦θ〈]50 °;θn=05 150°≦θ〈180°;θn=06 180°≦θ〈210°;θn=07 210°≦θ〈240°;θn=08 240°≦θ〈270°;θn209 2700 ≦θ〈300°: θn=01゜300°≦θ〈
330°; θn=θ! 1330°≦θ〈360°;
θn=θ12 The absolute value 1Φ1 of the first-order magnetic flux and the torque T are compared with the magnetic flux command value 1Φ*1 and the torque command value T* using a hysteresis comparator, and the magnetic flux increase/decrease signal φ is set to 1 for magnetization and 0 for demagnetization. The torque increase/decrease signal 71 outputs 1 when the torque increases and O when the torque decreases, and determines the direction and magnitude of the rotational angular velocity θφ of the primary magnetic flux Φ vector. From the composite voltage vector selection table shown below, select the desired composite voltage vector ■
By selecting the resultant W pressure vector selection table, as mentioned earlier, in such a system, a zero-sequence current to = kB + ib + ic may flow, and this is due to the loss. Therefore, it is necessary to suppress the zero-sequence current i0.
零相電流ｔｏは零相電圧ｖ６との間に次の関係式が成立
する。The following relational expression holds between zero-sequence current to and zero-sequence voltage v6.
ｄｉ。di.
ｖｏ＝（Ｒｏ＋Ｒ１）ｉｏ＋（Ｌｏ＋Ｌ１ｔ＋３Ｍｏ）
石＋４＋＋＊ｅｍｌ＠１ここに
Ｒ（１： ３相リアクトル１３の巻線抵抗島；誘導電動
機１０の１次巻線抵抗
Ｌ６ ： ３相リアクトル１３の漏れインダクタンスＬ
１）；誘導電動機１０の１次インダクタンスＭ、 ；
３相リアクトル１３の相互インダクタンス従って、零相
電流１Ｇは零相電圧Ｖ６ ＝Ｖ；１ ＋ Ｍｌ） ＋
ＶＣによって制御できる。vo=(Ro+R1)io+(Lo+L1t+3Mo)
stone +4++*eml@1 here R (1: Winding resistance island of 3-phase reactor 13; Primary winding resistance L6 of induction motor 10: Leakage inductance L of 3-phase reactor 13
1); Primary inductance M of the induction motor 10;
Mutual inductance of three-phase reactor 13 Therefore, zero-sequence current 1G is zero-sequence voltage V6 = V; 1 + Ml) +
Can be controlled by VC.
すなわち、前記の合成電圧ベクトル選択表によって選択
した合成電圧ベクトルＶの中から、零相電流ｉｏと逆方
向の零相電圧成分を生ずる相電圧を有する通電モードの
ものを選択すればよい。That is, from among the composite voltage vectors V selected by the composite voltage vector selection table, a vector in an energization mode having a phase voltage that produces a zero-sequence voltage component in the opposite direction to the zero-sequence current io may be selected.
実際には零相電流ｉ０を検出してこれを所定の最高零相
電流Δｉ（１と３値ヒステリシスコンパレータにより比
較し、零相電流制御信号１．とじて最高零相電流Δｉ６
以下のときはＯ１正で超えたときは−１、負で超えたと
きは＋１を発生せしめ、この零相電流制御信号ＩＯと前
記の領域信号ｏｎによって、次に示す零相電流抑制用相
電圧表を用いて最適な通電モードを選択する。In reality, the zero-sequence current i0 is detected and compared with the predetermined maximum zero-sequence current Δi (1) using a three-value hysteresis comparator, and the zero-sequence current control signal 1.
In the following cases, -1 is generated when O1 is positive and exceeded, and +1 is generated when O1 is negative and exceeded, and by this zero-sequence current control signal IO and the above-mentioned area signal ON, the following phase voltage for zero-sequence current suppression is generated. Select the optimal energization mode using the table.
零相電流抑制用相電圧表
合成電圧ベクトルｖ１〜Ｖ６の場合ｌこは零相電流制御
信号Ｉｏに応じて２つの相電圧状態を切り換える。In the case of the phase voltage table composite voltage vectors v1 to V6 for zero-sequence current suppression, two phase voltage states are switched according to the zero-sequence current control signal Io.
合成電圧ベクトルＶ、および■７〜ｖｔｇは零相電圧ｖ
６が零なので零相電流ｉｏは変化しない。合成電圧ベク
トルＶ１３〜Ｖｉａは相電圧状態が１つしかないので、
零相電流制御信号１．が切り換えを指令したときは、そ
のときの１次磁束Φベクトルの領域信号θｎの希、偶に
応じて合成電圧ベクトルＶγ〜Ｖ１２に切り換える。The composite voltage vector V and ■7 to vtg are zero-sequence voltages v
Since 6 is zero, the zero-phase current io does not change. Since the composite voltage vector V13 to Via has only one phase voltage state,
Zero-sequence current control signal 1. When commanding switching, the composite voltage vector Vγ to V12 is switched depending on whether the area signal θn of the primary magnetic flux Φ vector at that time is rare or even.
これで零相電流１０を抑制する相゛屯圧が決まるので、
それをスイッチング信号に変換しなければならない。３
相誘導電動機の任意の１相巻線に接続される切換スイッ
チをＳｌｘおよびＳ２ｘとしたとき、そのスイッチ状態
は相電圧がＥおよび−Ｂのときは（１，０）および（０
，１）と一義的に決まる。This determines the phase pressure that suppresses the zero-sequence current 10, so
It must be converted into a switching signal. 3
When the changeover switches connected to any one phase winding of the phase induction motor are Slx and S2x, the switch states are (1, 0) and (0) when the phase voltages are E and -B.
, 1).
しかしながら相電圧がＯのときのスイッチ状態は、（０
，０）または（１，１）のいずれでもよいので、この２
個の切換スイッチＳ１ｘと８２ｘのスイッチングを均等
化するように切り換える。However, when the phase voltage is O, the switch state is (0
, 0) or (1, 1), so this 2
The switching of the changeover switches S1x and 82x is made equal.
第７図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方
式の一実施例のブロック図であり、第１および第２の３
相電圧形インバータ１）および１２、零相分電流抑制用
３相リアクトル１３および３相誘導電動機１０は第１図
に示したものと同一のものであって、簡単化のために単
線結線で示しである。FIG. 7 is a block diagram of an embodiment of the high-speed torque control method for an induction motor according to the present invention, in which the first and second three
The phase voltage type inverters 1) and 12, the three-phase reactor 13 for zero-sequence current suppression, and the three-phase induction motor 10 are the same as those shown in FIG. 1, and are shown as single wire connections for simplicity. It is.
直流′電圧源１から直流電圧Ｅが第１および第２の３相
電圧形インバータ１）および１２に給電され、第１の３
相電圧形インバータ１）出力は中性点を開放された３相
誘導電動機１０の通常側端子である第１の端子群ａｔ
ｅ ｂｌ ｔ ｅｌに接続され、第２の３相電圧形イン
バータ１２出力は３相誘導電動機１０の開放された中性
点側端子である第２の端子群ａｇ ｔ ｂｌ ！ｃ２に
３相リアクトル１３を介して接続されている。A DC voltage E is supplied from a DC voltage source 1 to first and second three-phase voltage type inverters 1) and 12, and
Phase voltage type inverter 1) The output is the first terminal group at which is the normal side terminal of the three-phase induction motor 10 with the neutral point open.
e bl t el and the output of the second three-phase voltage source inverter 12 is connected to the second terminal group ag t bl ! which is the open neutral point side terminal of the three-phase induction motor 10 . c2 via a three-phase reactor 13.
各相の巻線電圧検出手段２１および線電流検出手段２２
から、巻線電圧％’ａ ＋ ｖｂ＊ Ｖに、および線電
流１ａ２、ｂ１ｂ。Winding voltage detection means 21 and line current detection means 22 for each phase
From, to the winding voltage %'a + vb* V, and the line currents 1a2, b1b.
Ｉｂ ＋ ＩＣがフィードバックされ、それぞれ３相〜
２相変換手段２３および２４において、ｄ−ｑ２２成分
Ｖｄ、ｖｑおよびＩｄ 、 Ｉｑに変換される。Ib + IC is fed back, each 3 phase~
In the two-phase conversion means 23 and 24, the d-q2 components are converted into two components Vd, vq and Id, Iq.
電圧ｖｄ、Ｖｑはそれぞれ１次巻線抵抗模擬手段２５お
よび２６により１次電圧降下Ｒ１工ａおよびＦｔｌＸｑ
を減算手段２７および２８により差し引かれた後、積分
手段２９および３０により式＠で示した１次磁束Φのｄ
軸成分Φｄおよびｑ軸成分Φｑが算出される。Voltages vd and Vq are calculated by primary winding resistance simulating means 25 and 26, respectively, by primary voltage drops R1 a and FtlXq.
is subtracted by the subtracting means 27 and 28, and then the integrating means 29 and 30 calculates d of the primary magnetic flux Φ expressed by the formula @.
Axis component Φd and q-axis component Φq are calculated.
１次磁束の両軸成分ΦｄおよびΦｑは磁束領域判定手段
３１Ｊこ送られ領域信号θｎとして０１〜０ス２のいず
れかを発生すると共に、磁束絶対値演算手段３２にも送
られ、１次磁束の絶対値１Φ１が
１；１＝５「π
により算出される。The two-axis components Φd and Φq of the primary magnetic flux are sent to the magnetic flux region determination means 31J to generate one of 01 to 0s2 as the region signal θn, and are also sent to the magnetic flux absolute value calculation means 32 to determine the primary magnetic flux. The absolute value 1Φ1 is calculated by 1;1=5'π.
外部から与えられる磁束指令値１Φ１から減算手段３３
において１次磁束の絶対値１Φ１が減算され、磁束の誤
差がヒステリシスコンパレータ３４に送られて磁束増減
信号φを発生する。磁束増減信号φは１かＯのいずれか
であり、１のとき増磁を、Ｏのとき減磁を指示するもの
である。Subtraction means 33 from the magnetic flux command value 1Φ1 given from the outside
, the absolute value 1Φ1 of the primary magnetic flux is subtracted, and the magnetic flux error is sent to the hysteresis comparator 34 to generate a magnetic flux increase/decrease signal φ. The magnetic flux increase/decrease signal φ is either 1 or O, and when it is 1, it instructs magnetization, and when it is O, it instructs demagnetization.
１次磁束の両軸成分ΦｄおよびΦ、は、さらにそれぞれ
３相〜２相変換手段２４の出力である線電流の両軸成分
工ｑおよびＩｄが乗算手段３５および３６で乗算され、
減算手段３７で減算することにより式［相］によるトル
クＴが算出される。The two-axis components Φd and Φ of the primary magnetic flux are further multiplied by the two-axis components q and Id of the line current, which are the outputs of the three-phase to two-phase conversion means 24, respectively, by multiplication means 35 and 36,
By subtracting with the subtraction means 37, the torque T according to the formula [phase] is calculated.
＊
外部から与えられるトルク指令値Ｔから減算手段３８に
おいてトルクＴが減算されて、算出されたトルクの誤差
がヒステリシスコンパレータ３９およびコンパレータ４
０ 、４１へ送られる。* The torque T is subtracted by the subtraction means 38 from the torque command value T given from the outside, and the error in the calculated torque is sent to the hysteresis comparator 39 and the comparator 4.
0, 41.
ヒステリシスコンパレータ３９はトルク指令値の２％程
度を誤差限界ΔＴｌとし、トルクの誤差がこの誤差限界
ΔＴ１を正側で超えるとトルク増減信号ｔ１として１を
発生して増磁を指示し、負側で超えるとトルク増減信号
ｒ１として０を発生して減磁を指示する。The hysteresis comparator 39 has an error limit ΔTl of about 2% of the torque command value, and when the torque error exceeds this error limit ΔT1 on the positive side, it generates 1 as a torque increase/decrease signal t1 to instruct magnetization, and on the negative side If the torque is exceeded, 0 is generated as the torque increase/decrease signal r1 to instruct demagnetization.
コンパレータ４０および４１はそれぞれトルク指令値の
５チ程度の誤差限界ΔＴ！およびトルク指令値の１０％
程度の誤差限界ΔＴｓを持ち、いずれも入力が誤差限界
を超えるとそれぞれトルク差信号ｆ２およびＴ３を１と
し、誤差限界以内ではＯとしてアップダウンカウンタ４
２へ送る。Comparators 40 and 41 each have an error limit ΔT of about 5 inches of the torque command value! and 10% of torque command value
When the input exceeds the error limit, the torque difference signals f2 and T3 are set to 1, and when they are within the error limit, they are set to O and the up/down counter 4 is set to 1.
Send to 2.
アップダウンカウンタ４２はトルク増減信号Ｔ１および
トルク差信号’２ ＊ Ｔ３を入力とし、１〜４を誤差
信号ｄとして出力するもので、トルク差信号τ２が０か
ら１になったときトルク増減信号ｔ１が１の場合は４を
上限として１ずつアップカウントと、トルク増減信号ｔ
１が０の場合はｌを下限としてｌずつダウンカウントす
る。トルク差信号Ｔ３がＯから１になったときトルク増
減信号τ！が１の場合は内容の如何にかかわらず内容を
４とし、トルク増減信号τ！がＯの場合は内容の如何に
かかわらず内容を１とする。The up/down counter 42 inputs the torque increase/decrease signal T1 and the torque difference signal '2*T3, and outputs 1 to 4 as an error signal d. When the torque difference signal τ2 changes from 0 to 1, the torque increase/decrease signal t1 If is 1, count up by 1 with 4 as the upper limit, and torque increase/decrease signal t
If 1 is 0, count down by l with l as the lower limit. When the torque difference signal T3 changes from O to 1, the torque increase/decrease signal τ! If is 1, the content is set to 4 regardless of the content, and the torque increase/decrease signal τ! If is O, the content is set to 1 regardless of the content.
このアップダウンカウンタ４２の内容が誤差信号ｄとな
るが、誤差信号ｄには１〜４の４種があり、これらが前
記合成電圧ベクトル選択表において述おり
δφ）０のときｄ＝１
々φ〉０のときｄ＝２
篩〈０のときｄ＝３
一φ（０のときｄ＝４
に和尚する。The contents of this up/down counter 42 become the error signal d, and there are four types of error signals d, 1 to 4, and these are as described in the composite voltage vector selection table.When δφ)0, d=1 and φ When 〉0, d=2 When 〈0, d=3 1φ (When 0, d=4.
一方、線電流検出手段２２からは各相の線電流ｉａ。On the other hand, the line current detection means 22 outputs the line current ia of each phase.
１ｂ、 妬が合計手段４３にも送られ、零相電流ｉ０が
演算されて３値ヒステリシスコンパレータ４４へ送られ
る。1b, is also sent to the summing means 43, and the zero-sequence current i0 is calculated and sent to the three-value hysteresis comparator 44.
３値ヒステリシスコンパレータ祠は、動作限界Δｉｏと
し出力として零相電流抑制信号１．を発生する。零相電
流抑制信号ｒｏは零相電流ｉｏが動作限界Δｉ０を正側
で超えたとき−１，負側で超えたとき下
＋１、動作限界Δｉ６以ｊのときＯとなる。The three-value hysteresis comparator shrine takes the operating limit Δio and outputs the zero-sequence current suppression signal 1. occurs. The zero-sequence current suppression signal ro becomes -1 when the zero-sequence current io exceeds the operating limit Δi0 on the positive side, +1 when it exceeds the operating limit Δi0 on the negative side, and becomes O when the operating limit Δi6 or less j.
記憶手段４５には先に説明した合成電圧ベクトル選択表
および零相電流抑制用相電圧光を記憶したＲ ＯＭを中
心とするものであって、トルク増減信号ｆ１、誤差信号
ｄ、磁束増減信号φ、領域信号θｎおよび零相電流抑制
信号１．を入力とし１合成電圧ベクトル選択表から選択
した合成電圧ベクトル■から最適の通電モードを選び出
して、第１および第２のインバーター１ 、１２の各ス
イッチング素子のスイッチング信号の形で出力する。The storage means 45 mainly includes a ROM that stores the composite voltage vector selection table and the zero-sequence current suppression phase voltage light described above, and includes a torque increase/decrease signal f1, an error signal d, and a magnetic flux increase/decrease signal φ. , area signal θn and zero-sequence current suppression signal 1. is input, and the optimum energization mode is selected from the composite voltage vector (2) selected from the composite voltage vector selection table, and is output in the form of a switching signal for each switching element of the first and second inverters 1 and 12.
記憶手段４５の出力を受けたスイッチング均等化手段４
６では、前述の通り相電圧が０になる両スイッチング素
子のスイッチ状態が均等化するように動作する。記憶手
段４５の出力が変化したときに出力を発生する出力変化
検出手段４７の出力をう、チ手段４８に送り、ラッチ手
段４８が保持するスイッチング均等化手段４６の前回出
力をスイッチング均等化手段４８にもどすことにより、
スイッチングの均等化が行われる。Switching equalization means 4 receiving the output of storage means 45
6, the switch operates so that the switch states of both switching elements, where the phase voltage becomes 0, are equalized as described above. The output of the output change detection means 47, which generates an output when the output of the storage means 45 changes, is sent to the switching means 48, and the previous output of the switching equalization means 46 held by the latch means 48 is sent to the switching equalization means 48. By restoring
Switching equalization is performed.
以上詳細に説明したように、第１および第２の２個の電
圧形インバータにより発生する１９種の合成電圧ベクト
ルＶを使い分け、零相電流を抑制し且つスイッチングを
均等化しながら、過渡的には高速のトルク応答性を持ち
、且つ定常的にはトルクリップルが少なく低騒音の誘導
電動機の駆動システムを構成することができる。As explained in detail above, the 19 types of composite voltage vectors V generated by the first and second voltage source inverters are properly used, and while suppressing zero-sequence current and equalizing switching, transient It is possible to configure an induction motor drive system that has high-speed torque response, has little torque ripple on a steady basis, and has low noise.
本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方式は、Ｇ
ＴＯのようにあまりスイッチング周波数を高くできない
スイッチング素子を用いて、大容量で且つ高速応答性を
有するシステムを可能ならしめると同時に、高速スイッ
チング素子を用いれば、従来方式より格段に優れた過渡
応答および定常特性を兼ね具えたサーボシステムとする
こともできる。The high-speed torque control method for an induction motor according to the present invention is based on G
By using switching elements such as TO, which cannot increase the switching frequency very much, it is possible to create a system with large capacity and high-speed response.At the same time, by using high-speed switching elements, it is possible to create a system with much better transient response and response than conventional systems. A servo system having steady-state characteristics can also be used.
第１図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方
式における主回路結線図、第２図は合成電圧ベクトル図
、第３図は１次磁束ベクトルの軌跡を示す図、第４図は
すべり角周波数に対するトルクのステ、プ応答を示すグ
ラフ、第５図は合成電圧ベクトルと１次磁束ベクトルの
関係を示す図、第６図は従来の電圧ベクトル図、第７図
は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方式の一
実施例のブロック図、第８図は従来の磁束演算形の制御
方法の一例のブロック図である。
１・・・・・・直流電圧源、２・・・・・・電圧検出器
、３・・・・・・インバータ、６．１０・・・・・・３
相誘導電動機、７・・・・・・制御回路、１）・・・・
・・第１の３相電圧形インバータ、１２・・・・・・第
２の３相電圧形インバータ、１３・・・・・・３相リア
クトル。Fig. 1 is a main circuit connection diagram in the high-speed torque control method for an induction motor according to the present invention, Fig. 2 is a composite voltage vector diagram, Fig. 3 is a diagram showing the locus of the primary magnetic flux vector, and Fig. 4 is a slip angle diagram. Graph showing the step and step response of torque with respect to frequency, Figure 5 is a diagram showing the relationship between the composite voltage vector and the primary magnetic flux vector, Figure 6 is a conventional voltage vector diagram, and Figure 7 is an induction motor according to the present invention. FIG. 8 is a block diagram of an example of a conventional magnetic flux calculation type control method. 1...DC voltage source, 2...Voltage detector, 3...Inverter, 6.10...3
Phase induction motor, 7... Control circuit, 1)...
...First three-phase voltage source inverter, 12... Second three-phase voltage source inverter, 13... Three-phase reactor.
Claims (5)
ステムにおいて、両端にそれぞれ端子ａ＿１ａ＿２、ｂ
＿１ｂ＿２およびＣ＿１Ｃ＿２を有する互いに電気的に
分離した３相対称巻線を具備する３相誘導電動機の第１
の端子群ａ＿１、ｂ＿１、Ｃ＿１を第１の３相電圧形イ
ンバータに接続すると共に、第２の端子群ａ＿２、ｂ＿
２、Ｃ＿２を零相分電流抑制用の３相リアクトルを介し
て第２の３相電圧形インバータに接続し、前記３相誘導
電動機の瞬時磁束および瞬時トルクが所定の誤差範囲内
で与えられた指令値に追従するように第１および第２の
３相電圧形インバータ出力電圧を選択する電圧制御手段
と、該電圧制御手段出力の複数通電モードの中から零相
電流の現在値を減少させるような第１および第２の電圧
形インバータの通電モードを選択する零相電流抑制手段
を具えたことを特徴とする誘導電動機の高速トルク制御
方式。(1) In a torque control system using an inverter for a three-phase induction motor, terminals a_1a_2 and b are provided at both ends, respectively.
The first of the three-phase induction motor with three-phase symmetrical windings electrically separated from each other with _1b_2 and C_1C_2
terminal group a_1, b_1, C_1 are connected to the first three-phase voltage source inverter, and the second terminal group a_2, b_
2. C_2 was connected to a second three-phase voltage source inverter via a three-phase reactor for zero-phase current suppression, and the instantaneous magnetic flux and instantaneous torque of the three-phase induction motor were given within a predetermined error range. Voltage control means for selecting the first and second three-phase voltage type inverter output voltages so as to follow the command value; 1. A high-speed torque control method for an induction motor, comprising zero-sequence current suppressing means for selecting the energization mode of the first and second voltage source inverters.
方向に磁気結合を有する３相巻線で構成され、同一方向
電流成分に対してのみリアクトルとして動作するもので
ある特許請求の範囲第（１）項記載の誘導電動機の高速
トルク制御方式。(2) The three-phase reactor is composed of three-phase windings wound around a common core and having magnetic coupling in the same direction, and operates as a reactor only for current components in the same direction. A high-speed torque control method for an induction motor as described in (1).
３相電圧形インバータにより発生する瞬時電圧ベクトル
形式として出力されることを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載の誘導電動機の高速トルク制御方式。(3) The induction signal according to claim (1), wherein the output signal of the voltage control means is output in the form of an instantaneous voltage vector generated by the first and second three-phase voltage source inverters. High-speed torque control method for electric motors.
ル和で表される零相電流を減少させる通電モードを選定
することを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の
誘導電動機の高速トルク制御方式。(4) The induction according to claim (1), wherein the zero-sequence current suppressing means selects an energization mode that reduces a zero-sequence current represented by a vector sum of instantaneous values of each phase current. High-speed torque control method for electric motors.
回のスイッチングはなるべく前回と異なるスイッチ状態
を選定することを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
記載の誘導電動機の高速トルク制御方式。(5) A high-speed torque control method for an induction motor according to claim (1), comprising means for storing the output switch state, and selecting a switch state as different from the previous one as possible for the next switching. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62054822A JPH06101958B2 (en) | 1987-03-10 | 1987-03-10 | High-speed torque controller for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62054822A JPH06101958B2 (en) | 1987-03-10 | 1987-03-10 | High-speed torque controller for induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63224693A true JPS63224693A (en) | 1988-09-19 |
| JPH06101958B2 JPH06101958B2 (en) | 1994-12-12 |
Family
ID=12981376
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62054822A Expired - Lifetime JPH06101958B2 (en) | 1987-03-10 | 1987-03-10 | High-speed torque controller for induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06101958B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008005688A (en) * | 2006-05-23 | 2008-01-10 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Variable speed driver of induction motor |
| CN111953265A (en) * | 2019-05-14 | 2020-11-17 | 株式会社电装 | Control device for rotating electric machine |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6839896B2 (en) | 2017-07-07 | 2021-03-10 | 日立Astemo株式会社 | Motor control device and electric vehicle |
-
1987
- 1987-03-10 JP JP62054822A patent/JPH06101958B2/en not_active Expired - Lifetime
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| JP2008005688A (en) * | 2006-05-23 | 2008-01-10 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Variable speed driver of induction motor |
| CN111953265A (en) * | 2019-05-14 | 2020-11-17 | 株式会社电装 | Control device for rotating electric machine |
| US11196372B2 (en) | 2019-05-14 | 2021-12-07 | Denso Corporation | Control apparatus for rotating electric machine |
| CN111953265B (en) * | 2019-05-14 | 2024-02-23 | 株式会社电装 | Control device for rotating electrical machine |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06101958B2 (en) | 1994-12-12 |
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