JPS6295972A

JPS6295972A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPS6295972A
Application number: JP60233328A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-10-21
Filing date: 1985-10-21
Publication date: 1987-05-02

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

直流電圧源を電源とする負荷装置としてば、パルス幅変
調制御（ＰＷＭ）インバータ＋誘導電動機あるいは直流
チョッパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源
として、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、商
用電源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直流
電圧を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になっている。

この問題を解決するために、交直電力変換器としてパル
ス幅変調制御（ＰＷＭ）コンバータをｉ用型源と直流電
圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式が提案されて
いる（特開昭５９−６１４７５）。

第８図は、交直電力変換器としてＰＷＭコンバータを用
いた従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、　Ｌ８は交流リアクトル
、Ｃ０ＮＶは交直電力変換器（コンバータ）、Ｃ４は直
流平滑コンデンサ、　ＬＯＡＤは負荷装置である。コン
バータＣ０ＮＶは、自己消弧能力のある素子（例えばゲ
ートターンオフサイリスタ）Ｓ□〜Ｓいホイーリングダ
イオードＤ１〜Ｄ４及び直流リアクトルＬ□、Ｌ２から
構成され上記素子Ｓ工〜Ｓ４は交流側電圧Ｖ。の値を制
御するため、公知のパルス幅変調制御されている。すな
わち、コンバータＣ０ＮＶは直流電圧源Ｃ４から見た場
合、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバータとなり、そ
の場合交流電源ＳＵＰ側は一種の負荷と見ることができ
る。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源ｃｄの電圧■
、がほぼ一定になるように交流電源から供給される電流
工、を制御するもので。

■　負荷装置ＬＯＡＤからの電力需要に応じて４象限動
作が可能なこと。

■　上記入力電流工、は電源電圧ｖ８と常に同相に制御
され入力力率が１になること。

■　また、入力電流Ｉｓは正弦波状に制御されるため高
調波がきわめて小さくなること。

が特徴としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されている。

ＣＴｏは交流電流検出器、　Ｒ□、Ｒ２は直流電圧を検
出するための分圧抵抗、ＩＳＯは絶縁増幅器、ＶＲは直
流電圧設定器、Ｃ１〜Ｃ３は比較器、Ｇｖ（ｓ）は電圧
制御補償回路、ＭＬは乗算器、ＯＡは反転演算増幅器、
Ｇｘ（ｓ）は電流制御補償回路。

ＴＲＧは搬送波（三角波）発生器、ＧＣはゲート制御回
路である。

まず、絶縁増幅器ＩＳ○を介して検出された直を求める
。当該偏差εＶは制御補償回路Ｇｖ（ｓ）に入力され、
積分増幅あるいは比例増幅されて入力電流工、の波高値
指令工、どなる。

当該波高値指令工、は乗算器ＭＬに入力され、もう一方
の入力ｓｉｎωｔと掛は合わせられる。当該入力信号ｓ
ｉｎ　（ＩＪ　ｔは電源電圧Ｖ　Ｓ　＝　Ｖ　ｍ　’　
Ｓｉｎ　（ＩＪ　ｔに同期した単位正弦波で、当該電源
電圧ｖＳを検出し、定数倍（１／Ｖ、倍）することによ
って求められる。

乗算器ＭＬの出力信号工、は電源から供給されるべき電
流の指令値を与えるもので、次式のようになる。

Ｉｓ”Ｉｍ・ｓｉｎω１　　　　　　　　・・・■当該
入力電流指令値Ｉ８は反転増幅器ＯＡで反転され、コン
バータＣ０ＮＶから電源ＳＵＰへ供給される交流電流Ｉ
ｃの指令値工。どなる。以下、ここでは、ＩＣをコンバ
ータ出力電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流Ｘ。は交流検出器ＣＴ、によって検
出され、比較器Ｃ２に入力される。比較器Ｃ２によって
、上記指令値工。が比較され偏差ε□＝工。−１゜が求
められる。　当該偏差ε工は次の制御補償回路Ｇｘ（Ｓ
）に入力され、比例増幅されてパルス幅変調制御のため
の制御入力信号ｅｉとなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器ＴＲＧ
、　　比較器Ｃ３及びゲート制御回路ＧＣによって当該
制御を行っている。

すなわち搬送波発生器ＴＲＧは周波数１ｋＨｚ程度の三
角波ｅ７を発生し、比較器Ｃ１は当該三角波８７と前記
入力信号ｅｉを比較し、その偏差εア＝ｅｉ−ｅ丁に応
じて、ゲート制御回路ＧＣからゲートターンオフサイリ
スタ８１〜ｓ４にオン、オフ信号を与えている。

ｅｌ＞ｅアのとき、すなわち偏差εＴが正のときサイリ
スタＳ工と８４がオンされ（このときＳ２．Ｓ。

はオフ）コンバータの交流出力電圧Ｖ。は＋ｖｄとなる
。

また、ｅｌ＜ｅ７のとき、すなわち偏差０丁が負のとき
、サイリスタＳ２とＳ、がオンされ（このとき、Ｓｌ、
Ｓ４はオフ　）　、　Ｖ　ｃ　＝　Ｖ　ａ　トナル。

しかも、ｅｉが正の値で大きければ上記Ｓ工と８４のオ
ン期間は長くなり、Ｓ２と８３のオン期間は短くなって
、ＶＣの平均値は入力信号ｅｉに比例した電圧で正の値
となる。逆に０１が負の値のときはＳ工と８４のオン期
間より８２とＳ、のオン期間のほうが長くなって、　コ
ンバータの出力電圧ｖｃの平均値は入力信号ｅｄこ比例
した値で負の値となる。

すなわち入力信号ｅＬに比例した値に、　コンバータの
出力電圧Ｖ。が制御されることになる。

コンバータの８力電流■。（電源から供給される入力電
流工、の反転値）は上記コンバータの出力電圧ｖｃを調
整することにより制御される。

交流リアクトルＬ８には電源電圧■８と上記コンバーク
の出力電圧ｖ０との差電圧Ｖ　Ｌ＝　Ｖ　Ｂ　　Ｖ　ｃ
が印加される。

Ｖ　ｓ　＞　Ｖ　ｃのとき、電源電流工、は図の矢印の
方向に増加する。言いかえると、コンバータ出力電流工
。は図の矢印方向へは減少するように働らく。

逆にＶ　ｓ　＜　Ｖ　ｃのとき、　コンバータ出力電流
工。は図の矢印の方向に増加しようと働らく。

コンバータの呂力電流指令値工。に対して実電流工。が
、■。〉■。の関係にあるとき、偏差ε□＝工。−■。

は正の値となり制御補償回路ＧＩ（Ｓ）を介してＰＷＭ
制御の入力信号ｅ１を増加させる。

故に、コンバータ出力電圧ｖ０も入力信号ｅｉに比例し
て大きくなり、■。＞ＶＳとなり、コンバータ出力電流
工。を図の矢印方向に増加させる。逆に■ｏく工。どな
った場合、偏差ε、は負の値となり、ｅｉすなわちＶ。

を減少させて、ｖ　ｃ　＜　ｖ　ｓとなり、出力電流Ｉ
０を減少させる。故にコンバータの出力電流■。はその
指令値工。に一致するように制御される。当該指令値１
゜を正弦波状に変化させれば、　それに追従して実電流
工。も正弦波状に制御される。

コンバータの出力電流工。は電源からの入力電流工、の
反転値であり、　また、コンバータ出力電圧の指令値Ｉ
０は電源からの入力電流の指令値Ｉｓの反転値である。

故に、入力電流Ｉｓはその指令値Ｉ８に追従して制御さ
れることになる。

次に直流コンデンサＣ６の電圧Ｖｄの制御動作を説明す
る。

は正の値となり、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）を介して、入
力電流波高値Ｉ０を増加させる。入力電流指令値ＩＣは
、■式で示したように電源電圧と同相の正弦波で与えら
れる。故に、実入力電流工、が前述の如く、　ｌ８＝Ｉ
、に制御されるものとすれば、上記波高値■、が正の値
のとき、次式で示される有効電力Ｐｓが単相電源ＳＵＰ
から、　コンバータＣ０ＮＶを介して直流コンデンサｃ
ｄに供給される。

Ｐ８＝ｖｓＸ工。

＝　Ｖｍ−Ｉ　ｆｆ１（ｓｉｎ　ωｔ）２＝Ｖ、・　工
、・（１−ｃｏｓ２ωｔ）／２　　・・・（２）従って
、エネルギーｐ　ｓ−ｔが直流コンデンサｃｄ電圧ｖｄ
が上昇する。

逆にＶ　ａ　＜　Ｖ　ｄとなった場合、偏差ＥＶは負の
値となり、制御補償回路Ｇ　ｖ　（ｓ　）を介して上記
波高値■。を減少させついには工、〈０とする。故に、
有効電力ＰＳも負の値となり、今度は、エネルギーＰ８
・ｔが直流コンデンサＣ４から電源に回生される。

その結果、直流電圧ｖｄは低下し、最終的にｖｄ＝ｖｄ
制御される。

負荷装置ＬＯＡＤは例えば、公知のＰＷＭインバータ駆
動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサ
ｃｄに対して、　電力のやりとりを行う。負荷装置ＬＯ
ＡＤが電力を消費すれば、直流電圧ｖｄが低下するが、
上記制御によって電源から有効電力Ｐ８を供給して常に
ｖｄ→Ｖ、に制御される。負荷装置ＬＯＡＤから電力回
生（誘導電動機を回生運転した場合）が行なわれると、
Ｖｄが一旦上昇するが、その分電源ＳＵＰに有効電力Ｐ
８を回生ずることにより、やはりｖｄ→ｖｄとなる。

すなわち負荷装置ＬＯＡＤの電力消費あるいは電力回生
に応じて、電源ＳＵＰから供給する電力Ｐｓが自動的に
調整されているのである。

このとき、入力電流工、は電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝
１で高調波成分はきわめて小さい値となる。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の電力変換装置は次のような問題点があ
った。

すなわち、　ＰＷＭコンバータの入力電流工、をその指
令値Ｉｇ＝Ｉ１．１−ｓｉｎωｔに従って制御している
が実際のシステムでは、制御遅れあるいは電源電圧によ
る外乱等があるため、上記入力電流■８をその指令値■
８に完全に一致させることは難しい。従って入力力率を
１に保持するという所期の目的が達成できない欠点があ
った。

また、最近、制御回路のデジタル化が進み、マイクロコ
ンピュータの導入が不可欠となってきたが、従来の装置
では、瞬時瞬時、入力電流工。ととその指令値工８とを
比較し、演算する必要があり、時間的余裕がないため演
算時間が不足する欠点があった。従って、より高速の演
算ができるマイクロコンピュータが必要となり、それに
伴って装置も高価になるという問題点があった。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、ＦＡ時、瞬時の
入力電流を制御することなく、交流電力を直流を力に変
換し、しかも受電端の力率を１に保持できる電力変換装
置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明によれば、この目的は、交、ａｔｆｌ源と、該交
流電源に交流リアクトルを介して接続されたパルス幅偏
調制御コンバータ　（ＰＷＭコンバータ）と、該ＰＷ　
Ｍコンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、
該平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷装置と、前記
交流電源から供給される無効電力量を制御する手段と、
前記平滑コンデンサの直流電圧を制御する手段と、当該
直流電圧制御手段及び前記無効電力制御手段からの出力
信号に応じてＰＷＭコンバータの交流側発生電圧の基本
波の波高値及び位相を制御する手段とで構成することに
より達成できる。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
ある。

図中、ＢＵＳは３相交流電源の電線路、ＴＲは電源トラ
ンス、　Ｌｇは交流リアクトル、Ｃ０ＮＶはＰＷＭコン
バータ、Ｃ４は直流平滑コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装
置である。

また、制御回路として、交流電流撥出器（二１”０、交
流電圧検出器ＰＴｓ、　直流電圧検出用絶縁増幅器ｌ５
Ｏ１無効電力演算回路Ｖ　Ａ　Ｒ１比較器０１〜Ｃい直
流電圧補償回路Ｇｖ（ｓ）、無効電力制御補償凹路ＨＱ
（Ｓ）、基準電圧演算回路ＲＶ　Ｇ、シュミット回路Ｓ
Ｈ，〜ＳＨ，、二角波発生ｇ４０３゜が用意されている
。

第２図は、第１図の基＄電圧演算回路ＲＶ　Ｇの具体的
構成図を示すもので、ＯＡ、〜ＯＡ、は演算増幅器、へ
〇〜へ〇は加算器、Ｍ１〜Ｍ、は乗算器、Ｓ／Ｃは正弦
値、余弦値演算回路を各々表わす。

まず、この基準電圧演算回路ＲＶＧの動作を説明する。

入力信号は、電源電圧（相電圧）検出器ＶＩＪｙＶヮ。

Ｖｌと、コンバータの交流電圧波高値指令ＶＣよ及び当
該交流電圧位相指令θで、出方信号はパルス幅変調制御
の基準入力電圧ｅυｙ　ｅＶｔ　８Ｗである。

電源電圧ＶυｙＶｙ、Ｖυは、　次式のように表わせる
。

ＶＵ：ＶＳ、　０ｓｉｎωｔＶＶ＝ＶＳ、・ｓｉｎ　（ωｔ−２π／３）ｖｗ＝Ｖ５
．＋５ｉｎ（ωｔ−２７Ｃ／３）ただし、ｖｓ、は電源
電圧波高値 ω＝２πｆ：電源電圧の角周波数これを演算増幅器ＯＡ４〜ＯＡ３で１／ｖ８Ｉｌ１倍す
ることによって、次の単位正弦波Ｕ、Ｖ、Ｗが得られる
。

Ｕ＝ｓｉｎωｔＶ＝ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）Ｗ＝ｓｕｎ（ωｔ＋　２７Ｃ／３）さらに、加算器Ａ１〜Ａ３及び演算増幅器。Ａ４〜○Ａ
６により、次の演算を行い、単位余弦波Ｕ′。

ｖ’、ｗ’を求める。

Ｕ　’　＝（Ｗ−Ｖ）／Ｖ３　＝ｃｏｓωｔＶ　’　＝
（Ｕ−Ｗ）／Ｖ丁＝ｃｏｓ（ｃ、＋　ｔ−２π／　３　
）Ｗ　′＝（Ｖ−Ｕ）／Ｖ３　＝ｃｏｓ（ωｔ−２π／
３）一方、位相指令入力θ　を正弦値、余弦値演算式で
求めることもできる。

乗算器Ｍ□には、土器余弦値ｃｏｓθ　と、前記単位正
弦波Ｕ＝ｓｉｍωｔが入力され、また、乗算器Ｍ４には
、上記正弦値ｓｉｎθ　と前記単位余弦波Ｕ’＝ｃｏｓ
ωｔが入力され、各々の出力が加算器Ａ４で加算される
。　その結果Ｕ相電源電圧ＶＵより位相がθ　だけ遅れ
た単位正弦波が次のように求められる。

５ｉｎ（ｃ＋＞ｔ−θ）＝５□ｎ、Ｊ？。。８θ−８゜
５ｃｖｉｓｉｎ（７＊この値に波高値指令Ｖ。工を乗算
器Ｍ７によって掛は合わせることにより、パルス幅変調
制御のＵ５・相の基準入力電圧ｅＵが求められる。

ｅＵ＝ｖｃ、　・５ｉｎ（ωを一θ　）同様に乗算器Ｍ
２．　Ｍ、、　Ｍ、及び加算器Ａ５によってＶ相の基準
入力電圧ｅｖが求められ、　また、乗算器Ｍ、、　Ｍ、
、　Ｍ、及び加算器Ａ、によってＷ相の基準入力電圧ｅ
ｗが求められる。

このようにして、波高値指令ｖａｎ及び位相指令Ｏを入
力することにより、パルス幅変調制御の各相の基準入力
電圧ｅυ＊　ｅＶｒ　ｅｌｌＩが得られる。

次にパルス幅変調制御の動作を説明する。

第１図において、三角波発生器Ｏｓ０は、第３図の波形
Ｘで示す出力信号を発生する。

比較器Ｃ１によって、土器三角波Ｘと前記Ｕ相基準入力
信号ｅυを比較し、　その差ｅ　、　＝　ｅυ−Ｘをシ
ュミット回路Ｓ　Ｈ工に入力する。ＳＨｌの出力信号子
、は、　コンバータＣ０ＮＶのＵ相アームの構成素子の
ゲート信号となるもので ε、〉０のとき　９１＝’ｌ’ ε３くＯのとき　？、＝１０′ となる。この様子を第３図のタイムチャートに示す。

ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶのＵ相の発生電圧ＶｅＵは上
記基準入力電圧ｅυに比例した電圧となることは周知の
事実である。

同様に、ゲート信号ｇ２．グ、も比較器Ｃ４，Ｃ。

及びシュミット回路ＳＨ，，ＳＨ３によって作られ、コ
ンバータＣ０ＮＶのＶ相及びＷ相の発生電圧Ｖ　ｃｖ　
ｙ　Ｖ　ｃｗは前記基準入力電圧ｅＶ＋ｅＷに各々比例
した値となる。

次に平滑コンデンサＣ１の直流電圧ｖｄを制御する方法
を説明する。

第１図において、絶縁増幅記ＩＳＯを介して平滑コンデ
ンサｃｄの直流電圧ｖｄを検出する。当該検出電圧Ｖ、
及び直流電圧指令値Ｖ、を比較器Ｃ工に入力し、偏差ε
□＝Ｖｄ−Ｖ、を求める。該偏差ε１を次の電圧制御補
償回路Ｇｖ（ｓ）に入力し、積分あるいは比例増幅を行
う。通常、Ｇｖ（ｓ）は比例増幅が使われるが、定常偏
差ε１を零にするため、積分要素が用いられることもあ
る。ここでは比例要素（ゲインＫｖとする）のみとして
説明する。

Ｇｖ（ｓ）の出力θ゛は前述の位相指令値となる。

第４図は交流側１相分の電圧電流ベクトル図を示す。図
中、※８は電源電圧、※。はＰＷＭコンバータの交流側
発生電圧、※しは交流リアクトルＬ８に印加される電圧
、　ｉ、は入力電流の各ベクトルを示し１次の関係を有
する。

ｖ８＝ｖｃ＋ｖＬＶＬ＝ｊωＬＳ１゜この状態を基点として、直流電圧制御の動作を説明する
。

合、偏差ε１は正の値となり９位相指令値θ　を大きく
する。ＰＷＭコンバータの交流側発生電圧なるので、位
相指令値θ　の増加によって、第４図の電圧ベクトルｖ
ｃ′　のように位相角Ｏはθ′に変化する。この場合、
説明を簡単にするため波高値指令ｖｃｍは変らないもの
とする。

この結果、　交流リアクトルＬｇに印加される電圧ｖＬ
°はＶ、−’のようになり、これに伴なって、入力電流
１８は、ｉｓ′のように変化する。

角δだけ遅れており、有効分Ｉ　ｐ　’　＝Ｉ　ｓ　’
・ｃｏｓδと無効分１．’＝ｉ、’・ｓｉｎδを有する
。

すなわち、有効電流ＩＰ′は前の値ｘＰ＝ｒ、より増加
しており、より多くの有効電力がＰＷＭコンバータＣ０
ＮＶを介して平滑コンデンサｃｄに供給されることにな
る。従って、平滑コンデンサｃｄに次式のエネルギーが
蓄えられていく。

−ＩＣｄ”Ｖｄ２＝（Ｐｓ　　ＰＬ）’ｔまただし、Ｐ、は入力電力ｙＰＬは負荷が消費する電力で
ある。

れ１位相指令値θ　はもとの値にもどり、最初のベクト
ル位相θになる。このとき有効電力は、回路損失を無視
すれば、Ｐ、＝ＰＬとなっている。

Ｖ　ａ　＜　Ｖ　ｄとなった場合偏差ε１は負の値とな
り。

位相指令値θ　を負の値にする。　このため、交流リア
クトルＬｓに印加される電圧※Ｌは、電源電圧÷８に対
して約９０°進み位相となり、入力電流りのベクトルを
反転させる。　この結果、有効電力Ｐ８が電源に向って
回生されようになり、平滑コンデンサｃｄの電圧ｖｄを
低下させる。最終的にはｖｄ←ｖｄとなって落ち着く。

このように、平滑コンデンサｃｄの直流電圧ｖ０を制御
するためにＰＷＭコンバータＣ０Ｎｖの交流側発生電圧
ｖ０の位相θを調整している。

次に、受電端の無効電力量を制御する方法を説明する。

まず、受電端の３相交流電圧及び３相交流電流を変成器
ＰＴ、及び変流器ＣＴ、によって検出する。

無効電力演算回路ＶＡＲは土器電圧、電流値が無効電力
値Ｑ８を演算するもので具体的には上記電圧検出値を９
０°ずらした値に検出電流値を乗じ、それを３相分加え
合わせたものが、瞬時の無効電力Ｑ３となる。無効電力
検出値Ｑｓは比較器ｃ２に入力され、無効電力設定値Ｑ
ｓと比較される。通常受電端の入力力率は１にするのが
望ましく、土器設定値Ｑ８は零に設定される。

比較器Ｃ２は偏差ε２”Ｑｓ　　Ｑｓを次の無効電力制
御補償回路ＨＱ（Ｓ）に入力する。当該補償回路Ｈ８（
Ｓ）は通常積分要素が使われ、定常偏差ε２を零にして
いる。ＨＱ（Ｓ）の出力信号Ｖ。ｌＩｌは前述のコンバ
ータ発生電圧の波高値指令となる。

第５図は、無効電力制御動作を説明するための受電端の
電圧電流ベクトル図である。入力電流ｉＳは電源電圧÷
８より位相角δだけ遅れており、遅れ無効電流１Ｑ＝１
８・ｓｉｎδを含んでいる。　このため、受電端の力率
は遅れとなり、無効電力Ｑ９は負の値で検出される。

増加させる。この結果、第５図のコンバータ発生電圧※
。は※。′のようになり、交流リアクトルＬ０に印加さ
れる電圧戟は戟′のようになる。

これに伴って、入力電流１８は、 ■、’＝　＝ヱ虹二ＪωＬｓを満足するように変化し、遅れ無効電流ＩＱを零にする
ように働らく。

このようにして、受電端の無効電力。８はその指令値Ｑ
８　に等しくなるように制御される。

しかし、実際には、入力電流工、がＩ８′のように変化
したことにより、ｉ３′の有効成分ｉＰ′も前の値Ｉ　
ｐ＝　Ｉ　ｇ−ｃｏｓδより大きくなり、有効電力Ｐｌ
！が過大に供給されて、直流電圧Ｖｄを上昇させる。そ
こで、前述の直流電圧制御回路も同時に動作し、位相指
令値θ　を減少させ、最終的に、ＰＷＭコンバータの発
生電圧はｖｃ′のようになる。

故に、交流リアクトルＬ８に印加される電圧はとなって
落ち着く。

Ｑ　ｇ　＜　Ｑ　ｇとなった場合には、偏差ε２は負の
値となり、波高値指令ｖｃｍを減少させて、入力態的に
Ｑ　ｇ”　Ｑ　ｓとなるように制御される。

なお、前述の直流電圧制御に際して入力電流↑Ｓが電源
電圧÷３に対して位相が一時的にずれるため、当該直流
電圧制御し同時に、受電端の無効電力制御が働らくこと
は言うまでもない、しかし、く。

以上のように、本発明装置では、Ｐ　”ｉＶ　Ｍコンバ
ータの交流側発生電圧の波高値及び位相を制御すること
により、受電端の無効電力量及び平滑コンデンサｃｄの
直流電圧値を自由に制御することができ、負荷装置への
電力供給及び逆に負荷装置からの電力回生等の電力変換
ができる。

第６図は、本発明装置の制御回路の他の実施例を示す構
成図である。第１図の装置と異なるところは受電端の無
効電力を直接検出するのではなく、δを制御補償回路Ｈ
δ（ｓ）に入力している点である。ｉ（δ（Ｓ）の出力
ｖ０．はＰＷＭコンバータの交流側発生電圧■。の波高
値指令となる点は同じである。

第７図は、ｆ！！源電圧ｖ８と入力電流Ｉｓの一相分の
波形を表わしたもので、ｖｌＩ及び１ｓの零クロス点の
時間差から位相角δを算出し、比較器Ｃ２に入力してい
る。

結果的には、受電端の無効電力Ｑ３を検出して制御した
のと同じになり、指令値δ　を零に設定することにより
入力力率を１にすることができる。

なお、交流電源は、３相電源に限られず、単相電源や他
の多相電源でも同様に適用できることは言うまでもない
。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、瞬時、瞬時の入力電流を
制御することなく、受電端の入力力率を１に保持した状
態で、交直電力変換が行なえるようになり、負荷装置へ
の電力供給あるいは負荷装置からの電力回生が自由にで
きる電力変換装置を提供できる。特に、従来の入力電流
制御に伴なう制御遅れの問題がなくなり受電端の無効電
力制御により、完全に入力力率＝１にすることができる
ようになった。また、直流電圧制御及び受電端の無効電
力制御ともに比較的ゆっくりとした制御でよいため、マ
イクロコンピュータを導入することが容易になる利点が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
、第２図は第１図の装置の基準電圧演算回路の具体例を
示す構成図、第３図はＰＷＭ制御動作を説明するための
タイムチャート図、第４図。第５図は本発明装置の動作を説明するための電圧電流ベ
クトル図、第６図は本発明装置の制御回路の他の実施例
を示す構成図、第７図は第６図の動作を説明するための
電圧、電流波形図、第８図は従来の電力変換装置の構成
図である。ＢＵＳ・・・３相交流電源の電線路、ＴＲ・・・電源ト
ランス、Ｌｓ・・・交流リアクトル、　Ｃ０ＮＶ・・・
２ｗＭコンバータ、Ｃ４・・・直流平滑コンデンサ、　
Ｌ○ＡＤ・・・負荷装置、ＣＴｓ・・・変流器、ＰＴ、
・・・変成器、ＩＳＯ・・・絶縁増幅器、ＶＡＲ・・・
無効電力演算回路、Ｃ１〜Ｃ５・・・比較器、Ｇｖ（ｓ
）・・・直流電圧制御補償回路、Ｈｅ（ｓ）・・・無効
電力制御補償回路、ＲＶＧ・・・基準電圧演算回路、Ｓ
Ｈ１〜ＳＨ，・・・シュミット回路、０８゜・・・三角
波発生器。代理人　弁理士　則　近　憲　佑同　　三俣弘文２βＵ、Ｓ第１図Ｓ　　ミ　　＄　　　　　　　　　　　　　　宅第４図第５図第６図第７図

Claims

【特許請求の範囲】

交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介して接続
されたパルス幅変調制御コンバータ（ＰＷＭコンバータ
）と、該ＰＷＭコンバータの直流側に接続された平滑コ
ンデンサと、該平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷
装置と、前記交流電源から供給される無効電力量を制御
する手段と、前記平滑コンデンサの直流電圧を制御する
手段と、当該直流電圧制御手段及び前記無効電力量制御
手段からの出力信号に応じて前記ＰＷＭコンバータの交
流側発生電圧の基本波の波高値及び位相を制御する手段
とを具備して成る電力変換装置。