JPS63224693A - High-speed torque control system for induction motor - Google Patents
High-speed torque control system for induction motorInfo
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は高速デジタル制用されるインバータによる誘導
電動機の瞬時磁束、トルク制御に関するもので、システ
ムの大容量化を目的とし、インバータのスイッチング素
子としてスイッチング周波数に制約のあるGTOを採用
することを念頭においたものであり、必ずしも大容量を
目的としないが高速なトルク制御を要するAOサーボモ
ータにも適用できる。[Detailed Description of the Invention] [Field of Industrial Application] The present invention relates to instantaneous magnetic flux and torque control of an induction motor using a high-speed digital inverter. This method is designed with the use of a GTO, which has a limited switching frequency, in mind, and can also be applied to an AO servo motor that does not necessarily aim for a large capacity, but requires high-speed torque control.
現在誘導電動機について高速トルク制御を必要とする場
合には、ベクトル制御が広く用いられている。しかしな
がら、この制御方法は電動機の内部定数への依存性が高
く、また位置センサを必要とするなど調整が複雑な上に
、電動機内部定数の変化が制御特性番こ大きく影響を及
ぼす欠点を有している。更に、電流制御を基本とするた
め、瞬時磁束、瞬時トルクが必らずしも最適化されてお
らず、無駄なスイッチングが行われる等の欠点をも有す
る。Vector control is currently widely used when high-speed torque control is required for induction motors. However, this control method is highly dependent on the internal constants of the motor, requires a position sensor, and is complex to adjust, and has the disadvantage that changes in the motor's internal constants greatly affect the control characteristics. ing. Furthermore, since it is based on current control, the instantaneous magnetic flux and instantaneous torque are not necessarily optimized, and there are also disadvantages such as unnecessary switching.
この制御に代る新しい制御方法として、本発明者らは先
に新しい磁束演算形の制御方法を開発した。これについ
ては、昭和60年8月発行の電気学会半導体電力変換研
究会資料に掲載された5pc−85−45r新理論に基
づく誘導機の高速・高効率制御法」(野ロ、高橋)およ
び昭和61年1月発行の電気学会論文誌の106巻1号
に掲載された6l−B2「瞬時すべり周波数制御に基づ
く誘導電動機の新高速トルク制御法」(高橋、野口)等
に詳述されているが、以下簡単に説明する。As a new control method to replace this control, the present inventors have previously developed a new magnetic flux calculation type control method. Regarding this, please refer to ``High-speed, high-efficiency control method for induction motors based on new theory of 5pc-85-45r'' (Noro, Takahashi) published in the materials of the Institute of Electrical Engineers of Japan's Semiconductor Power Conversion Study Group published in August 1985. It is detailed in 6l-B2 "New high-speed torque control method for induction motors based on instantaneous slip frequency control" (Takahashi, Noguchi), etc., published in Volume 106, Issue 1 of the Journal of the Institute of Electrical Engineers of Japan, published in January 1961. However, this will be briefly explained below.
第8図は磁束演算形の制御方法の一例のブロック図で、
インバータ部分は簡略化して示しである。Figure 8 is a block diagram of an example of a magnetic flux calculation type control method.
The inverter portion is shown in a simplified manner.
すなわち、インバータ3はトランジスタ等のスイ、チン
グ素子とダイオードをそれぞれ逆並列接続してなる6個
のアームから構成されているが、図のように3個の切換
スイッチ〜+ svI swとして表すことができる。In other words, the inverter 3 is composed of six arms each consisting of switching elements such as transistors, switching elements, and diodes connected in antiparallel, and can be expressed as three changeover switches ~ + svI sw as shown in the figure. can.
3相電圧形のインノ々−夕3には直流電圧源1から正母
線1aおよび負母線1bを介して給電され、制御回路7
によりインバータ3の各切換スイッチSu。Power is supplied to the three-phase voltage type innovator 3 from the DC voltage source 1 via the positive bus 1a and the negative bus 1b, and the control circuit 7
According to each changeover switch Su of the inverter 3.
sv + Swが正、負母線1a r tb側に倒され
ることにより変換された交流兄力が、電流検出器5u’
5vl 5Wを経て3相誘導成勤磯6の各相端子u、
v、wに給電される。直流電圧源lの電圧は正、負母線
間に挿入された電圧検出器2により検出する。When sv + Sw is turned to the positive and negative bus lines 1a r tb side, the AC power is converted to the current detector 5u'.
5vl 5W to each phase terminal u of 3-phase induction construction Iso 6,
Power is supplied to v and w. The voltage of the DC voltage source 1 is detected by a voltage detector 2 inserted between the positive and negative buses.
この制御方法では電磁気量を直交するd−q2軸で表さ
れる瞬時ベクトルとして取り扱う。すなわち、1次電圧
をvl、1次電流をlt+2次電流を12.1次磁束を
φlとすると
Yl = vld + J Vlq
fl= itd + j !lq
h = izd + J itq
φ1=φtd + jφ1q
で表される。ここにjはベクトル積を表す。In this control method, the electromagnetic quantity is handled as an instantaneous vector expressed by two orthogonal d-q axes. That is, if the primary voltage is vl, the primary current is lt + the secondary current is 12. and the primary magnetic flux is φl, then Yl = vld + J Vlq fl = itd + j! It is expressed as lq h = izd + J itq φ1 = φtd + jφ1q. Here, j represents a vector product.
3相電圧vu、vv、vWおよび3相1次電流iu、
tv。3-phase voltage vu, vv, vW and 3-phase primary current iu,
tv.
鴎から1次電圧v1および1次電流1)がそれぞれ次式
によって算出できる。The primary voltage v1 and primary current 1) can be calculated from the following equations.
R1;1次巻線抵抗 Lu1)次インダクタンス R2;2次巻線抵抗 LH: 2次インダクタンス M ;相互インダクタンス であり、−mは回転角速度、pは微分演算子を表す。R1; Primary winding resistance Lu1) Order inductance R2: Secondary winding resistance LH: Secondary inductance M: Mutual inductance , -m represents the rotational angular velocity, and p represents the differential operator.
一方、磁束の定義として、1次磁束φlはφt =Lt
ll it+M iz ・・・・旧・団・・旧旧
旧・・・・・■式■の第1行を展開して
vx =(Rt+pLtt)貰+pMi”;これに式■
を代入して整理すると
vt−R1)t=pφl ………………………■
両辺を精分すると
により求められる。On the other hand, as a definition of magnetic flux, the primary magnetic flux φl is φt = Lt
ll it+M iz...old, group, old, old, old...■Expand the first line of the formula■vx = (Rt+pLtt)get+pMi'';to this, the formula■
Substituting and rearranging, vt-R1)t=pφl ………………………■
It can be found by dividing both sides.
一方、瞬時トルクTは式■の1次磁束φ1と1次電流1
)のベクトル積として式■iこより求められる。On the other hand, the instantaneous torque T is the primary magnetic flux φ1 and the primary current 1 in equation (■).
) can be obtained from the formula ■i.
T=φlX1l”φ1d X 1)q−φ1qxlld
・・・・・・・・・・・・・・・■式■の右辺第2項R
1)1は第1項VHに比べて一般に非常に小さいので、
1次磁束φlベクトルは1次電圧v1ベクトルの方向に
延びて行くものと考えてよい。1次電圧v1はインバー
タ3の出力電圧である。T=φlX1l”φ1d X 1)q−φ1qxlld
・・・・・・・・・・・・・・・■Second term R on the right side of formula■
1) Since 1 is generally very small compared to the first term VH,
The primary magnetic flux φl vector can be considered to extend in the direction of the primary voltage v1 vector. The primary voltage v1 is the output voltage of the inverter 3.
インバータ3を構成する各切換スイッチがそれぞれ正母
線1a2、b1b側に倒れた場合を1.負母線1b(f
t!Ifこ倒れた場合をOで表し、8通りのスイッチ状
態におけるインバータ3の各出力電圧ベクトルを式■か
ら算出すると、次の電圧ベクトル表のごとくである。但
し、実際のVtd l Vlqの値は表中の値にl)丁
と電圧検出器2で検出した直流電圧源1の電圧Eを乗じ
た値である。1. The case where each switch constituting the inverter 3 falls to the positive bus bar 1a2, b1b side is 1. Negative bus line 1b (f
T! If the case where If falls over is expressed as O, and each output voltage vector of the inverter 3 in eight different switch states is calculated from equation (2), the following voltage vector table is obtained. However, the actual value of VtdlVlq is the value obtained by multiplying the value in the table by the voltage E of the DC voltage source 1 detected by the voltage detector 2.
スイッチ状態番号をkとしたとき、各スイッチ状態にお
けるインバータ3の出力電圧v1(klは、第6図に示
した電圧ベクトル図のごとく、d軸と同一方向のvl(
1)と、それから60°ずつ時計方向に進むMl (2
) 〜vt (6)と、2種の零ベクトルvt (0)
およびvl(7)の8種のものとなる。When the switch state number is k, the output voltage v1 (kl) of the inverter 3 in each switch state is vl (kl) in the same direction as the d-axis, as shown in the voltage vector diagram shown in FIG.
1), and then proceed clockwise by 60° Ml (2
) ~vt (6) and two types of zero vectors vt (0)
and vl(7).
電圧ベクトル表
よび703bは、切換スイッチsul SV r 8W
の状態と電圧検出器2で検出した直流電圧源1の電圧E
とから式■により1次電圧v1を算出するブロックであ
るQ
ブロック702は電流検出器5u + 5v + 5w
により検出された3相電流!。+ ty * iyyか
ら、式■により1次電流1.を算出するプロ、りである
。The voltage vector table and 703b are for the changeover switch sul SV r 8W
state and voltage E of DC voltage source 1 detected by voltage detector 2
The Q block 702, which is a block that calculates the primary voltage v1 from the formula (■), is a current detector 5u + 5v + 5w.
Three-phase current detected by! . From + ty * iyy, the primary current 1. I am a professional at calculating.
この1次電流flに、ブロック703aにおいて1次巻
線抵抗R1を平じ、ブロック704#こおいて1次電圧
v1から1次巻線抵抗R1と1次電流1)の積を減算す
る。This primary current fl is subtracted by the primary winding resistance R1 in block 703a, and the product of primary winding resistance R1 and primary current 1) is subtracted from the primary voltage v1 in block 704#.
ブロック705は式■に従って磁束を積分演算するブロ
ックであり、1次磁束φlのd、q両軸成分φId
+φ1qが求められる。Block 705 is a block that performs integral calculation of the magnetic flux according to the formula (■), and calculates the d and q axis components φId of the primary magnetic flux φl.
+φ1q is found.
プロ、り710では1次磁束φ1ベクトルのd軸を基準
とする時計方向の回転角θが、境界線として30’ 、
90°、150°、210°、 270’ 、 33
0°の60°毎に仕切られるどの領域に属しているかに
よって、制御フラグfθを次のように発生する。In Pro-710, the rotation angle θ in the clockwise direction with respect to the d-axis of the primary magnetic flux φ1 vector is 30' as the boundary line,
90°, 150°, 210°, 270', 33
A control flag fθ is generated as follows depending on which region partitioned by 60° from 0° the object belongs to.
−30°≦θ< 30’ ; fθ=130°≦θ〈
90°;fθ=■
90°≦θ〈150°;fθ=■
150°≦θ〈210°:fθ=■
210°≦θ<270’ ; fa =V270°≦#
< 3306;fθ=■ブロック706は磁束ベクト
ル長1φ1)を次式により算出するプロ、りである。-30°≦θ<30'; fθ=130°≦θ〈
90°; fθ=■ 90°≦θ<150°; fθ=■ 150°≦θ<210°: fθ=■ 210°≦θ<270'; fa = V270°≦#
<3306; fθ=■ Block 706 is a program for calculating the magnetic flux vector length 1φ1) using the following equation.
1i1=4「i ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・■プロ、り708正こおいて外部
から与えられる磁束指令値1φ1)から磁束ベクトル長
1φ1)を減算し、磁束の偏差を算出する。1i1=4 “i ・・・・・・・・・・・・・・・・・・
. . . ■Pro, 708 In this case, the magnetic flux vector length 1φ1) is subtracted from the magnetic flux command value 1φ1) given from the outside to calculate the deviation of the magnetic flux.
ブロック71)はヒステリシスコンパレータであり、プ
ロ、り708から送られる磁束の偏差が正で所定値を超
えたとき、すなわち磁束を増加せしめる必要のあるとき
制御フラグfφ=+1とし、磁束の偏差が負で所定値を
超えたとき、すなわち磁束を減少せしめる必要のあると
き制御フラグfφ=−1とする。Block 71) is a hysteresis comparator, and when the deviation of the magnetic flux sent from the controller 708 is positive and exceeds a predetermined value, that is, when it is necessary to increase the magnetic flux, the control flag fφ is set to +1, and when the deviation of the magnetic flux is negative. When the magnetic flux exceeds a predetermined value, that is, when it is necessary to reduce the magnetic flux, the control flag fφ is set to -1.
プロ、り707はプロ、り702 、705の両出力の
ベクトル積を式■により演算し、瞬時トルクTを算出す
るプロ、りであり、ブロック709において外部から与
えられるトルク指令値Tから瞬時トルクTを減算し、ト
ルクの偏差を算出する。The processor 707 calculates the instantaneous torque T by calculating the vector product of both outputs of the processors 702 and 705 using the formula (2).In block 709, the instantaneous torque is calculated from the torque command value T given from the outside. Subtract T to calculate torque deviation.
ブロック712は3値ヒステリシスコンパレータであり
、トルクの偏差が所定め誤差範囲内では零ベクトルモー
ドの制御フラグff = 0を発生し、トルクの偏差が
正で所定値を超えたとき、すなわち加速トルクを要する
とき制御フラグft =+1とし、トルクの偏差が負で
所定値を超えたとき、すなわち減速トルクを要するとき
制御フラグft=−1とする0
ブロック713はブロック710 、71) 、712
から出力される3個の制御フラグfθ、fφ、 frの
各組み合わせに最も適したインバータ出力電圧を決定す
るブロックであり、次に示すスイッチングテーブルから
制御フラグfθ、fφ、 fTに従って先の電圧ベクト
ル表に示したスイッチ状態番号kを知り、インバータ3
ヘスイ、チング信号を送り、磁束およびトルクの瞬時制
御が行われる。Block 712 is a three-value hysteresis comparator, which generates a zero vector mode control flag ff = 0 when the torque deviation is within a predetermined error range, and generates a zero vector mode control flag ff = 0 when the torque deviation is positive and exceeds a predetermined value, that is, when the acceleration torque is When necessary, the control flag ft is set to +1, and when the torque deviation is negative and exceeds a predetermined value, that is, when deceleration torque is required, the control flag ft is set to -1.
This block determines the most suitable inverter output voltage for each combination of the three control flags fθ, fφ, fr output from the following voltage vector table according to the control flags fθ, fφ, fT from the switching table shown below. Knowing the switch state number k shown in
Instantaneous control of magnetic flux and torque is performed by sending a signal.
スイッチングテーブル
以上、詳細に説明したように、このような磁束演算形の
制御方法によれば、誘導電動機の内部定数をほとんど使
用しないで演算しながら、各瞬時1次磁束φ1の磁束ベ
クトル長+1i?+をほぼ一定に保ち、磁束ベクトルの
りサージ1図形はほぼ円を画きつつ、高速トルク制御を
行うことができる。Switching table As explained in detail above, according to this magnetic flux calculation type control method, the magnetic flux vector length + 1i? of each instantaneous primary magnetic flux φ1 is calculated while hardly using the internal constants of the induction motor. It is possible to perform high-speed torque control while keeping + approximately constant and making the magnetic flux vector surge 1 shape approximately circular.
上記のごとく、高速トルク制御方法として極めて高性能
な磁束演算形の制御方法ではあるが、この従来の制御方
法においても、低速、軽負荷の場合には不都合を生じる
ことがあると共に、大きい過渡変動トルクにも対処でき
るようにするためには、特殊の処置を要するなどの欠点
があった。As mentioned above, the magnetic flux calculation type control method is extremely high-performance as a high-speed torque control method, but even with this conventional control method, problems can occur at low speeds and light loads, and large transient fluctuations can occur. There were drawbacks such as the need for special treatment in order to be able to handle torque.
すなわち、利用可能なインバータ出力電圧ベクトルが零
ベクトルを除いて6個しかなく、制御の自由度が少なく
限られている。That is, there are only six usable inverter output voltage vectors, excluding the zero vector, and the degree of freedom in control is limited.
従って、増磁成分を持ち且つトルク成分が少ない電圧ベ
クトルが常に得られるわけではないので、低速、軽負荷
になると零ベクトルの選択が多くなり、増磁ができなく
なる。このため、低速域においては磁束量が減少して、
1次磁束φ1ベクトルのりサージ1図形が6角状に歪み
、騒音、振動の原因となる。Therefore, it is not always possible to obtain a voltage vector that has a magnetizing component and a small torque component, so at low speeds and light loads, zero vectors are often selected and magnetizing becomes impossible. Therefore, in the low speed range, the amount of magnetic flux decreases,
The primary magnetic flux φ1 vector surge surge 1 figure becomes hexagonal and causes distortion, noise, and vibration.
この従来の制御方法において、高電圧を印加して高加速
度を得るようにしようとすると、一般に直流電圧源lの
電圧は一定であるから、この入力電圧から決まるインバ
ータの最高電圧よりも低い値に誘導電動機の定格電圧を
設定しておく必要があり、また誘導電動機のインダクタ
ンスも低く設置しておかなくてはならない。In this conventional control method, when trying to obtain high acceleration by applying a high voltage, since the voltage of the DC voltage source l is generally constant, the voltage will be lower than the maximum voltage of the inverter determined from this input voltage. It is necessary to set the rated voltage of the induction motor, and the inductance of the induction motor must also be set low.
しかしながら、この場合定常的にはモータ電流の脈動が
増し、トルクの脈動も増加するほか、鉄損、磁気騒音も
共に増加する。However, in this case, the pulsation of the motor current steadily increases, the pulsation of the torque also increases, and both iron loss and magnetic noise increase.
逆に、定常的に電流脈動を低く押え、トルク脈動、鉄損
、磁気騒音を減少させようとすると、誘導電動機の定格
電圧をインバータ入力電圧とほぼ等しい値とし、誘導電
動機のインピーダンスも大きめの値となるよう設計する
必要がある。On the other hand, if you are trying to keep the current pulsation low on a steady basis and reduce torque pulsation, iron loss, and magnetic noise, the rated voltage of the induction motor should be set to approximately the same value as the inverter input voltage, and the impedance of the induction motor should also be set to a larger value. It is necessary to design it so that
この場合には過渡的に大トルクを発生せしめることがで
きない。In this case, it is not possible to generate large torque transiently.
このことから、過渡的には大トルクを発生せしめ得ると
共に、定常的にも低トルク脈動、低損失。Because of this, it is possible to generate large torque transiently, and also has low torque pulsation and low loss on a steady basis.
低騒音を実現できる誘導電動機の高速トルク制御方式が
求められていた。There was a need for a high-speed torque control method for induction motors that could achieve low noise.
本発明は、3相誘導電動機のインバータによる制御シス
テムにおいて、両端にそれぞれ端子fit a2 。The present invention provides a control system using an inverter for a three-phase induction motor, in which terminals fit a2 are provided at both ends.
bl blおよびc1c2を有する互いに電気的に分離
した3相対称巻線を具備する3相誘導電動機を用い、こ
の3相誘導電動機の第1の端子群a1 r bl +
C1を第1の3相電圧形インバータに接続すると共ζこ
、第2の端子群a2 + bg + C2を零相分電流
抑制用の3相リアクトルを介して第2の3相電圧形イン
バータに接続し、前記3相誘導電動機の瞬時磁束および
瞬時トルクが所定の誤差範囲内で与えられた指令値に追
従するように第1および第2の電圧形インバータ出力電
圧を選択する電圧制御手段と、該電圧制御手段出力の複
数通電モードの中から零相電流の現在値を減少させるよ
うな第1および第2の電圧形インバータの通電モードを
選択する零相電流抑制手段を具えたことを特徴とするも
のである。Using a three-phase induction motor with mutually electrically isolated three-phase symmetrical windings having bl bl and c1c2, a first terminal group a1 r bl + of this three-phase induction motor
When C1 is connected to the first three-phase voltage source inverter, the second terminal group a2 + bg + C2 is connected to the second three-phase voltage source inverter via the three-phase reactor for zero-phase current suppression. Voltage control means that is connected to the three-phase induction motor and selects the first and second voltage-type inverter output voltages so that the instantaneous magnetic flux and instantaneous torque of the three-phase induction motor follow the given command values within a predetermined error range; It is characterized by comprising zero-sequence current suppressing means for selecting an energizing mode of the first and second voltage source inverters that reduces the current value of the zero-sequence current from among the plurality of energizing modes of the output of the voltage control means. It is something to do.
前記の零相分電流抑制用の3相リアクトルは、共通鉄心
に巻回された同一方向に磁気結合を有する3相巻線で構
成され、同一方向の電流成分に対してのみリアクトルと
して動作するようlこしたものを用いる。The three-phase reactor for suppressing zero-phase current is composed of three-phase windings wound around a common core and having magnetic coupling in the same direction, and operates as a reactor only for current components in the same direction. Use the strained one.
第1図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方
式における主回路結線図である。3相誘導電動機10は
両端にそれぞれ端子ax ax * bt bgおよび
elc3を有する互いに電気的1こ分離した3相対称巻
線を具備している。FIG. 1 is a main circuit connection diagram in a high-speed torque control system for an induction motor according to the present invention. The three-phase induction motor 10 includes three-phase symmetrical windings that are electrically separated from each other by one point and have terminals ax ax * bt bg and elc3 at both ends, respectively.
本発明にかかるシステムの最大の特長は、このように電
気的に絶縁された3相対称1次巻線を具備する誘導電動
機を用いることであり、本図では中性点開放形の星形結
線のごとく画かれているが、3相対称巻線であればどの
ように複雑な巻線であってもよい。The greatest feature of the system according to the present invention is that it uses an induction motor equipped with an electrically insulated three-phase symmetrical primary winding. Although the winding is illustrated as shown in the figure, any complicated winding may be used as long as it is a three-phase symmetrical winding.
3相対称巻線の第1の端子群al t t、 I cl
を第1の3相電圧形インバータ1)に接続すると共に、
第2の端子群al j b意* Clを零相分電流抑制
用の3相リアクトル13を介して第2の3相電圧形イン
バータ12に接続する。First terminal group of three-phase symmetrical winding al t t, I cl
is connected to the first three-phase voltage source inverter 1), and
The second terminal group al j b * Cl is connected to the second three-phase voltage source inverter 12 via the three-phase reactor 13 for zero-phase current suppression.
このようなシステムにあっては、電動機の特性には影響
を及ぼさないが線電流を増大させる零相電流 to =
il+ ll)+ i(が存在する。これは誘導電動
機の1次側漏れインダクタンスによっても抑制されるが
、その値は数mHと非常に小さいので、零相分電流抑制
用の3相リアクトル13が挿入されるのである。In such a system, a zero-sequence current that does not affect the motor characteristics but increases the line current to =
il + ll) + i( exists. This is also suppressed by the primary side leakage inductance of the induction motor, but its value is very small, several mH, so the three-phase reactor 13 for suppressing the zero-sequence current is used. It is inserted.
第1および第2の3相電圧形インバータ1)および12
け、第8図の従来例で説明したと同様に、それぞれ3個
の切換スイッチS1a2、b1b l Slb+ sl
cおよびs2a+ Slb + s、、で示しである。First and second three-phase voltage source inverters 1) and 12
Similarly to the conventional example shown in FIG. 8, three changeover switches S1a2, b1b l Slb+ sl
c and s2a+Slb+s, .
両3相電圧形インバータはいずれも直流′電圧源1から
正母線1aおよび9母filbを介して給電される。Both three-phase voltage source inverters are supplied with power from a direct current voltage source 1 via a positive bus 1a and a ninth bus filb.
ここで従来例でも説明したように各切換スイ。Here, as explained in the conventional example, each switching switch.
チ81ap ”1b* s、、および82a* 8!b
l sICにつきそれぞれ正側母$1)a側に倒れた
場合を1.魚毒plb側に倒れた場合をOで表し、両電
圧形インバータのスイッチ状態番号をそれぞれklおよ
びに2で示すと、次のスイッチ状態表に示すごとく、そ
れぞれ8通りのスイッチ状態がある。Chi81ap”1b*s, and 82a*8!b
l For each sIC, the positive side mother $ 1) If it falls to the a side, 1. If the case of falling to the fish poison PLB side is represented by O, and the switch state numbers of both voltage type inverters are represented by kl and 2, respectively, there are eight switch states as shown in the following switch state table.
スイッチ状態表
第1idよび第2の3相電圧形インバータ1)および1
2にそれぞれ8通りのスイッチ状態があるので、これら
を組み合わせるとこのシステムには64通りのスイッチ
状態があることが解る・
3相誘導電動機10の端子a1a2、b1bg l b
1b2 + ClC2を有する各相巻線にかかる電圧V
B + Yl) + V(は、それぞれの巻線に接続さ
れる切換スイッチ8xB (!: 8xB rS、bと
82be s、cとS2cのスイッチ状態ζこよって変
化する。Switch status table 1st id and 2nd 3-phase voltage source inverter 1) and 1
Since there are 8 switch states for each of 2, it can be seen that there are 64 switch states in this system by combining these. Terminals a1a2, b1bg l b of the three-phase induction motor 10
The voltage V across each phase winding with 1b2 + ClC2
B + Yl) + V( changes according to the switch states ζ of changeover switches 8xB (!: 8xB rS, b and 82be s, c and S2c) connected to the respective windings.
例えばa相について考えると、直流電圧源1の電圧をE
としたとき、S18と82aが共に正母線1a2、b1
b側または負母線lb側ζこ倒れている場合は va=
0、S!aが正母線1a2、b1b側に倒れS2aが貝
母ilb側に倒れている場合は Va == Es S
1 aが負母線lb側に倒れS2aが正母線1a2、
b1b側に倒れている場合は va=−Eとなる。For example, considering the a phase, the voltage of DC voltage source 1 is E
When S18 and 82a are both positive generatrix 1a2, b1
If the b side or the negative bus line lb side ζ is tilted, va=
0, S! If a falls to the positive genera 1a2, b1b side and S2a falls to the shell ilb side, Va == Es S
1 a falls to the negative bus line lb side, S2a is the positive bus line 1a2,
If it falls on the b1b side, va=-E.
第1および第2の3相電圧形インバータ1)および12
のスイッチ状態番号に、およびに!の各組み合わせにつ
いて、各相巻線にかかる電圧VB t vl) * V
(と。First and second three-phase voltage source inverters 1) and 12
to the switch state number of, and to! For each combination of , the voltage applied to each phase winding VB t vl) * V
(and.
そのときのd−q2軸変換された合成電圧ベクトルVは
、次の合成電圧ベクトル表に示されるごとくであり、第
2図はこの合成電圧ベクトル図である。The composite voltage vector V that has been subjected to d-q two-axis conversion at that time is as shown in the following composite voltage vector table, and FIG. 2 is a diagram of this composite voltage vector.
合成電圧ベクトル■は19fi類あり、その区別はVの
右下サフィックスによりVO−Vlgのごとく示す。同
一の合成電圧ベクトルVに対して複数のスイッチ状態が
存在するものがあること、また同様に合成電圧ベクトル
Vo %V、では同一の合成電圧ベクトルでも異なる相
電圧を有することがわかる。There are 19 fi types of composite voltage vectors {circle over (2)}, and their distinction is indicated by the suffix at the lower right of V, such as VO-Vlg. It can be seen that there is a plurality of switch states for the same composite voltage vector V, and similarly, for the composite voltage vector Vo %V, even the same composite voltage vector has different phase voltages.
合成電圧ベクトル表
合成電圧ベクトルVは V=Vd+jVqで表され、各
相巻線電圧va、vb、vcから次式によって求めるこ
とができる。Composite Voltage Vector Table The composite voltage vector V is expressed as V=Vd+jVq, and can be determined from the winding voltages va, vb, and vc of each phase using the following equation.
した従来のインバータによる3相誘導電動機の駆動シス
テムにおける1次電圧V!の、”’3’/ 2倍のもの
と、%/T倍のものおよびl、5倍のものがある。The primary voltage V in the drive system of a three-phase induction motor using a conventional inverter! There are ``3''/2 times, %/T times, and 1,5 times.
Vl−Va ハ従来(7) vs (7) %/T/
2倍であり、v13〜V!sは6倍、■7〜V12は1
.5倍の大きさである。小さい合成電圧ベクトルv1〜
v6は主に定常状態の制御に用いられ、その他の大きい
合成電圧ベクトルは過渡状態の制御に用いられる。Vl-Va Conventional (7) vs (7) %/T/
It is twice, v13~V! s is 6 times, ■7~V12 is 1
.. It is five times larger. Small composite voltage vector v1~
v6 is mainly used for steady state control, and the other large composite voltage vectors are used for transient state control.
トルクや磁束の制御は従来システムと同様に合成電圧ベ
クトルVの選択によって行うが、零相電流の抑制は合成
電圧ベクトル■の相電圧状態を切り換えるか、または合
成電圧ベクトルVを変更することによって行う。Torque and magnetic flux are controlled by selecting the composite voltage vector V as in the conventional system, but zero-sequence current is suppressed by switching the phase voltage state of the composite voltage vector ■ or by changing the composite voltage vector V. .
合成電圧ベクトルVの変更を要することがあるのはVt
s〜v工6が選択された場合であり、これは合成電圧ベ
クトルVta〜VtSはVQで表される零相電圧 V6
=VB + Ml) + Vc が零ではないにも
拘らず、相電圧状態が一種類しかないためである。The composite voltage vector V may need to be changed when Vt
This is the case when s to v engineering 6 is selected, and the composite voltage vector Vta to VtS is the zero-sequence voltage V6 represented by VQ.
This is because there is only one type of phase voltage state, even though =VB + Ml) + Vc is not zero.
3相誘導電動機10の1次側の特性方程式は式■と同様
に
で表される。ここでR1は1次巻線抵抗、Φは1次磁束
、工は1次電流ベクトルで
I =Id+ jIq
で表され、各相線電流ia 、 ib+ tcからで算
出できる。The characteristic equation on the primary side of the three-phase induction motor 10 is expressed similarly to equation (2). Here, R1 is the primary winding resistance, Φ is the primary magnetic flux, and Φ is the primary current vector, expressed as I=Id+jIq, which can be calculated from the phase line currents ia and ib+tc.
で表され、巻線の電圧降下は小さく無視すると、l仄憬
釆Φベクトルの@跡は合底74圧ベクトル■の方向に、
■の大きさに比例した速度で移動する。, and if the voltage drop in the winding is small and ignored, the trace of the Φ vector is in the direction of the 74 pressure vector ■,
■Move at a speed proportional to the size of.
従って、合成電圧ベクトルVを適当に選べば、1次磁束
の絶対値1ΦIを一定に保つように制御できる。Therefore, by appropriately selecting the composite voltage vector V, it is possible to control the primary magnetic flux so that the absolute value 1ΦI is kept constant.
第3図は1次磁束Φベクトルの軌跡を示す図で、1次磁
束Φベクトルを時計方向に回転させた場合の1次磁束ベ
クトルΦの軌跡と合成電圧ベクトル*
■の関係を表したものである。1Φ1を磁束指令値、1
ΔΦ1を許容誤差としたとき、
1Φ1−1ΔΦ1≦1Φ1≦1Φ1+1ΔΦ1が満足さ
れるように合成電圧ベクトルVが選択される。Figure 3 is a diagram showing the locus of the primary magnetic flux Φ vector, and shows the relationship between the locus of the primary magnetic flux vector Φ and the composite voltage vector* when the primary magnetic flux Φ vector is rotated clockwise. be. 1Φ1 is the magnetic flux command value, 1
When ΔΦ1 is a tolerance, the composite voltage vector V is selected so that 1Φ1−1ΔΦ1≦1Φ1≦1Φ1+1ΔΦ1 is satisfied.
トルクTについても式■と同様に
工
T=Φ(IXIq−Φ9×駒 ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・@で演算することができ、1次
側の内部定数のみで求めることができる。Regarding torque T, similarly to formula ■, T = Φ (IXIq - Φ9 x piece ...
・・・・・・・・・・・・It can be calculated using @, and it can be calculated using only the internal constants on the primary side.
第4図はすべり角周波数に対するトルクのステップ応答
を示すグラフで、前記の文献「新理論に基づく誘導機の
高速・高効率制御法」に掲載されたものであり、回転子
に対する1次磁束Φの相対速度であるすべり角周波数0
5をステップ変化させたときのトルクのステップ応答を
示すものである@この図によると、定常トルクは θs
=2π・15で最大値となっているが、過渡時において
のトルクの増加率はほぼすべり角周波数63の大きさに
比例していることがわかる。Figure 4 is a graph showing the step response of torque to slip angular frequency, which was published in the above-mentioned document ``High-speed and high-efficiency control method for induction machines based on new theory'', and shows that the primary magnetic flux Φ to the rotor The slip angular frequency 0, which is the relative velocity of
5 shows the step response of torque when changing stepwise.@According to this figure, the steady torque is θs
Although the maximum value is reached at =2π·15, it can be seen that the rate of increase in torque during the transient period is approximately proportional to the magnitude of the slip angular frequency 63.
このようなトルク特性から、回転子角速度θmの変化が
トルクTの変化に対して非常に遅いと仮定すると、1次
磁束Φベクトルの回転角速度θφを変化させることによ
ってトルクを制御できることになる。Based on such torque characteristics, assuming that the change in the rotor angular velocity θm is very slow relative to the change in the torque T, the torque can be controlled by changing the rotational angular velocity θφ of the primary magnetic flux Φ vector.
このとき、すべり角周波数 aS=θφ−0mが増加す
ればトルクTは増加し、θ3が減少すればトルクTも減
少する。このように、1次磁束Φベクトルの回転角速度
6φを変えることによって、トルクTのリミットサイク
ル制御が可能である。At this time, if the slip angular frequency aS=θφ−0m increases, the torque T increases, and if θ3 decreases, the torque T also decreases. In this way, limit cycle control of the torque T is possible by changing the rotational angular velocity 6φ of the primary magnetic flux φ vector.
次に、トルクと磁束を同時に制御するための合成電圧ベ
クトルV選択のための手法について述べる。第5図はあ
る時刻における合成電圧ベクトルVと1次磁束Φベクト
ルの関係を示す図である〇はぼ90’だけ進んでいるべ
きであり、Vo I v!* VieV6 + Vlm
を選択することにより、1次磁束Φベクトルを矢印θ方
向に回転させることができる。この中で1次磁束Φベク
トルを減少させるものは■3かVIBであり、増加させ
るものはv2かvsである。Next, a method for selecting a composite voltage vector V for simultaneously controlling torque and magnetic flux will be described. FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the composite voltage vector V and the primary magnetic flux Φ vector at a certain time. 〇 should have advanced by approximately 90', and Vo I v! * VieV6 + Vlm
By selecting , the primary magnetic flux Φ vector can be rotated in the direction of the arrow θ. Among these, the one that decreases the primary magnetic flux Φ vector is ■3 or VIB, and the one that increases it is v2 or vs.
また、1次磁束Φベクトルの回転角速度θφはv。Further, the rotational angular velocity θφ of the primary magnetic flux Φ vector is v.
の場合が最小で、■!および■3で中間となりS Va
およびMillで最大にすることができる。The minimum case is ■! and ■3 becomes intermediate S Va
and Mill.
従って、1次磁束Φベクトルの回転角速度0φの平均値
が低速の場合には、トルクTを減少させるときVo、ト
ルクTを増加させると共に1次磁束Φを増加させるとき
V2、同じく1次磁束Φベクトルを減少させるときVs
を選択する。Therefore, when the average value of the rotational angular velocity 0φ of the primary magnetic flux Φ vector is low, Vo when the torque T is decreased, V2 when the torque T is increased and the primary magnetic flux Φ is increased, and the primary magnetic flux Φ Vs when decreasing the vector
Select.
また、1次磁束Φベクトルの回転角速度θφの平均値が
高速の場合には、1次磁束Φベクトルを増加させると共
にトルクTを小さくするときはV2、同じくトルクTを
大きくするときはv8を選択し、1次磁束Φベクトルを
減少させると共にトルクTを小さくするときはvs、ト
ルクTを大きくするときはVlBを選択する0
1次磁束Φベクトルの現在位置により逮択すべき合成電
圧ベクトルVは変化するが、前記の考え方によればよい
。1次磁束Φベクトルのd軸を基準とする時計方向の回
転角0によって、属する領域を区分する。第8図の従来
例では6つの領域区分としたが、本発明では選択可能の
合成電圧ベクトル■の方向が多くなったので、領域信号
0nとしてθ工〜θ12の12区分を下記の回転角0の
範囲で発するようにする。In addition, if the average value of the rotational angular velocity θφ of the primary magnetic flux Φ vector is high, select V2 to increase the primary magnetic flux Φ vector and decrease the torque T, and select v8 to increase the torque T. When decreasing the primary magnetic flux Φ vector and decreasing the torque T, select vs, and when increasing the torque T, select VlB.0 The composite voltage vector V to be arrested depending on the current position of the primary magnetic flux Φ vector is Although it may vary, the above idea should be followed. The area to which the primary magnetic flux Φ vector belongs is divided by the clockwise rotation angle 0 with respect to the d-axis of the primary magnetic flux Φ vector. In the conventional example shown in FIG. 8, there are six region divisions, but in the present invention, there are many directions of the selectable composite voltage vector (2), so the following rotation angle 0 Make it emit within the range of .
Oc′≦θ〈30°;θn=θ1
30’≦θ〈60°;θn=02
60°≦θ〈90°;θn=θ3
90°≦θ〈120°;θn=04
1206≦θ〈]50°;θn=05
150°≦θ〈180°;θn=06
180°≦θ〈210°;θn=07
210°≦θ〈240°;θn=08
240°≦θ〈270°;θn二09
2700≦θ〈300°:θn=01゜300°≦θ〈
330° ;θn=θ!1330°≦θ〈360° ;
θn=θ121次磁束の絶対値1Φ1およびトルクTを
それぞれ磁束指令値1Φ*1およびトルク指令値T*と
ヒステリシスコンパレータにより比較し、磁束増減信号
φとして増磁のときl、減磁のときOを出力せしめ、ト
ルク増減信号71としてトルク増加のとき1、トルク減
少のときOを出力せしめると共に、1次磁束Φベクトル
の回転角速度θφについてその方向と大小を判定するこ
とにより、前記の領域信号θnによって次に示す合成電
圧ベクトル選択表により、望ましい合成電圧ベクトル■
を選択することがで合成′W圧ベクトル選択表
先にも述べたよう1乙このようなシステムにあっては零
相電流 to = kB + ib+ ic が流れ
ることがあり、これ正こよって損失が増大するので、零
相電流i0を抑制する必要がある。Oc'≦θ〈30°; θn=θ1 30'≦θ〈60°; θn=02 60°≦θ〈90°; θn=θ3 90°≦θ〈120°; θn=04 1206≦θ〈]50 °;θn=05 150°≦θ〈180°;θn=06 180°≦θ〈210°;θn=07 210°≦θ〈240°;θn=08 240°≦θ〈270°;θn209 2700 ≦θ〈300°: θn=01゜300°≦θ〈
330°; θn=θ! 1330°≦θ〈360°;
θn=θ12 The absolute value 1Φ1 of the first-order magnetic flux and the torque T are compared with the magnetic flux command value 1Φ*1 and the torque command value T* using a hysteresis comparator, and the magnetic flux increase/decrease signal φ is set to 1 for magnetization and 0 for demagnetization. The torque increase/decrease signal 71 outputs 1 when the torque increases and O when the torque decreases, and determines the direction and magnitude of the rotational angular velocity θφ of the primary magnetic flux Φ vector. From the composite voltage vector selection table shown below, select the desired composite voltage vector ■
By selecting the resultant W pressure vector selection table, as mentioned earlier, in such a system, a zero-sequence current to = kB + ib + ic may flow, and this is due to the loss. Therefore, it is necessary to suppress the zero-sequence current i0.
零相電流toは零相電圧v6との間に次の関係式が成立
する。The following relational expression holds between zero-sequence current to and zero-sequence voltage v6.
di。di.
vo=(Ro+R1)io+(Lo+L1t+3Mo)
石+4++*eml@1ここに
R(1: 3相リアクトル13の巻線抵抗島;誘導電動
機10の1次巻線抵抗
L6 : 3相リアクトル13の漏れインダクタンスL
1);誘導電動機10の1次インダクタンスM、 ;
3相リアクトル13の相互インダクタンス従って、零相
電流1Gは零相電圧V6 =V;1 + Ml) +
VCによって制御できる。vo=(Ro+R1)io+(Lo+L1t+3Mo)
stone +4++*eml@1 here R (1: Winding resistance island of 3-phase reactor 13; Primary winding resistance L6 of induction motor 10: Leakage inductance L of 3-phase reactor 13
1); Primary inductance M of the induction motor 10;
Mutual inductance of three-phase reactor 13 Therefore, zero-sequence current 1G is zero-sequence voltage V6 = V; 1 + Ml) +
Can be controlled by VC.
すなわち、前記の合成電圧ベクトル選択表によって選択
した合成電圧ベクトルVの中から、零相電流ioと逆方
向の零相電圧成分を生ずる相電圧を有する通電モードの
ものを選択すればよい。That is, from among the composite voltage vectors V selected by the composite voltage vector selection table, a vector in an energization mode having a phase voltage that produces a zero-sequence voltage component in the opposite direction to the zero-sequence current io may be selected.
実際には零相電流i0を検出してこれを所定の最高零相
電流Δi(1と3値ヒステリシスコンパレータにより比
較し、零相電流制御信号1.とじて最高零相電流Δi6
以下のときはO1正で超えたときは−1、負で超えたと
きは+1を発生せしめ、この零相電流制御信号IOと前
記の領域信号onによって、次に示す零相電流抑制用相
電圧表を用いて最適な通電モードを選択する。In reality, the zero-sequence current i0 is detected and compared with the predetermined maximum zero-sequence current Δi (1) using a three-value hysteresis comparator, and the zero-sequence current control signal 1.
In the following cases, -1 is generated when O1 is positive and exceeded, and +1 is generated when O1 is negative and exceeded, and by this zero-sequence current control signal IO and the above-mentioned area signal ON, the following phase voltage for zero-sequence current suppression is generated. Select the optimal energization mode using the table.
零相電流抑制用相電圧表
合成電圧ベクトルv1〜V6の場合lこは零相電流制御
信号Ioに応じて2つの相電圧状態を切り換える。In the case of the phase voltage table composite voltage vectors v1 to V6 for zero-sequence current suppression, two phase voltage states are switched according to the zero-sequence current control signal Io.
合成電圧ベクトルV、および■7〜vtgは零相電圧v
6が零なので零相電流ioは変化しない。合成電圧ベク
トルV13〜Viaは相電圧状態が1つしかないので、
零相電流制御信号1.が切り換えを指令したときは、そ
のときの1次磁束Φベクトルの領域信号θnの希、偶に
応じて合成電圧ベクトルVγ〜V12に切り換える。The composite voltage vector V and ■7 to vtg are zero-sequence voltages v
Since 6 is zero, the zero-phase current io does not change. Since the composite voltage vector V13 to Via has only one phase voltage state,
Zero-sequence current control signal 1. When commanding switching, the composite voltage vector Vγ to V12 is switched depending on whether the area signal θn of the primary magnetic flux Φ vector at that time is rare or even.
これで零相電流10を抑制する相゛屯圧が決まるので、
それをスイッチング信号に変換しなければならない。3
相誘導電動機の任意の1相巻線に接続される切換スイッ
チをSlxおよびS2xとしたとき、そのスイッチ状態
は相電圧がEおよび−Bのときは(1,0)および(0
,1)と一義的に決まる。This determines the phase pressure that suppresses the zero-sequence current 10, so
It must be converted into a switching signal. 3
When the changeover switches connected to any one phase winding of the phase induction motor are Slx and S2x, the switch states are (1, 0) and (0) when the phase voltages are E and -B.
, 1).
しかしながら相電圧がOのときのスイッチ状態は、(0
,0)または(1,1)のいずれでもよいので、この2
個の切換スイッチS1xと82xのスイッチングを均等
化するように切り換える。However, when the phase voltage is O, the switch state is (0
, 0) or (1, 1), so this 2
The switching of the changeover switches S1x and 82x is made equal.
第7図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方
式の一実施例のブロック図であり、第1および第2の3
相電圧形インバータ1)および12、零相分電流抑制用
3相リアクトル13および3相誘導電動機10は第1図
に示したものと同一のものであって、簡単化のために単
線結線で示しである。FIG. 7 is a block diagram of an embodiment of the high-speed torque control method for an induction motor according to the present invention, in which the first and second three
The phase voltage type inverters 1) and 12, the three-phase reactor 13 for zero-sequence current suppression, and the three-phase induction motor 10 are the same as those shown in FIG. 1, and are shown as single wire connections for simplicity. It is.
直流′電圧源1から直流電圧Eが第1および第2の3相
電圧形インバータ1)および12に給電され、第1の3
相電圧形インバータ1)出力は中性点を開放された3相
誘導電動機10の通常側端子である第1の端子群at
e bl t elに接続され、第2の3相電圧形イン
バータ12出力は3相誘導電動機10の開放された中性
点側端子である第2の端子群ag t bl !c2に
3相リアクトル13を介して接続されている。A DC voltage E is supplied from a DC voltage source 1 to first and second three-phase voltage type inverters 1) and 12, and
Phase voltage type inverter 1) The output is the first terminal group at which is the normal side terminal of the three-phase induction motor 10 with the neutral point open.
e bl t el and the output of the second three-phase voltage source inverter 12 is connected to the second terminal group ag t bl ! which is the open neutral point side terminal of the three-phase induction motor 10 . c2 via a three-phase reactor 13.
各相の巻線電圧検出手段21および線電流検出手段22
から、巻線電圧%’a + vb* Vに、および線電
流1a2、b1b。Winding voltage detection means 21 and line current detection means 22 for each phase
From, to the winding voltage %'a + vb* V, and the line currents 1a2, b1b.
Ib + ICがフィードバックされ、それぞれ3相〜
2相変換手段23および24において、d−q22成分
Vd、vqおよびId 、 Iqに変換される。Ib + IC is fed back, each 3 phase~
In the two-phase conversion means 23 and 24, the d-q2 components are converted into two components Vd, vq and Id, Iq.
電圧vd、Vqはそれぞれ1次巻線抵抗模擬手段25お
よび26により1次電圧降下R1工aおよびFtlXq
を減算手段27および28により差し引かれた後、積分
手段29および30により式@で示した1次磁束Φのd
軸成分Φdおよびq軸成分Φqが算出される。Voltages vd and Vq are calculated by primary winding resistance simulating means 25 and 26, respectively, by primary voltage drops R1 a and FtlXq.
is subtracted by the subtracting means 27 and 28, and then the integrating means 29 and 30 calculates d of the primary magnetic flux Φ expressed by the formula @.
Axis component Φd and q-axis component Φq are calculated.
1次磁束の両軸成分ΦdおよびΦqは磁束領域判定手段
31Jこ送られ領域信号θnとして01〜0ス2のいず
れかを発生すると共に、磁束絶対値演算手段32にも送
られ、1次磁束の絶対値1Φ1が
1;1=5「π
により算出される。The two-axis components Φd and Φq of the primary magnetic flux are sent to the magnetic flux region determination means 31J to generate one of 01 to 0s2 as the region signal θn, and are also sent to the magnetic flux absolute value calculation means 32 to determine the primary magnetic flux. The absolute value 1Φ1 is calculated by 1;1=5'π.
外部から与えられる磁束指令値1Φ1から減算手段33
において1次磁束の絶対値1Φ1が減算され、磁束の誤
差がヒステリシスコンパレータ34に送られて磁束増減
信号φを発生する。磁束増減信号φは1かOのいずれか
であり、1のとき増磁を、Oのとき減磁を指示するもの
である。Subtraction means 33 from the magnetic flux command value 1Φ1 given from the outside
, the absolute value 1Φ1 of the primary magnetic flux is subtracted, and the magnetic flux error is sent to the hysteresis comparator 34 to generate a magnetic flux increase/decrease signal φ. The magnetic flux increase/decrease signal φ is either 1 or O, and when it is 1, it instructs magnetization, and when it is O, it instructs demagnetization.
1次磁束の両軸成分ΦdおよびΦ、は、さらにそれぞれ
3相〜2相変換手段24の出力である線電流の両軸成分
工qおよびIdが乗算手段35および36で乗算され、
減算手段37で減算することにより式[相]によるトル
クTが算出される。The two-axis components Φd and Φ of the primary magnetic flux are further multiplied by the two-axis components q and Id of the line current, which are the outputs of the three-phase to two-phase conversion means 24, respectively, by multiplication means 35 and 36,
By subtracting with the subtraction means 37, the torque T according to the formula [phase] is calculated.
*
外部から与えられるトルク指令値Tから減算手段38に
おいてトルクTが減算されて、算出されたトルクの誤差
がヒステリシスコンパレータ39およびコンパレータ4
0 、41へ送られる。* The torque T is subtracted by the subtraction means 38 from the torque command value T given from the outside, and the error in the calculated torque is sent to the hysteresis comparator 39 and the comparator 4.
0, 41.
ヒステリシスコンパレータ39はトルク指令値の2%程
度を誤差限界ΔTlとし、トルクの誤差がこの誤差限界
ΔT1を正側で超えるとトルク増減信号t1として1を
発生して増磁を指示し、負側で超えるとトルク増減信号
r1として0を発生して減磁を指示する。The hysteresis comparator 39 has an error limit ΔTl of about 2% of the torque command value, and when the torque error exceeds this error limit ΔT1 on the positive side, it generates 1 as a torque increase/decrease signal t1 to instruct magnetization, and on the negative side If the torque is exceeded, 0 is generated as the torque increase/decrease signal r1 to instruct demagnetization.
コンパレータ40および41はそれぞれトルク指令値の
5チ程度の誤差限界ΔT!およびトルク指令値の10%
程度の誤差限界ΔTsを持ち、いずれも入力が誤差限界
を超えるとそれぞれトルク差信号f2およびT3を1と
し、誤差限界以内ではOとしてアップダウンカウンタ4
2へ送る。Comparators 40 and 41 each have an error limit ΔT of about 5 inches of the torque command value! and 10% of torque command value
When the input exceeds the error limit, the torque difference signals f2 and T3 are set to 1, and when they are within the error limit, they are set to O and the up/down counter 4 is set to 1.
Send to 2.
アップダウンカウンタ42はトルク増減信号T1および
トルク差信号’2 * T3を入力とし、1〜4を誤差
信号dとして出力するもので、トルク差信号τ2が0か
ら1になったときトルク増減信号t1が1の場合は4を
上限として1ずつアップカウントと、トルク増減信号t
1が0の場合はlを下限としてlずつダウンカウントす
る。トルク差信号T3がOから1になったときトルク増
減信号τ!が1の場合は内容の如何にかかわらず内容を
4とし、トルク増減信号τ!がOの場合は内容の如何に
かかわらず内容を1とする。The up/down counter 42 inputs the torque increase/decrease signal T1 and the torque difference signal '2*T3, and outputs 1 to 4 as an error signal d. When the torque difference signal τ2 changes from 0 to 1, the torque increase/decrease signal t1 If is 1, count up by 1 with 4 as the upper limit, and torque increase/decrease signal t
If 1 is 0, count down by l with l as the lower limit. When the torque difference signal T3 changes from O to 1, the torque increase/decrease signal τ! If is 1, the content is set to 4 regardless of the content, and the torque increase/decrease signal τ! If is O, the content is set to 1 regardless of the content.
このアップダウンカウンタ42の内容が誤差信号dとな
るが、誤差信号dには1〜4の4種があり、これらが前
記合成電圧ベクトル選択表において述おり
δφ)0のときd=1
々φ〉0のときd=2
篩〈0のときd=3
一φ(0のときd=4
に和尚する。The contents of this up/down counter 42 become the error signal d, and there are four types of error signals d, 1 to 4, and these are as described in the composite voltage vector selection table.When δφ)0, d=1 and φ When 〉0, d=2 When 〈0, d=3 1φ (When 0, d=4.
一方、線電流検出手段22からは各相の線電流ia。On the other hand, the line current detection means 22 outputs the line current ia of each phase.
1b、 妬が合計手段43にも送られ、零相電流i0が
演算されて3値ヒステリシスコンパレータ44へ送られ
る。1b, is also sent to the summing means 43, and the zero-sequence current i0 is calculated and sent to the three-value hysteresis comparator 44.
3値ヒステリシスコンパレータ祠は、動作限界Δioと
し出力として零相電流抑制信号1.を発生する。零相電
流抑制信号roは零相電流ioが動作限界Δi0を正側
で超えたとき−1,負側で超えたとき下
+1、動作限界Δi6以jのときOとなる。The three-value hysteresis comparator shrine takes the operating limit Δio and outputs the zero-sequence current suppression signal 1. occurs. The zero-sequence current suppression signal ro becomes -1 when the zero-sequence current io exceeds the operating limit Δi0 on the positive side, +1 when it exceeds the operating limit Δi0 on the negative side, and becomes O when the operating limit Δi6 or less j.
記憶手段45には先に説明した合成電圧ベクトル選択表
および零相電流抑制用相電圧光を記憶したR OMを中
心とするものであって、トルク増減信号f1、誤差信号
d、磁束増減信号φ、領域信号θnおよび零相電流抑制
信号1.を入力とし1合成電圧ベクトル選択表から選択
した合成電圧ベクトル■から最適の通電モードを選び出
して、第1および第2のインバーター1 、12の各ス
イッチング素子のスイッチング信号の形で出力する。The storage means 45 mainly includes a ROM that stores the composite voltage vector selection table and the zero-sequence current suppression phase voltage light described above, and includes a torque increase/decrease signal f1, an error signal d, and a magnetic flux increase/decrease signal φ. , area signal θn and zero-sequence current suppression signal 1. is input, and the optimum energization mode is selected from the composite voltage vector (2) selected from the composite voltage vector selection table, and is output in the form of a switching signal for each switching element of the first and second inverters 1 and 12.
記憶手段45の出力を受けたスイッチング均等化手段4
6では、前述の通り相電圧が0になる両スイッチング素
子のスイッチ状態が均等化するように動作する。記憶手
段45の出力が変化したときに出力を発生する出力変化
検出手段47の出力をう、チ手段48に送り、ラッチ手
段48が保持するスイッチング均等化手段46の前回出
力をスイッチング均等化手段48にもどすことにより、
スイッチングの均等化が行われる。Switching equalization means 4 receiving the output of storage means 45
6, the switch operates so that the switch states of both switching elements, where the phase voltage becomes 0, are equalized as described above. The output of the output change detection means 47, which generates an output when the output of the storage means 45 changes, is sent to the switching means 48, and the previous output of the switching equalization means 46 held by the latch means 48 is sent to the switching equalization means 48. By restoring
Switching equalization is performed.
以上詳細に説明したように、第1および第2の2個の電
圧形インバータにより発生する19種の合成電圧ベクト
ルVを使い分け、零相電流を抑制し且つスイッチングを
均等化しながら、過渡的には高速のトルク応答性を持ち
、且つ定常的にはトルクリップルが少なく低騒音の誘導
電動機の駆動システムを構成することができる。As explained in detail above, the 19 types of composite voltage vectors V generated by the first and second voltage source inverters are properly used, and while suppressing zero-sequence current and equalizing switching, transient It is possible to configure an induction motor drive system that has high-speed torque response, has little torque ripple on a steady basis, and has low noise.
本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方式は、G
TOのようにあまりスイッチング周波数を高くできない
スイッチング素子を用いて、大容量で且つ高速応答性を
有するシステムを可能ならしめると同時に、高速スイッ
チング素子を用いれば、従来方式より格段に優れた過渡
応答および定常特性を兼ね具えたサーボシステムとする
こともできる。The high-speed torque control method for an induction motor according to the present invention is based on G
By using switching elements such as TO, which cannot increase the switching frequency very much, it is possible to create a system with large capacity and high-speed response.At the same time, by using high-speed switching elements, it is possible to create a system with much better transient response and response than conventional systems. A servo system having steady-state characteristics can also be used.
第1図は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方
式における主回路結線図、第2図は合成電圧ベクトル図
、第3図は1次磁束ベクトルの軌跡を示す図、第4図は
すべり角周波数に対するトルクのステ、プ応答を示すグ
ラフ、第5図は合成電圧ベクトルと1次磁束ベクトルの
関係を示す図、第6図は従来の電圧ベクトル図、第7図
は本発明にかかる誘導電動機の高速トルク制御方式の一
実施例のブロック図、第8図は従来の磁束演算形の制御
方法の一例のブロック図である。
1・・・・・・直流電圧源、2・・・・・・電圧検出器
、3・・・・・・インバータ、6.10・・・・・・3
相誘導電動機、7・・・・・・制御回路、1)・・・・
・・第1の3相電圧形インバータ、12・・・・・・第
2の3相電圧形インバータ、13・・・・・・3相リア
クトル。Fig. 1 is a main circuit connection diagram in the high-speed torque control method for an induction motor according to the present invention, Fig. 2 is a composite voltage vector diagram, Fig. 3 is a diagram showing the locus of the primary magnetic flux vector, and Fig. 4 is a slip angle diagram. Graph showing the step and step response of torque with respect to frequency, Figure 5 is a diagram showing the relationship between the composite voltage vector and the primary magnetic flux vector, Figure 6 is a conventional voltage vector diagram, and Figure 7 is an induction motor according to the present invention. FIG. 8 is a block diagram of an example of a conventional magnetic flux calculation type control method. 1...DC voltage source, 2...Voltage detector, 3...Inverter, 6.10...3
Phase induction motor, 7... Control circuit, 1)...
...First three-phase voltage source inverter, 12... Second three-phase voltage source inverter, 13... Three-phase reactor.
Claims (5)
ステムにおいて、両端にそれぞれ端子a_1a_2、b
_1b_2およびC_1C_2を有する互いに電気的に
分離した3相対称巻線を具備する3相誘導電動機の第1
の端子群a_1、b_1、C_1を第1の3相電圧形イ
ンバータに接続すると共に、第2の端子群a_2、b_
2、C_2を零相分電流抑制用の3相リアクトルを介し
て第2の3相電圧形インバータに接続し、前記3相誘導
電動機の瞬時磁束および瞬時トルクが所定の誤差範囲内
で与えられた指令値に追従するように第1および第2の
3相電圧形インバータ出力電圧を選択する電圧制御手段
と、該電圧制御手段出力の複数通電モードの中から零相
電流の現在値を減少させるような第1および第2の電圧
形インバータの通電モードを選択する零相電流抑制手段
を具えたことを特徴とする誘導電動機の高速トルク制御
方式。(1) In a torque control system using an inverter for a three-phase induction motor, terminals a_1a_2 and b are provided at both ends, respectively.
The first of the three-phase induction motor with three-phase symmetrical windings electrically separated from each other with _1b_2 and C_1C_2
terminal group a_1, b_1, C_1 are connected to the first three-phase voltage source inverter, and the second terminal group a_2, b_
2. C_2 was connected to a second three-phase voltage source inverter via a three-phase reactor for zero-phase current suppression, and the instantaneous magnetic flux and instantaneous torque of the three-phase induction motor were given within a predetermined error range. Voltage control means for selecting the first and second three-phase voltage type inverter output voltages so as to follow the command value; 1. A high-speed torque control method for an induction motor, comprising zero-sequence current suppressing means for selecting the energization mode of the first and second voltage source inverters.
方向に磁気結合を有する3相巻線で構成され、同一方向
電流成分に対してのみリアクトルとして動作するもので
ある特許請求の範囲第(1)項記載の誘導電動機の高速
トルク制御方式。(2) The three-phase reactor is composed of three-phase windings wound around a common core and having magnetic coupling in the same direction, and operates as a reactor only for current components in the same direction. A high-speed torque control method for an induction motor as described in (1).
3相電圧形インバータにより発生する瞬時電圧ベクトル
形式として出力されることを特徴とする特許請求の範囲
第(1)項記載の誘導電動機の高速トルク制御方式。(3) The induction signal according to claim (1), wherein the output signal of the voltage control means is output in the form of an instantaneous voltage vector generated by the first and second three-phase voltage source inverters. High-speed torque control method for electric motors.
ル和で表される零相電流を減少させる通電モードを選定
することを特徴とする特許請求の範囲第(1)項記載の
誘導電動機の高速トルク制御方式。(4) The induction according to claim (1), wherein the zero-sequence current suppressing means selects an energization mode that reduces a zero-sequence current represented by a vector sum of instantaneous values of each phase current. High-speed torque control method for electric motors.
回のスイッチングはなるべく前回と異なるスイッチ状態
を選定することを特徴とする特許請求の範囲第(1)項
記載の誘導電動機の高速トルク制御方式。(5) A high-speed torque control method for an induction motor according to claim (1), comprising means for storing the output switch state, and selecting a switch state as different from the previous one as possible for the next switching. .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62054822A JPH06101958B2 (en) | 1987-03-10 | 1987-03-10 | High-speed torque controller for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62054822A JPH06101958B2 (en) | 1987-03-10 | 1987-03-10 | High-speed torque controller for induction motor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63224693A true JPS63224693A (en) | 1988-09-19 |
JPH06101958B2 JPH06101958B2 (en) | 1994-12-12 |
Family
ID=12981376
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62054822A Expired - Lifetime JPH06101958B2 (en) | 1987-03-10 | 1987-03-10 | High-speed torque controller for induction motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06101958B2 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008005688A (en) * | 2006-05-23 | 2008-01-10 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Variable speed driver of induction motor |
CN111953265A (en) * | 2019-05-14 | 2020-11-17 | 株式会社电装 | Control device for rotating electric machine |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP6839896B2 (en) | 2017-07-07 | 2021-03-10 | 日立Astemo株式会社 | Motor control device and electric vehicle |
-
1987
- 1987-03-10 JP JP62054822A patent/JPH06101958B2/en not_active Expired - Lifetime
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CN111953265A (en) * | 2019-05-14 | 2020-11-17 | 株式会社电装 | Control device for rotating electric machine |
US11196372B2 (en) | 2019-05-14 | 2021-12-07 | Denso Corporation | Control apparatus for rotating electric machine |
CN111953265B (en) * | 2019-05-14 | 2024-02-23 | 株式会社电装 | Control device for rotating electrical machine |
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JPH06101958B2 (en) | 1994-12-12 |
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