JPS623676B2 - - Google Patents
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- JPS623676B2 JPS623676B2 JP55130028A JP13002880A JPS623676B2 JP S623676 B2 JPS623676 B2 JP S623676B2 JP 55130028 A JP55130028 A JP 55130028A JP 13002880 A JP13002880 A JP 13002880A JP S623676 B2 JPS623676 B2 JP S623676B2
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- windings
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Brushless Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、外周上に反対極性の磁極を交互に有
する永久磁石回転子と、この回転子が回転したと
き個々の巻線にそれぞれ互いに電気角90゜ずつ位
相のずれた電圧を誘起する固定子巻線と、回転子
位置に応じ、それぞれ前記回転子の電気的半回転
(電気角180゜)にわたつて継続する制御信号を得
るために互いに電気角90゜ずつずらして設けられ
た2つの磁電変換器とを備え、前記制御信号によ
り、前記個々の巻線に電流を流すためアナログ領
域において動作する半導体素子が制御される無整
流子直流電動機に関するものである。
する永久磁石回転子と、この回転子が回転したと
き個々の巻線にそれぞれ互いに電気角90゜ずつ位
相のずれた電圧を誘起する固定子巻線と、回転子
位置に応じ、それぞれ前記回転子の電気的半回転
(電気角180゜)にわたつて継続する制御信号を得
るために互いに電気角90゜ずつずらして設けられ
た2つの磁電変換器とを備え、前記制御信号によ
り、前記個々の巻線に電流を流すためアナログ領
域において動作する半導体素子が制御される無整
流子直流電動機に関するものである。
その種の無整流子直流電動機は刊行物“Elek
−trische Ausrustung”1972年第1号第21〜23
ページ、特に第1図、により公知である。ここで
言う180゜回路においては、回転子の180゜の回転
角範囲に対してそれぞれ互いに90゜ずつずれた巻
線コイルを有する二相電動機の個々の巻線が電流
を流す。各巻線はそれぞれ直列に設けられたトラ
ンジスタによつて電流が流される。180゜ずつず
れている巻線に設けられている一対のトランジス
タの駆動制御は、磁電変換器として用いられるホ
ール素子から取出される制御信号によつて行われ
る。必要とされる両ホール素子は互いに90゜だけ
ずらして配置されている。ホール素子の出力信号
は回転子の回転角に応じて正弦波形をしているの
で、各トランジスタはアナログ領域で駆動され、
そのため個々の巻線に生ずる電流はほぼ正弦波の
半波に対応したものになる。前述の180゜回路は
最低限の電子部品しか必要とせず、しかも純理論
的には、トルクリツプルを持つていないことにな
る。このことはトルクDを表わす次の数式から明
らかになる。
−trische Ausrustung”1972年第1号第21〜23
ページ、特に第1図、により公知である。ここで
言う180゜回路においては、回転子の180゜の回転
角範囲に対してそれぞれ互いに90゜ずつずれた巻
線コイルを有する二相電動機の個々の巻線が電流
を流す。各巻線はそれぞれ直列に設けられたトラ
ンジスタによつて電流が流される。180゜ずつず
れている巻線に設けられている一対のトランジス
タの駆動制御は、磁電変換器として用いられるホ
ール素子から取出される制御信号によつて行われ
る。必要とされる両ホール素子は互いに90゜だけ
ずらして配置されている。ホール素子の出力信号
は回転子の回転角に応じて正弦波形をしているの
で、各トランジスタはアナログ領域で駆動され、
そのため個々の巻線に生ずる電流はほぼ正弦波の
半波に対応したものになる。前述の180゜回路は
最低限の電子部品しか必要とせず、しかも純理論
的には、トルクリツプルを持つていないことにな
る。このことはトルクDを表わす次の数式から明
らかになる。
DIwo・sin2+Iwo+2・cos2
理想化して考えれば、互いに空間的に離れている
2つの巻線の電流を表わす電流Iwo及びIwo+2は
等しく、しかもそれは、理想化して考えた場合、
複雑な三角関数の二乗を生ずる。しかし実際には
そういう結果にはならない。その理由は、電子式
整流子のトランジスタが互いに異あるしきい値及
び電流増幅度を持つており、ホール素子も感度及
び零電圧が変動するからである。そのため、180
゜回路を実際に用いた場合、トルクリツプルが50
%にも達することがある。
2つの巻線の電流を表わす電流Iwo及びIwo+2は
等しく、しかもそれは、理想化して考えた場合、
複雑な三角関数の二乗を生ずる。しかし実際には
そういう結果にはならない。その理由は、電子式
整流子のトランジスタが互いに異あるしきい値及
び電流増幅度を持つており、ホール素子も感度及
び零電圧が変動するからである。そのため、180
゜回路を実際に用いた場合、トルクリツプルが50
%にも達することがある。
本発明の目的は、初めに述べた型の無整流子直
流電動機を、トルクリツプルが減少するように構
成することにある。
流電動機を、トルクリツプルが減少するように構
成することにある。
この目的は本発明により、初めに述べた型の無
整流子直流電動機において、半導体素子として半
導体スイツチ、特にスイツチングトランジスタが
用いられ、この半導体スイツチは制御信号の極性
に従つてオン制御され、互いに電気角180゜だけ
ずれている電流回路の2組の巻線の、半導体スイ
ツチの開閉路の巻線とは反対側の端子が共通に可
制御電流源から給電され、これらの可制御電流源
の制御入力端には所属の磁電変換器からの制御信
号の値が加えられ、しかも可制御電流源の電流は
前記制御信号の値に比例するようにすることによ
り達成される。
整流子直流電動機において、半導体素子として半
導体スイツチ、特にスイツチングトランジスタが
用いられ、この半導体スイツチは制御信号の極性
に従つてオン制御され、互いに電気角180゜だけ
ずれている電流回路の2組の巻線の、半導体スイ
ツチの開閉路の巻線とは反対側の端子が共通に可
制御電流源から給電され、これらの可制御電流源
の制御入力端には所属の磁電変換器からの制御信
号の値が加えられ、しかも可制御電流源の電流は
前記制御信号の値に比例するようにすることによ
り達成される。
従来技術においては、トランジスタは二重の機
能を持つている。即ちその一つは、個々の巻線の
電流をスイツチングすることであり、もう一つ
は、ホール素子からの制御信号に応じて電流を
180゜の範囲内でほぼ正弦波の半波波形が形成さ
れるように制御することである。しかし本発明に
おいては、このやり方は放棄されている。即ち本
発明においては、個々の巻線に直列に設けられて
いる半導体スイツチ、特にスイツチングトランジ
スタはその巻線の電流を開閉する機能しか持つて
おらず、しかもそれは制御信号の極性に応じて正
確にオン制御される。従つて、トランジスタのし
きい値の違いやホール素子の感度の違いに基づい
て生じていた従来技術における欠点は除去され
る。というのは、制御信号の極性の反転は極めて
正確に固定されるからである。個々の巻線の電流
の正弦半波は、本発明によれば、所属の磁電変換
器からの制御信号の瞬時値の大きさに比例する電
流を流す可制御電流源によつて与えられる。その
場合、互いに電気角180゜ずれている2組の巻線
に対してそれぞれかかる電流源は1組しか必要と
されない。このことは、電気角180゜ずれている
2組の巻線が常に順番に交代して、即ち決して同
時に重なり合うことなく、電流を流すことから可
能になるものである。このような可制御電流源は
極めて正確に制御可能なものである。従つて電流
源によつて制御される電流はその波形が正確に正
弦半波になるので、前述の数学的考察から得られ
る式が極めて良好な近似において満足され、極め
てわずかなトルクリツプルとすることができる。
本発明の実際の構成においては、わずか5%のト
ルクリツプルのものが得られた。
能を持つている。即ちその一つは、個々の巻線の
電流をスイツチングすることであり、もう一つ
は、ホール素子からの制御信号に応じて電流を
180゜の範囲内でほぼ正弦波の半波波形が形成さ
れるように制御することである。しかし本発明に
おいては、このやり方は放棄されている。即ち本
発明においては、個々の巻線に直列に設けられて
いる半導体スイツチ、特にスイツチングトランジ
スタはその巻線の電流を開閉する機能しか持つて
おらず、しかもそれは制御信号の極性に応じて正
確にオン制御される。従つて、トランジスタのし
きい値の違いやホール素子の感度の違いに基づい
て生じていた従来技術における欠点は除去され
る。というのは、制御信号の極性の反転は極めて
正確に固定されるからである。個々の巻線の電流
の正弦半波は、本発明によれば、所属の磁電変換
器からの制御信号の瞬時値の大きさに比例する電
流を流す可制御電流源によつて与えられる。その
場合、互いに電気角180゜ずれている2組の巻線
に対してそれぞれかかる電流源は1組しか必要と
されない。このことは、電気角180゜ずれている
2組の巻線が常に順番に交代して、即ち決して同
時に重なり合うことなく、電流を流すことから可
能になるものである。このような可制御電流源は
極めて正確に制御可能なものである。従つて電流
源によつて制御される電流はその波形が正確に正
弦半波になるので、前述の数学的考察から得られ
る式が極めて良好な近似において満足され、極め
てわずかなトルクリツプルとすることができる。
本発明の実際の構成においては、わずか5%のト
ルクリツプルのものが得られた。
磁電変換器としてホール素子を用いると有利で
ある。ホール素子は機能的に高い信頼性を持つて
おり、安価に入手できるという利点がある。
ある。ホール素子は機能的に高い信頼性を持つて
おり、安価に入手できるという利点がある。
好ましい実施態様は、各制御信号がしきい値零
及び逆極性の2つの出力端を有する限界値表示器
に加えられ、この限界値表示器の両出力端に生ず
る信号が所属の半導体スイツチの制御入力端に加
えられるようにすることにある。この限界値表示
器によれば、磁電変換器から導出される制御信号
の極性反転を高い精度をもつて決定することが可
能になる。従つて、巻線の正確な投入、遮断が達
成できる。
及び逆極性の2つの出力端を有する限界値表示器
に加えられ、この限界値表示器の両出力端に生ず
る信号が所属の半導体スイツチの制御入力端に加
えられるようにすることにある。この限界値表示
器によれば、磁電変換器から導出される制御信号
の極性反転を高い精度をもつて決定することが可
能になる。従つて、巻線の正確な投入、遮断が達
成できる。
絶対値を形成するためには、磁電変換器の両制
御信号のそれぞれをしきい値の無い整流器に導く
ようにすればよい。しきい値の無い整流器は簡単
に実現でき、それにより、磁電変換器の出力制御
信号が正弦波形をしているので、正弦半波が極め
て正確な波形で発生できる。この正確に予め与え
られる正弦半波によつて、用いられる可制御電流
源の正確な制御が達成可能になる。
御信号のそれぞれをしきい値の無い整流器に導く
ようにすればよい。しきい値の無い整流器は簡単
に実現でき、それにより、磁電変換器の出力制御
信号が正弦波形をしているので、正弦半波が極め
て正確な波形で発生できる。この正確に予め与え
られる正弦半波によつて、用いられる可制御電流
源の正確な制御が達成可能になる。
更に好ましい実施態様によれば、可制御電流源
としてそれぞれアナログ領域で動作するトランジ
スタが用いられ、各トランジスタのベース端子は
制御入力端を形成し、又各トランジスタの開閉路
は、一方では直流電源の巻線と直接には接続され
ていない側の極と抵抗を介して接続され、他方で
は半導体スイツチの開閉路の、互いに電気角180
゜ずつずれている巻線とは反対側の端子の接続点
と接続される。このようにして設けられたトラン
ジスタは可制御電流源を安価なものにすることが
できる。
としてそれぞれアナログ領域で動作するトランジ
スタが用いられ、各トランジスタのベース端子は
制御入力端を形成し、又各トランジスタの開閉路
は、一方では直流電源の巻線と直接には接続され
ていない側の極と抵抗を介して接続され、他方で
は半導体スイツチの開閉路の、互いに電気角180
゜ずつずれている巻線とは反対側の端子の接続点
と接続される。このようにして設けられたトラン
ジスタは可制御電流源を安価なものにすることが
できる。
次に図面を参照して本発明を更に詳述する。
第1図に示す無整流子直流電動機においては、
永久磁石回転子1として、直径方向に磁化され
た、高保持力かつ高磁束の円柱形の永久磁石が用
いられている。固定子巻線は互いに90゜ずつずら
して配置された4組の巻線W1〜W4を備えてい
る。これらの巻線W1〜W4は図示していない巻
線ホルダ上に、回転子1との間にギヤツプをおい
て固定配置されている。巻線W1及びW2は互い
に電気角180゜ずつずれている。巻線W3及びW
4も同様に互いに180゜ずれている。この各巻線
対W1,W2及びW3,W4はそれぞれ共通の磁
気中心軸を有する共通の電流回路を形成し、2本
巻巻線として作ることにより、高度の対称性を得
ることができる。巻線W1〜W4の各一端は、直
流電源の正の運転電圧+UBが供給される中性点
に共通に接続されている。巻線W1〜W4の各他
端はそれぞれ半導体スイツチとして用いられてい
るスイツチングトランジスタT1〜T4の開閉路
の一端に接続されている。トランジスタT1〜T
4は、ここには図示されていない可制御電流源か
ら供給される電流IW1〜IW4を投入するのに用い
られる。
永久磁石回転子1として、直径方向に磁化され
た、高保持力かつ高磁束の円柱形の永久磁石が用
いられている。固定子巻線は互いに90゜ずつずら
して配置された4組の巻線W1〜W4を備えてい
る。これらの巻線W1〜W4は図示していない巻
線ホルダ上に、回転子1との間にギヤツプをおい
て固定配置されている。巻線W1及びW2は互い
に電気角180゜ずつずれている。巻線W3及びW
4も同様に互いに180゜ずれている。この各巻線
対W1,W2及びW3,W4はそれぞれ共通の磁
気中心軸を有する共通の電流回路を形成し、2本
巻巻線として作ることにより、高度の対称性を得
ることができる。巻線W1〜W4の各一端は、直
流電源の正の運転電圧+UBが供給される中性点
に共通に接続されている。巻線W1〜W4の各他
端はそれぞれ半導体スイツチとして用いられてい
るスイツチングトランジスタT1〜T4の開閉路
の一端に接続されている。トランジスタT1〜T
4は、ここには図示されていない可制御電流源か
ら供給される電流IW1〜IW4を投入するのに用い
られる。
スイツチングトランジスタT1〜T4の投入
は、磁電変換器として用いられ且つ巻線に対する
回転子の位置を直接検出するホール素子H1及び
H2の出力信号の極性に応じて行われる。ホール
素子H1,H2は空間的に互いに90゜ずらして直
流電動機のギヤツプ内に配置されており、これを
回転子磁束が貫通する。ホール素子H1,H2か
ら供給される制御信号は制御電流と磁束密度との
積に比例する。制御電流が一定の場合、制御信号
として用いられるホール起電力の大きさ及び極性
は回転速度には無関係に回転子の位置を与える。
図示の例では、ホール素子H1は巻線W1の巻線
軸の軸方向延長部に、又ホール素子H2は巻線W
4の巻線軸の軸方向延長部にそれぞれ配置されて
いる。
は、磁電変換器として用いられ且つ巻線に対する
回転子の位置を直接検出するホール素子H1及び
H2の出力信号の極性に応じて行われる。ホール
素子H1,H2は空間的に互いに90゜ずらして直
流電動機のギヤツプ内に配置されており、これを
回転子磁束が貫通する。ホール素子H1,H2か
ら供給される制御信号は制御電流と磁束密度との
積に比例する。制御電流が一定の場合、制御信号
として用いられるホール起電力の大きさ及び極性
は回転速度には無関係に回転子の位置を与える。
図示の例では、ホール素子H1は巻線W1の巻線
軸の軸方向延長部に、又ホール素子H2は巻線W
4の巻線軸の軸方向延長部にそれぞれ配置されて
いる。
スイツチングトランジスタT1〜T4の代りに
サイリスタを用いることもできる。その場合はも
ちろんサイリスタを時間的に正しく消弧するため
に公知の消弧回路を用いる必要がある。
サイリスタを用いることもできる。その場合はも
ちろんサイリスタを時間的に正しく消弧するため
に公知の消弧回路を用いる必要がある。
第2図に示す回路図においては正の運転電圧+
UBは母線2から供給される。巻線W1〜W4の
各一端は母線2に接続され、従つて一つの中性点
にまとめられる。各巻線W1〜W4には直列にス
イツチングトランジスタT1〜T4が接続されて
いる。ここではトランジスタT1〜T4のコレク
タ端子がW1〜W4の各他端に接続されている。
そして互いに180゜ずれているそれぞれの巻線に
接続されているスイツチングトランジスタ、即ち
トランジスタT1及びT2ないしはトランジスタ
T3及びT4のエミツタ端子はそれぞれ接続点V
1ないしV2で共通に接続されている。各接続点
V1及びV2と基準電位O又は負の電源電圧−U
Bとの間にはそれぞれ可制御電流源E1ないしE
2が接続されている。各可制御電流源E1,E2
は、巻線W1及びW2ないしW3及びW4に交互
に流す注入電流を発生するものである。この注入
電流はIW1〜IW4で示されている。電流源E1及
びE2によつて流される注入電流は一定ではな
く、その波形は可制御電流源E1,E2の制御入
力端C1,C2に加わる信号の波形に対応してい
る。巻線W1〜W4に流す電流IW1〜IW4を回転
子位置に応じて開閉及び制御するために、2つの
ホール素子H1及びH2が磁電変換器として用い
られている。ホール素子H1,H2の各一方の制
御電流端子は可変抵抗R1,R2を介して母線2
に接続されている。この可変抵抗R1,R2は注
入される制御電流の調整のために用いられる。ホ
ール素子H1,H2の他方の制御電流端子は、接
続点V3で共通に接続され、且つ抵抗R3を介し
て基準電位Oないし負電圧−UBに接続されてい
る。共通の抵抗R3によりホール素子H1,H2
の他方の制御電流端子の固定基準電位が作られ
る。両ホール素子H1,H2の制御電流が常に確
実に等しくなるようにするために、両ホール素子
H1,H2を直列に接続することもできる。
UBは母線2から供給される。巻線W1〜W4の
各一端は母線2に接続され、従つて一つの中性点
にまとめられる。各巻線W1〜W4には直列にス
イツチングトランジスタT1〜T4が接続されて
いる。ここではトランジスタT1〜T4のコレク
タ端子がW1〜W4の各他端に接続されている。
そして互いに180゜ずれているそれぞれの巻線に
接続されているスイツチングトランジスタ、即ち
トランジスタT1及びT2ないしはトランジスタ
T3及びT4のエミツタ端子はそれぞれ接続点V
1ないしV2で共通に接続されている。各接続点
V1及びV2と基準電位O又は負の電源電圧−U
Bとの間にはそれぞれ可制御電流源E1ないしE
2が接続されている。各可制御電流源E1,E2
は、巻線W1及びW2ないしW3及びW4に交互
に流す注入電流を発生するものである。この注入
電流はIW1〜IW4で示されている。電流源E1及
びE2によつて流される注入電流は一定ではな
く、その波形は可制御電流源E1,E2の制御入
力端C1,C2に加わる信号の波形に対応してい
る。巻線W1〜W4に流す電流IW1〜IW4を回転
子位置に応じて開閉及び制御するために、2つの
ホール素子H1及びH2が磁電変換器として用い
られている。ホール素子H1,H2の各一方の制
御電流端子は可変抵抗R1,R2を介して母線2
に接続されている。この可変抵抗R1,R2は注
入される制御電流の調整のために用いられる。ホ
ール素子H1,H2の他方の制御電流端子は、接
続点V3で共通に接続され、且つ抵抗R3を介し
て基準電位Oないし負電圧−UBに接続されてい
る。共通の抵抗R3によりホール素子H1,H2
の他方の制御電流端子の固定基準電位が作られ
る。両ホール素子H1,H2の制御電流が常に確
実に等しくなるようにするために、両ホール素子
H1,H2を直列に接続することもできる。
ホール素子H1,H2のホール電圧端子から
は、制御信号として用いられるホール電圧U1,
U2が取り出される。ホール電圧U1,U2はそれぞ
れ限界値表示器S1及びS2に導入される。限界
値表示器S1,S2はそれぞれ逆極性の2つの出
力端子、即ちコンプリメンタリな信号を出す2つ
の出力端子を持つている。限界値表示器S1,S
2の出力信号Us1,s1ないしUs2,s2はスイツ
チングトランジスタT1〜T4のベース端子に加
えられる。限界値表示器S1,S2としては公知
の限界値表示器、即ち入力信号の極性が反転する
度ごとにそのコンプリメンタリ出力信号の状態を
変えてその新しい状態を入力信号の次の新たな極
性反転又は零点通過の生ずるまで維持するような
限界値表示器が用いられる。このようにして両ス
イツチングトランジスタT1,T2はコンプリメ
ンタリ信号によつて導通制御され、その結果トラ
ンジスタT1,T2は交互に導通される。同様の
ことはトランジスタT3,T4に対しても行われ
る。かくしてトランジスタT1〜T4は従来技術
により公知のトランジスタの機能とは異なり、純
粋なスイツチング機能しか持たないことになる。
電流IW1,IW2の波形制御は可制御電流源E1に
よつて行われ、電流IW3及びIW4の波形制御は可
制御電流源E2によつて行われる。
は、制御信号として用いられるホール電圧U1,
U2が取り出される。ホール電圧U1,U2はそれぞ
れ限界値表示器S1及びS2に導入される。限界
値表示器S1,S2はそれぞれ逆極性の2つの出
力端子、即ちコンプリメンタリな信号を出す2つ
の出力端子を持つている。限界値表示器S1,S
2の出力信号Us1,s1ないしUs2,s2はスイツ
チングトランジスタT1〜T4のベース端子に加
えられる。限界値表示器S1,S2としては公知
の限界値表示器、即ち入力信号の極性が反転する
度ごとにそのコンプリメンタリ出力信号の状態を
変えてその新しい状態を入力信号の次の新たな極
性反転又は零点通過の生ずるまで維持するような
限界値表示器が用いられる。このようにして両ス
イツチングトランジスタT1,T2はコンプリメ
ンタリ信号によつて導通制御され、その結果トラ
ンジスタT1,T2は交互に導通される。同様の
ことはトランジスタT3,T4に対しても行われ
る。かくしてトランジスタT1〜T4は従来技術
により公知のトランジスタの機能とは異なり、純
粋なスイツチング機能しか持たないことになる。
電流IW1,IW2の波形制御は可制御電流源E1に
よつて行われ、電流IW3及びIW4の波形制御は可
制御電流源E2によつて行われる。
制御信号として用いられる両ホール素子H1,
H2のホール電圧U1,U2はそれぞれ公知のしき
い値無しの整流器G1ないしG2に導かれる。こ
のしきい値無しの整流器G1及びG2は出力とし
て信号UG1及びUG2を与え、それは同一極性の正
弦半波の波形列から成つている。この出力信号U
G1及びUG2は可制御電流源E1,E2の制御入力
端に加わるので、その結果この電流制御源はそれ
ぞれ制御信号U1,U2の瞬時値の大きさによつて
制御される。従つて、電流源H1,E2により、
個々の巻線W1〜W4に流れる電流IW1〜IW4は
回転子磁束と巻線内の磁束との間の位相角の正弦
の大きさに比例して制御される。限界値表示器S
1,S2によりホール電圧U1,U2の極性に従つ
てスイツチングトランジスタT1,T3ないしT
2,T4が交互にオン制御される。
H2のホール電圧U1,U2はそれぞれ公知のしき
い値無しの整流器G1ないしG2に導かれる。こ
のしきい値無しの整流器G1及びG2は出力とし
て信号UG1及びUG2を与え、それは同一極性の正
弦半波の波形列から成つている。この出力信号U
G1及びUG2は可制御電流源E1,E2の制御入力
端に加わるので、その結果この電流制御源はそれ
ぞれ制御信号U1,U2の瞬時値の大きさによつて
制御される。従つて、電流源H1,E2により、
個々の巻線W1〜W4に流れる電流IW1〜IW4は
回転子磁束と巻線内の磁束との間の位相角の正弦
の大きさに比例して制御される。限界値表示器S
1,S2によりホール電圧U1,U2の極性に従つ
てスイツチングトランジスタT1,T3ないしT
2,T4が交互にオン制御される。
簡単に制御し得る電流源E1,E2として、第
2図に示す実施例の場合には、制御路が抵抗R4
ないしR5を介して接続点V1,V2と基準電位
Oの点ないし負の動作電圧−UBとの間に接続さ
れている、比例領域内で動作するトランジスタT
5及びT6が用いられている。これらの可制御電
流源E1,E2の制御入力端C1,C2はトラン
ジスタT2,T6のベース端子に接続されてい
る。電流源E1,E2としては、制御入力端に加
わる信号の振幅に比例した電流が流れるように制
御される電流調整回路を用いることができる。
2図に示す実施例の場合には、制御路が抵抗R4
ないしR5を介して接続点V1,V2と基準電位
Oの点ないし負の動作電圧−UBとの間に接続さ
れている、比例領域内で動作するトランジスタT
5及びT6が用いられている。これらの可制御電
流源E1,E2の制御入力端C1,C2はトラン
ジスタT2,T6のベース端子に接続されてい
る。電流源E1,E2としては、制御入力端に加
わる信号の振幅に比例した電流が流れるように制
御される電流調整回路を用いることができる。
スイツチングトランジスタT1〜T4及びアナ
ログ領域で動作するトランジスタT5,T6とし
て図示の実施例ではnpnトランジスタが用いられ
れている。しかしながら、その代りにpnpトラン
ジスタを用いることができるのはもちろんであ
り、その場合には開閉路ないし制御路の端子並び
に制御する信号レベルを反転させなければならな
い。
ログ領域で動作するトランジスタT5,T6とし
て図示の実施例ではnpnトランジスタが用いられ
れている。しかしながら、その代りにpnpトラン
ジスタを用いることができるのはもちろんであ
り、その場合には開閉路ないし制御路の端子並び
に制御する信号レベルを反転させなければならな
い。
ホール素子H1,H2の一方の制御電流端子
は、この実施例では抵抗R1,R2を介して正の
供給電圧+UBに接続されている。この制御電流
端子には、従来技術からも明らかなように、適当
な調整回路を通して給電することもできる。
は、この実施例では抵抗R1,R2を介して正の
供給電圧+UBに接続されている。この制御電流
端子には、従来技術からも明らかなように、適当
な調整回路を通して給電することもできる。
第3図には第2図に示されている回路に生ずる
電圧及び電流の波形が示されている。図のa,b
はホール素子H1及びH2のホール電圧U1,U
2を示している。この図から、回転子の電気的な
半回転即ち電気角180゜ごとに、ホール電圧の極
性反転が行われていることが認められる。更に同
図からは、ホール素子H2ののホール電圧信号
U2がホール電圧信号U1よりも90゜だけ位相が進
んでいることが分かる。これは両ホール素子
H1,H2相互の空間的なずれによつて生じている
ものである。
電圧及び電流の波形が示されている。図のa,b
はホール素子H1及びH2のホール電圧U1,U
2を示している。この図から、回転子の電気的な
半回転即ち電気角180゜ごとに、ホール電圧の極
性反転が行われていることが認められる。更に同
図からは、ホール素子H2ののホール電圧信号
U2がホール電圧信号U1よりも90゜だけ位相が進
んでいることが分かる。これは両ホール素子
H1,H2相互の空間的なずれによつて生じている
ものである。
第3図c〜fには限界値表示器S1,S2の出
力信号Us1,s1,Us2,s2が示されている。こ
こには、相対的に180゜ずれた巻線W1,W2に
関する信号Us1,s1は互いに逆極性であること
がはつきりと示されている。同様のことは信号U
s2,s2についても言える。高い側縁勾配を有す
るこれらの信号Us1,s1,Us2,s2により、ス
イツチングトランジスタT1〜T4の、対応する
ホール電圧U1,U2の零点通過に時間的に正確に
同期したオンオフ制御が保証される。かくして、
従来技術において使用トランジスタのしきい値の
相違及びホール素子の感度の相違によつて生じて
いた不都合は確実に除去される。
力信号Us1,s1,Us2,s2が示されている。こ
こには、相対的に180゜ずれた巻線W1,W2に
関する信号Us1,s1は互いに逆極性であること
がはつきりと示されている。同様のことは信号U
s2,s2についても言える。高い側縁勾配を有す
るこれらの信号Us1,s1,Us2,s2により、ス
イツチングトランジスタT1〜T4の、対応する
ホール電圧U1,U2の零点通過に時間的に正確に
同期したオンオフ制御が保証される。かくして、
従来技術において使用トランジスタのしきい値の
相違及びホール素子の感度の相違によつて生じて
いた不都合は確実に除去される。
第3図g,hにはしきい値の無い整流器G1,
G2の出力信号UG1及びUG2が示されている。し
きい値の無い整流ということに基づいて可制御電
流源E1,E2の制御のための正弦半波信号を簡
単に得ることができる。そのため、従来技術にお
けるように、トランジスタのしきい値が異なり、
かつホール素子の感度が異なることによる影響を
除去することができる。信号UG1,UG2は可制御
電流源E1,E2により正弦半波電流を正確に供
給するために用いられる。その場合、その予め与
えられた電流はスイツチングトランジスタT1〜
T4の制御されたスイツチング比により無整流子
直流電動機の巻線W1〜W4に順次分配される。
巻線W1〜W4へのこの形に関して確実な電流半
波の正確な時間的配分は、従来技術により公知の
ものに比較して本発明による無整流子直流電動機
のトルクリツプルは明らかに減少するものである
ことを証明するものである。本発明による無整流
子直流電動機においては、用いられるトランジス
タのしきい値の違い、及び電流増幅度の違いは、
巻線電流IW1〜IW4の波形及び投入時点にほとん
ど影響を与えない。巻線W1〜W4の抵抗値の違
いもトルク変化には大した影響を与えない。とい
うのは、可制御電流源E1,E2を介して発生さ
れる注入電流によつて巻線電流の違いが無くなる
ように調整されるからである。
G2の出力信号UG1及びUG2が示されている。し
きい値の無い整流ということに基づいて可制御電
流源E1,E2の制御のための正弦半波信号を簡
単に得ることができる。そのため、従来技術にお
けるように、トランジスタのしきい値が異なり、
かつホール素子の感度が異なることによる影響を
除去することができる。信号UG1,UG2は可制御
電流源E1,E2により正弦半波電流を正確に供
給するために用いられる。その場合、その予め与
えられた電流はスイツチングトランジスタT1〜
T4の制御されたスイツチング比により無整流子
直流電動機の巻線W1〜W4に順次分配される。
巻線W1〜W4へのこの形に関して確実な電流半
波の正確な時間的配分は、従来技術により公知の
ものに比較して本発明による無整流子直流電動機
のトルクリツプルは明らかに減少するものである
ことを証明するものである。本発明による無整流
子直流電動機においては、用いられるトランジス
タのしきい値の違い、及び電流増幅度の違いは、
巻線電流IW1〜IW4の波形及び投入時点にほとん
ど影響を与えない。巻線W1〜W4の抵抗値の違
いもトルク変化には大した影響を与えない。とい
うのは、可制御電流源E1,E2を介して発生さ
れる注入電流によつて巻線電流の違いが無くなる
ように調整されるからである。
第1図は本発明による無整流子直流電動機の空
間的配置構成の概略を示す説明図、第2図は本発
明の一実施例の接続図、第3図a〜lは本発明の
作用を説明するため電流及び電圧と回転子の位置
との関係を示す線図である。 1…回転子、W1〜W4…固定子巻線、H1,
H2…ホール素子、T1〜T4…スイツチングト
ランジスタ、U1,U2…制御信号、E1,E2…
可制御電流源、IW1〜IW4…固定子巻線電流。
間的配置構成の概略を示す説明図、第2図は本発
明の一実施例の接続図、第3図a〜lは本発明の
作用を説明するため電流及び電圧と回転子の位置
との関係を示す線図である。 1…回転子、W1〜W4…固定子巻線、H1,
H2…ホール素子、T1〜T4…スイツチングト
ランジスタ、U1,U2…制御信号、E1,E2…
可制御電流源、IW1〜IW4…固定子巻線電流。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 外周上に反対極性の磁極を交互に有する永久
磁石回転子と、この回転子が回転したとき個々の
巻線にそれぞれ互いに電気角90゜ずつ位相のずれ
た電圧を誘起する固定子巻線と、回転子位置に応
じ、それぞれ前記回転子の電気的半回転(電気角
180゜)にわたつて継続する制御信号を得るため
に互いに電気角90゜ずつずらして設けられた2つ
の磁電変換器とを備え、前記制御信号により、前
記個々の巻線に電流を流すためアナログ領域にお
いて動作する半導体素子が制御される無整流子直
流電動機において、前記半導体素子として半導体
スイツチが用いられ、この半導体スイツチは制御
信号の極性に従つてオン制御され、互いに電気角
180゜だけずれている電流回路の2組の巻線の、
半導体スイツチの開閉路の巻線とは反対側の端子
が共通に可制御電流源から給電され、この可制御
電流源の制御入力端には所属の磁電変換器の瞬時
制御信号の値が加えられ、しかも前記可制御電流
源の電流はこの制御信号の値に比例することを特
徴とする無整流子直流電動機。 2 磁電変換器としてホール素子が用いられるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の無整
流子直流電動機。 3 前記各制御信号はしきい値零及び逆極性の2
つの出力端を有する限界値表示器に加えられ、こ
の限界値表示器の両出力端に生ずる信号は所属の
半導体スイツチの制御入力端に加えられることを
特徴とする特許請求の範囲第1項又は第2項記載
の無整流子直流電動機。 4 前記両制御信号のそれぞれの値を形成するた
めに前記磁電変換器はしきい値の無い整流器に接
続されることを特徴とする特許請求の範囲第1項
ないし第3項のいずれかに記載の無整流子直流電
動機。 5 可制御電流源としてそれぞれアナログ領域で
動作するトランジスタが用いられ、各トランジス
タのベース端子は制御入力端を形成し、又各トラ
ンジスタの開閉路は、一方では直流電源の巻線と
直接には接続されていない側の極と抵抗を介して
接続され、他方では前記半導体スイツチの開閉路
の、互いに電気角180゜ずつずれている巻線とは
反対側の端子の接続点と接続されていることを特
徴とする特許請求の範囲第1項ないし第4項のい
ずれかに記載の無整流子直流電動機。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE2937866A DE2937866C3 (de) | 1979-09-19 | 1979-09-19 | Kollektorloser Gleichstrommotor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5653595A JPS5653595A (en) | 1981-05-13 |
JPS623676B2 true JPS623676B2 (ja) | 1987-01-26 |
Family
ID=6081276
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13002880A Granted JPS5653595A (en) | 1979-09-19 | 1980-09-18 | Commutatorless dc motor |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4392094A (ja) |
JP (1) | JPS5653595A (ja) |
DE (1) | DE2937866C3 (ja) |
Families Citing this family (29)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58139687A (ja) * | 1982-02-10 | 1983-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | トランジスタモ−タの制御装置 |
US4494051A (en) * | 1982-03-05 | 1985-01-15 | The Garrett Corporation | Multi-quadrant brushless DC motor drive |
US4622499A (en) * | 1985-02-27 | 1986-11-11 | Miniscribe Corporation | Method and apparatus for controlling a motor |
JP3290354B2 (ja) * | 1996-07-05 | 2002-06-10 | 株式会社東芝 | 洗濯機及び洗濯機の駆動方法 |
DE19643519A1 (de) * | 1996-10-22 | 1998-04-23 | Dreifke Guenter Dr | Regeleinheit für einen mehrphasigen Direktantrieb und Verfahren zur Ansteuerung eines solchen Antriebes |
US6034499A (en) * | 1997-04-01 | 2000-03-07 | Tranovich; Stephen J. | Method of controlling rotary position of a torque motor |
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EP1400009B1 (en) | 1999-09-17 | 2013-01-02 | GM Global Technology Operations LLC | Extended speed range operation of permanent magnet brushless machines using optimal phase angle control in the voltage mode operation |
US6674789B1 (en) | 1999-09-17 | 2004-01-06 | Delphi Technologies, Inc. | Reduction of EMI through switching frequency dithering |
US6411052B1 (en) | 1999-09-17 | 2002-06-25 | Delphi Technologies, Inc. | Method and apparatus to compensate for resistance variations in electric motors |
US6460567B1 (en) * | 1999-11-24 | 2002-10-08 | Hansen Technologies Corpporation | Sealed motor driven valve |
JP2003530804A (ja) | 2000-04-07 | 2003-10-14 | デルファイ・テクノロジーズ・インコーポレーテッド | 電動式パワーステアリングシステムの電圧制御されたブラシレスモータの減衰方法 |
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WO2002100704A2 (en) * | 2001-06-08 | 2002-12-19 | Delphi Technologies, Inc. | Velocity compensation control for electric steering systems |
US7071649B2 (en) | 2001-08-17 | 2006-07-04 | Delphi Technologies, Inc. | Active temperature estimation for electric machines |
US6900607B2 (en) * | 2001-08-17 | 2005-05-31 | Delphi Technologies, Inc. | Combined feedforward and feedback parameter estimation for electric machines |
US20030076064A1 (en) * | 2001-08-17 | 2003-04-24 | Kleinau Julie A. | Feedforward parameter estimation for electric machines |
US7199549B2 (en) * | 2001-08-17 | 2007-04-03 | Delphi Technologies, Inc | Feedback parameter estimation for electric machines |
US6694287B2 (en) | 2001-08-30 | 2004-02-17 | Delphi Technologies, Inc. | Phase angle diagnostics for sinusoidal controlled electric machine |
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US7576506B2 (en) * | 2001-12-11 | 2009-08-18 | Delphi Technologies, Inc. | Feedforward parameter estimation for electric machines |
JP3693173B2 (ja) * | 2002-10-16 | 2005-09-07 | 日本サーボ株式会社 | 単相ブラシレスdcモータ |
US7157878B2 (en) * | 2002-11-19 | 2007-01-02 | Delphi Technologies, Inc. | Transient compensation voltage estimation for feedforward sinusoidal brushless motor control |
US20080024028A1 (en) * | 2006-07-27 | 2008-01-31 | Islam Mohammad S | Permanent magnet electric motor |
US7549504B2 (en) * | 2006-07-28 | 2009-06-23 | Delphi Technologies, Inc. | Quadrant dependent active damping for electric power steering |
US7543679B2 (en) * | 2006-07-28 | 2009-06-09 | Delphi Technologies, Inc. | Compensation of periodic sensor errors in electric power steering systems |
US7725227B2 (en) * | 2006-12-15 | 2010-05-25 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Method, system, and apparatus for providing enhanced steering pull compensation |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4028598A (en) * | 1968-11-01 | 1977-06-07 | U.S. Philips Corporation | Direct-current motor comprising an electronic commutator |
NL6815585A (ja) * | 1968-11-01 | 1970-05-06 | ||
JPS49105913A (ja) * | 1973-02-16 | 1974-10-07 | ||
JPS5634551Y2 (ja) * | 1973-03-26 | 1981-08-14 | ||
NL7407953A (nl) * | 1974-06-14 | 1975-12-16 | Philips Nv | Spanningstroomomzetter. |
US4004244A (en) * | 1975-05-27 | 1977-01-18 | Rca Corporation | Dynamic current supply |
DE2725502C2 (de) * | 1977-06-06 | 1984-10-18 | Papst-Motoren GmbH & Co KG, 7742 St Georgen | Anordnung zur Drehzahlerfassung und vorzugsweise Drehzahlregelung |
DE2727534A1 (de) * | 1977-06-18 | 1979-01-04 | Papst Motoren Kg | Steuerschaltung fuer einen elektronisch kommutierten gleichstrommotor |
US4164918A (en) * | 1978-02-21 | 1979-08-21 | General Motors Corporation | Exhaust gas recirculation control |
US4158178A (en) * | 1978-05-15 | 1979-06-12 | Rca Corporation | Anti-latch circuit for amplifier stage including bipolar and field-effect transistors |
DE2931686A1 (de) * | 1979-08-04 | 1981-02-19 | Papst Motoren Kg | Antriebsanordnung mit kollektorlosem gleichstrommotor und halbleiterschalter |
-
1979
- 1979-09-19 DE DE2937866A patent/DE2937866C3/de not_active Expired
-
1980
- 1980-09-05 US US06/184,468 patent/US4392094A/en not_active Expired - Lifetime
- 1980-09-18 JP JP13002880A patent/JPS5653595A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2937866B2 (de) | 1981-07-16 |
DE2937866A1 (de) | 1981-03-26 |
US4392094A (en) | 1983-07-05 |
DE2937866C3 (de) | 1988-07-07 |
JPS5653595A (en) | 1981-05-13 |
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