JPS6229939B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は多チヤンネルパルス振幅変調（以下
PAMと略称する）信号を直交多重することによ
り情報伝送効率を上昇せしめる直交多重信号の送
信装置に関わり、特に複数個の複素ベースバンド
PAM信号をデイジタル処理により直交振幅変調
（以下QAMと称する）して直交多重するデイジタ
ル処理形送信装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention provides multi-channel pulse amplitude modulation (hereinafter referred to as
It is concerned with transmitting equipment for orthogonal multiplexed signals that increases information transmission efficiency by orthogonally multiplexing signals (abbreviated as PAM), and in particular, it involves multiple complex baseband signals.
The present invention relates to a digital processing type transmitter that performs quadrature amplitude modulation (hereinafter referred to as QAM) and orthogonally multiplexes a PAM signal by digital processing.

複数個の複素ベースバンドPAM信号を直交多
重QAM信号に変換するには、例えば昭和51年特
許願第68523号の“直交多重信号の送受信方式お
よび送受信装置”（以下文献１と略称する）に記
載されている如く、アナログ変調器、アナログベ
ースバンドフイルタ等が用いられていた。 In order to convert a plurality of complex baseband PAM signals into orthogonal multiplexed QAM signals, for example, the method described in "Orthogonal multiplexed signal transmission/reception method and transmitting/receiving apparatus" of Patent Application No. 68523 of 1978 (hereinafter referred to as Document 1) is described. As described above, analog modulators, analog baseband filters, etc. were used.

しかしながら、近年のデイジタルIC技術、デ
イジタル信号処理技術の発展に伴つてデイジタル
的に複数個の複素ベースバンド信号を直交多重
QAM信号に変換することも可能になつてきた。 However, with the recent development of digital IC technology and digital signal processing technology, it is now possible to digitally orthogonally multiplex multiple complex baseband signals.
It has also become possible to convert to QAM signals.

デイジタル信号処理技術を適用した周波数分割
多重（以下FDMと略称する）方式としてはFDM
端局における単側帯波（以下SSBと略称する）―
FDM信号への変換を試みたTDM―FDMトランス
マルチプレクサー等が知られている。（例えば文
献２として1974年９月発行の刊行物「IEEE
TRANSAC―TIONS ON
COMMUNICATIONS，VOL.COM22，No.９」の
第1199頁―第1205頁記載の論文“TDM―FDM
Transmultiplexer：Digital Polyphase and
FFT”を参照されたい。） ところで、文献１によれば、複数個の複素ベー
スバンドPAM信号を直交多重QAM信号に変換す
るには各々の複素ベースバンドPAM信号におい
てその実部信号と虚部信号との間に適当に各
PAM信号クロツクの半周期の遅延差を付加しな
ければならないことが知られている。更にこのよ
うな直交多重QAM信号を用いた伝送方式は本質
的にデイジタルデータ伝送方式の一種であるため
非直線位相特性を有する再帰型デイジタルフイル
タを使用できない。従つて上記のTDM―FDMト
ランスマルチプレクサーに適用された如きデイジ
タル信号処理技術をそのまま直交多重信号のデイ
ジタル処理形送信装置に適用することは困難であ
つた。 FDM is a frequency division multiplexing (hereinafter abbreviated as FDM) method that applies digital signal processing technology.
Single sideband wave (hereinafter abbreviated as SSB) at the terminal station -
There are known TDM-FDM transmultiplexers that attempt to convert signals into FDM signals. (For example, Document 2 is a publication published in September 1974, “IEEE
TRANSAC-TIONS ON
COMMUNICATIONS, VOL.COM22, No.9”, pages 1199 to 1205
Transmultiplexer：Digital Polyphase and
By the way, according to Document 1, in order to convert multiple complex baseband PAM signals into orthogonally multiplexed QAM signals, each complex baseband PAM signal must have its real part signal and imaginary part signal. Appropriately between each
It is known that a delay difference of half a period of the PAM signal clock must be added. Furthermore, since such a transmission system using orthogonal multiplexed QAM signals is essentially a type of digital data transmission system, a recursive digital filter having non-linear phase characteristics cannot be used. Therefore, it has been difficult to apply the digital signal processing technology as applied to the above-mentioned TDM-FDM transmultiplexer to a digital processing transmitter for orthogonal multiplexed signals.

本発明の目的は上記の点に鑑み、特に複数個の
複素ベースバンドPAM信号をデイジタル的に直
交多重QAM信号に変換することを可能にする直
交多重信号のデイジタル処理形送信装置を提供す
るものである。 SUMMARY OF THE INVENTION In view of the above, an object of the present invention is to provide a digital processing transmitter for orthogonal multiplexed signals, which makes it possible to digitally convert a plurality of complex baseband PAM signals into orthogonal multiplexed QAM signals. be.

以下図面を用いて本発明を説明する。 The present invention will be explained below using the drawings.

第１図は直交多重QAM信号の送受信系を表わ
すブロツク図であり、１_１，１_２，……１_2Nはク
ロツク周期Ｔ秒で互いに同期した2N個のPAM信
号が入力される入力端、２_１，２_２，……２_2Nは
Ｎ個のＴ／２秒遅延回路、３_１，３_２……３_2Nは
2N個の送信のベースバンドフイルタ４_１，４_２
……４_2Nは2N個の変調器、５は各変調器の出力
を全て加算し伝送路に送出する多重化回路、６は
伝送路、７_１，７_２，……７_2Nは2N個の復調
器、８_１，８_２……８_2Nは2N個の受信ベースバ
ンドフイルタ９_１９_２……９_NはＮ個のＴ／２秒
遅延回路、１０_１，１０_２……１０_NはＮ個のＴ
秒遅延回路、１１_１，１１_２，……１１_2Nは2N
個のPAM信号が出力される出力端である。 FIG _. 1 is a block diagram showing a transmission/reception system for orthogonal multiplexed QAM signals, where _{1 1} , 1 ₂ , . ₁ , 2 ₂ , ... 2 _2N are N T/2 second delay circuits, 3 ₁ , 3 ₂ ... 3 _2N are
2N transmitting baseband filters 4 ₁ , 4 ₂
...4 _2N is a 2N modulator, 5 is a multiplexing circuit that adds all the outputs of each modulator and sends it to the transmission line, 6 is a transmission line, 7 ₁ , 7 ₂ , ...7 _2N is a 2N modulator Demodulator, 8 ₁ , 8 ₂ ... 8 _2N is 2N reception baseband filters 9 ₁ 9 ₂ ... 9 _N is N T/2 second delay circuit, 10 ₁ , 10 ₂ ... 10 _N is N individual T
Second delay circuit, 11 ₁ , 11 ₂ ,...11 _2N is 2N
This is the output terminal from which PAM signals are output.

第１図にて第ｋ番目の入力端（ｋはＮ以下とす
る）１_kおよび第（Ｎ＋ｋ）番目の入力端１_N+kに
各々第ｋ番目のPAM信号および第（Ｎ＋ｋ）番
目のPAM信号が入力されるものとする。第ｋ番
目のPAM信号は２ｋにてＴ／２秒の遅延を受け
た後送信ベースバンドフイルタ３ｋにて帯域制限
および波形成形されて変調器４_kに至る。 In Figure 1, the k-th PAM signal and the (N+k)-th PAM signal are respectively applied to the k-th input terminal (k is less than or equal to N) 1 _k and (N+k)-th input terminal 1 N ₊ k. Assume that a signal is input. The k-th PAM signal is delayed by T/2 seconds at 2k, then band-limited and waveform-shaped by a transmission baseband filter 3k, and then reaches a modulator _4k .

一方第（Ｎ＋ｋ）番目のPAM信号はそのまま
送信ベースバンドフイルタ３_N+kにて帯域制限お
よび波形成形されて変調器４_N+kに至る。変調器
４_kおよび４_N+kにおいては角周波数ω_kの同相キ
ヤリアcosω_kｔおよび直交キヤリアsinω_kｔが変
調キヤリアとして入力され両変調出力が多重化回
路５で加算されることにより中心周波数ω_kなる
ｋ番目のQAM信号が形成される。 On the other hand, the (N+k)th PAM signal is band-limited and waveform-shaped by a transmission baseband filter 3 _N+k as it is, and then reaches a modulator 4 _N+k . In the modulators 4 _k and 4 _N+k , an in-phase carrier cos ω _k t and a quadrature carrier sin ω _k t of an angular frequency ω _k are input as modulation carriers, and both modulation outputs are added in a multiplexing circuit 5 to obtain a center frequency ω. A kth QAM signal _k is formed.

こゝで各変調器にて使用されるキヤリアの角周
波数は１ｋＮ−１なるｋに対しω_k+1−ω_k＝
２π／Ｔと設定されており、変調器４_１，４_２，
……４_Nにおけるキヤリアは余弦波と正弦波とが
交互に配置されている。 Here, the angular frequency of the carrier used in each modulator is ω _k+1 −ω _k = for k of 1 kN−1.
2π/T, and the modulators 4 ₁ , 4 ₂ ,
...4 The carrier at _N is a cosine wave and a sine wave arranged alternately.

このような送信側の変調操作により多重化回路
５から直交多重されたQAM信号が出力されるこ
とは既によく知られている。多重化回路から出力
された直交多重QAM信号は伝送路６を介して受
信側に伝送される。受信側では前記送信側と全く
逆の変換が行われ出力端１１_１，１１_２，……１
１_2Nに対応する各PAM信号が得られる。こゝで
送信ベースバンドフイルター３_１，３_２，……３
_2Nおよび受信ベースバンドフイルター８_１，８
_２，……８_2Nが全て同一周波数応答Ｇ（ω）でそ
の3dB低下帯域（以下実効帯域と称する）1/2Ｔ
ヘルツの低域通過フイルターであるとし、G²
（ω）が1/2Ｔヘルツで6dB低下する通常のナイキ
ストフイルターであるとすると受信側の出力端１
１_１，１１_２，……１１_2Nには適当なサンプリン
グ時点で自分自身の符号間干渉が無く互いにチヤ
ンネル間干渉も無いPAM信号が得られることが
知られている。 It is already well known that an orthogonally multiplexed QAM signal is output from the multiplexing circuit 5 by such a modulation operation on the transmitting side. The orthogonal multiplexed QAM signal output from the multiplexing circuit is transmitted to the receiving side via the transmission line 6. On the receiving side, a conversion completely opposite to that on the transmitting side is performed, and the output terminals 11 ₁ , 11 ₂ , . . . 1
Each PAM signal corresponding to 1 _2N is obtained. Here, transmit baseband filters 3 ₁ , 3 ₂ , ... 3
_2N and reception baseband filter 8 ₁ , 8
₂ ,...8 _2N are all the same frequency response G (ω) and its 3 dB lower band (hereinafter referred to as effective band) 1/2T
Assume that it is a Hertzian low-pass filter, and G ²
If (ω) is a normal Nyquist filter that reduces by 6 dB at 1/2 T hertz, then the output terminal 1 on the receiving side
1 ₁ , 11 ₂ , . . . 11 _2N , it is known that at an appropriate sampling point, a PAM signal can be obtained that has no intersymbol interference of itself and no interchannel interference with each other.

第１図の入力端１_１，１_２，……１_2Nから多重
化回路５の出力までの送信部の信号処理操作を全
てデイジタル処理にて行うことを考える。即ち、
複数個のPAM信号を各々サンプリング周波数
１／Ｔヘルツのサンプル値系列とし、多重化回路
５の出力に対応するサンプリング周波数_sヘル
ツのサンプル値系列を生成するものとする。この
サンプリング周波数_sは多重化後の信号スペク
トルにおいてサンプリングによる折返しによる干
渉を生じないよう一定程度高い周波数に設定して
おかねばならない。 Let us consider that all the signal processing operations of the transmitter from the input terminals 1 ₁ , 1 ₂ , . . . 1 _2N in FIG. 1 to the output of the multiplexing circuit 5 are performed by digital processing. That is,
It is assumed that a plurality of PAM signals are each made into a sample value series with a sampling frequency of 1/T hertz, and a sample value series with a sampling frequency of _s hertz corresponding to the output of the multiplexing circuit 5 is generated. This sampling frequency _s must be set to a certain high frequency so as not to cause interference due to aliasing due to sampling in the signal spectrum after multiplexing.

更に後のデイジタル処理を容易にするために
_sは１／Ｔの整数倍に選ぶ必要がある。また、第
１図の２_１，２_２，……２_2N等におけるＴ／２秒
遅延差を付与するには_sは１／Ｔの偶数倍であ
ることが必要である。 To further facilitate subsequent digital processing
_s must be selected as an integer multiple of 1/T. Furthermore, in order to provide a delay difference of T/2 seconds at 2 ₁ , 2 ₂ , . . . 2 _2N, etc. in FIG. 1, _s needs to be an even multiple of 1/T.

こゝで_sとして１／ＴのＭ倍の周波数を選ん
だとする。但しＭは偶数であり、入力PAMチヤ
ンネル数2Nより大であるとしＭ−2N＝Ｋとす
る。いま、入力端１_kに入力されるＴ秒毎のPAM
信号サンプル値をサンプリング周波数_sのサン
プル値ｘ_k（ｎ）で表わすものとする。即ち、ｘ_k
（ｎ）は上記Ｍの倍数となるｎに対してのみＴ秒
毎の入力PAM信号を担い、他のｎに対してはｘ_k
（ｎ）＝０となるものとする。送信ベースバンドフ
イルターのインパルス応答をサンプリング周波数
_sの実サンプル値｛h₀，h₁，h₂，……ｈ_L-1｝で
表わせば送信ベースバンドフイルター３_kの出力
サンプル値ｙ_k（ｍ）は次式で表わされる。 Assume here that a frequency M times 1/T is selected as _s . However, M is an even number and is larger than the number of input PAM channels 2N, so M-2N=K. Now, PAM every T seconds input to input terminal 1 _k
Let the signal sample value be represented by a sample value x _k (n) at sampling frequency _s . That is, x _k
(n) carries the input PAM signal every T seconds only for n that is a multiple of the above M, and for other n, x _k
It is assumed that (n)=0. Sampling frequency of impulse response of transmit baseband filter
_If the actual sample value of _s is expressed as {h _{0 ,} h ₁ , h _{2 ,} .

１ｋＮの時 Ｎ＋１ｋ2Nの時 こゝで(1)式と(2)式の相異は前記のＴ／２秒の遅
延差（サンプル数にしてＭ／２個の違い）に対応
している。更に変調器４_１，４_２，…４_Nにおけ
る変調キヤリアを各々cosω₁t，sinω₂t，cosω
₃t，……sinω_Nｔとし、４_N+1，４_N+2，……４_2N
における変調キヤリアを各々sinω₁t，cosω₂t，
sinω₃t，……cosω_Nｔ（こゝで説明の便宜上Ｎ
は偶数としている。）とすれば、これら変調キヤ
リアのサンプリング周波数_sでのｍ番目のサン
プル値は各々cos（ω_１ｍ／ＭＴ），sin（ω_２ｍ／ＭＴ
）， cos（ω_３ｍ／ＭＴ），……sin（ω_Nｍ／ＭＴ），sin（
ω_１ ｍ／ＭＴ），cos（ω_２ｍ／ＭＴ），sin（ω_３ｍ／ＭＴ
），…… cos（ω_Nｍ／ＭＴ）と表わされる。従つて多重化回路 ５の出力として得られるサンプル値Ｚ（ｍ）は次
式で表わされる。 At 1kN When N+1k2N Here, the difference between equations (1) and (2) corresponds to the aforementioned delay difference of T/2 seconds (difference in number of samples of M/2). Furthermore, the modulation carriers in the modulators 4 ₁ , 4 ₂ , ...4 _N are respectively cosω ₁ t, sinω ₂ t, cosω
₃ t, ... sinω _N t, 4 _N+1 , 4 _N+2 , ... 4 _2N
The modulated carriers in sinω ₁ t, cosω ₂ t,
sinω ₃ t, ...cosω _N t (here, for convenience of explanation, N
is an even number. ), the m-th sample values at the sampling frequency _s of these modulated carriers are cos(ω ₁ m/MT) and sin(ω ₂ m/MT), respectively.
), cos(ω ₃ m/MT), ...sin(ω _N m/MT), sin(
ω ₁ m/MT), cos (ω ₂ m/MT), sin (ω ₃ m/MT
), ... cos(ω _N m/MT). Therefore, the sample value Z(m) obtained as the output of the multiplexing circuit 5 is expressed by the following equation.

一般にデイジタル信号処理の複雑さを表わす指
標として単位時間当りの乗算回数を用いることが
多いが前記(1)，(2)，(3)式で示されるデイジタル処
理に要する１秒当りの乗算回数ρは次式となる。 Generally, the number of multiplications per unit time is often used as an index to express the complexity of digital signal processing, but the number of multiplications per second ρ required for digital processing as shown in equations (1), (2), and (3) above is is the following formula.

ρ＝（Ｌ／Ｍ＋１）×2N×_s ……(4) こゝで(4)式中のＬ／Ｍは(1)式又は(2)式に従つて
１サンプルを得るのに要する乗算回数を示してい
るが、(1)式又は(2)式からこの乗算回数を単純に求
めると１サンプル当りＬ回の乗算を要する。しか
し入力データｘ_k（ｌ）がＭ個置きに非零値をと
る事を考慮すると、(1)式又は(2)式で表わされるた
たみ込み積の計算を行う回路は、第２図の如く表
わされ、１サンプル当りＬ／Ｍ回の乗算で済む事
がわかる。従つて、(3)式で与えられる出力サンプ
ルＺ（ｍ）１個を得るには、（Ｌ／Ｍ＋１）×2N回の 乗算を要することになる。ここで、Ｚ（ｍ）は、
１／_s秒に１個出力されるサンプル値系列であ
るから、結局、出力サンプル値系列を得るのに要
する単位時間当りの乗算回路は(4)式で与えられる
こととなる。 ρ=(L/M+1)×2N× _s ...(4) Here, L/M in equation (4) is the number of multiplications required to obtain one sample according to equation (1) or equation (2). However, if the number of multiplications is simply determined from equation (1) or equation (2), L multiplications are required per sample. However, considering that every M input data x _k (l) takes a non-zero value, the circuit that calculates the convolution product expressed by equation (1) or (2) is as shown in Figure 2. It can be seen that L/M multiplications are required per sample. Therefore, to obtain one output sample Z(m) given by equation (3), (L/M+1)×2N multiplications are required. Here, Z(m) is
Since the sample value series is output once every 1/ _s second, the multiplication circuit per unit time required to obtain the output sample value series is given by equation (4).

即ち、第２図は従来公知のデイジタル処理形送
信ベースバンドフイルタの具体例を表わす回路図
であり、１２は入力端、１３，１４，１５は複数
個のＴ秒遅延回路、１６，１７，１８，１９は複
数個の乗算回路、２０は該複数個の乗算回路の出
力を全て加算する加算回路、２１，２２，２３，
２４は複数個の掃引端子、２５はフイルタのイン
パルス応答h₀，h₁，h₂，……ｈ_L-1が格納されて
いる係数リードオンリメモリ（以下係数ROMと
略称する）、２６は出力端である。こゝで簡単の
ため送信ベースバンドフイルタの係数の数ＬをＭ
の整数倍としてＬ＝βＭと表わす。この時、前記
(2)式においてｍ＝αＭ＋γとすれば、（αは任意
の整数、γはＭより小なる任意の整数）(2)式より となる。従つてＴ秒毎のβ個の入力サンプル値ｘ
_k（α−β＋１），ｘ_k（α−β＋２），……ｘ_k
（α−１），ｘ_k（α）に対して、Ｍ個置きに取り
出したβ個のフイルタ係数h₀，ｈ_M，……，ｈ₍〓
_−１）Ｍをたたみ込めば出力サンプル値ｙ_k（αＭ）
が得られ、他のβ個のフイルタ係数h₁，ｈ_M+1，
……ｈ₍〓_-1)M+1をたたみ込めばｙ_k（αＭ＋１）
が得られ、一般にβ個のフイルタ係数ｈ〓，ｈ_M+
〓，……ｈ₍〓_-1)M+〓をたたみ込めばｙ_k（αＭ
＋γ）が得られる。 That is, FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific example of a conventionally known digital processing type transmission baseband filter, in which 12 is an input terminal, 13, 14, 15 are a plurality of T-second delay circuits, 16, 17, 18 , 19 is a plurality of multiplication circuits, 20 is an addition circuit that adds all the outputs of the plurality of multiplication circuits, 21, 22, 23,
24 is a plurality of sweep terminals, 25 is a coefficient read-only memory (hereinafter abbreviated as coefficient ROM) in which the impulse responses h ₀ , h ₁ , h ₂ , ...h _L-1 of the filter are stored, and 26 is an output It's the edge. Here, for simplicity, let the number L of coefficients of the transmitting baseband filter be M
It is expressed as L=βM as an integer multiple of . At this time, the above
If m = αM + γ in formula (2), (α is any integer, γ is any integer smaller than M), from formula (2) becomes. Therefore, β input sample values x every T seconds
_k (α−β+1), x _k (α−β+2), ...x _k
(α−1), x _k (α), β filter coefficients h ₀ , h _M , ..., h ₍ 〓
_{−1) If M} is convolved, the output sample value y _k (αM)
are obtained, and other β filter coefficients h ₁ , h _M+1 ,
...If we convolve h ₍ 〓 _-1)M+1 , we get y _k (αM+1)
is obtained, and in general β filter coefficients h〓, h _M+
If we convolve 〓,...h ₍ 〓 _-1)M+ 〓, we get y _k (αM
+γ) is obtained.

第２図において遅延回路１３，１４，１５の出
力等として得られる入力サンプル値は例えば前記
の如くｘ_k（α−β＋１），ｘ_k（α−β＋２）…
…ｘ_k（α）となつている。 In FIG. 2, the input sample values obtained as the outputs of the delay circuits 13, 14, 15, etc. are, for example, x _k (α-β+1), x _k (α-β+2), etc., as described above.
...x _k (α).

一方係数ROM25にはＬ個のフイルタ係数h₀，
h₁，……ｈ_L-1が格納されており、このうちＭ個
のフイルタ係数h₀〜ｈ_M-1は一番目の掃引端子２
１にてＴ／Ｍ秒毎に順次読出され、次のＭ個のフ
イルタ係数ｈ_M〜ｈ_2M-1は二番目の掃引端子２２
にてＴ／Ｍ秒毎に順次読出され、一般にＭ個のフ
イルタ係数ｈ_PM〜ｈ_PM-1が（γ＋１）番目の掃引
端子にてＴ／Ｍ秒毎に順次読出される。16〜19の
乗算回路ではＴ／Ｍ秒毎に前記の入力サンプル値
と前記各掃引端子にて読出されたフイルタ係数と
の乗算を行い各乗算結果が20の加算回路にて加算
される。 On the other hand, the coefficient ROM25 contains L filter coefficients h ₀ ,
h ₁ ,...h _L-1 are stored, and among these, M filter coefficients h ₀ to h _M-1 are the first sweep terminal 2.
1, and the next M filter coefficients h _M to h _2M-1 are read out sequentially every T/M seconds at the second sweep terminal 22.
Generally, M filter coefficients h _PM to h _PM-1 are sequentially read out every T/M seconds at the (γ+1)th sweep terminal. The 16th to 19th multiplication circuits multiply the input sample value by the filter coefficient read at each of the sweep terminals every T/M seconds, and the multiplication results are added by the 20 addition circuits.

第２図の如きデイジタル処理形送信ベースバン
ドフイルタを用いた場合、デイジタル的に直交多
重QAM信号を得るには(4)式で示される乗算回数
が必要となる。この乗算回数は(4)式より明らかな
ように多重化すべきチヤンネル数Ｎに比例するた
め多チヤンネルの直交多重を行おうとすれば必要
な乗算回数がこれに比例して増加する欠点があつ
た。 When a digitally processed transmitting baseband filter as shown in FIG. 2 is used, the number of multiplications shown in equation (4) is required to digitally obtain an orthogonal multiplexed QAM signal. As is clear from equation (4), the number of multiplications is proportional to the number N of channels to be multiplexed, so when attempting to perform orthogonal multiplexing of multiple channels, the number of required multiplications increases proportionally.

本発明は従来良く知られているフーリエ変換処
理技術を利用して所要乗算回数の少ない直交多重
信号のデイジタル処理形送信装置を提供するもの
である。 The present invention utilizes the well-known Fourier transform processing technique to provide a digitally processed transmitter for orthogonal multiplexed signals that requires a small number of multiplications.

まず前記(3)式を次のように変形する。即ち、(1)
(2)式を(3)式に代入して、 を得る。上式は、第１図における送信側の信号処
理過程を標本化周期Ｔ／Ｍ秒毎の離散信号処理過程と して表現したものであつて、送信されるべき直交
多重QAM信号のｍ／ＴＴ時刻での離散サンプルＺ （ｍ）を得るのに必要な演算を表わしている。こ
こで、上式を簡略に表現するために、ｋ番目の入
力PAM信号ｘ_kと（Ｎ＋ｋ）番目の入力PAM信号
ｘ_N+kとをまとめてｋ番目の複素入力PAM信号η
ｋを以下のように定義する。即ち、 この時、ｍ／ＭＴ時刻での直交多重QAM信号サンプ ル値Ｚ（ｍ）は、 と表わされることになる。但し、(6)式において、
Re｛・｝は｛ ｝内の量の実数部分のみを選ぶ
演算を表わす。ここで、ベースバンドフイルター
のインパルス応答サンプル値ｈ_n-lは実数である
から、上式は更に、 と変形される。即ち、ｍ／ＭＴ時刻での直交多重 QAM信号サンプル値Ｚ（ｍ）を得るには、Ｎ種
類の異なつた入力サンプル値系列ηｋ（ｌ）、ｋ
＝１〜Ｎ、の各々をベースバンドフイルターに通
し、その結果得られた信号に複素キヤリアのサン
プル値ｅ^j〓ｋｍ／ＭＴを掛けた後、これらを全て加 算して実数部のみを取り出せば良いことが判る。
ここで特に注意すべきことは、各ベースバンドフ
イルターは全て同一構成のフイルターであるにも
拘らず、これらが複数チヤンネルの間で共用化さ
れていない点である。もし、これらのベースバン
ドフイルターが複数チヤンネル間で共用されるも
のであれば(4)式で与えられる乗算量の低減が図れ
るはずである。以下、(6)式に離散フーリエ変換法
が適用できる事を示し、この適用により、等価的
にベースバンドフイルターの共用化が図られ、そ
の結果としてデイジタル演算量の大巾な低減が図
られることを示す。 First, the above equation (3) is transformed as follows. That is, (1)
Substituting equation (2) into equation (3), get. The above equation expresses the signal processing process on the transmitting side in Fig. 1 as a discrete signal processing process with a sampling period of T/M seconds. represents the operations necessary to obtain the discrete samples Z (m). Here, in order to express the above equation simply, the k-th input PAM signal x _k and the (N+k)-th input PAM signal x _N+k are combined to form the k-th complex input PAM signal η
Define k as follows. That is, At this time, the orthogonal multiplexed QAM signal sample value Z(m) at m/MT time is It will be expressed as However, in equation (6),
Re{・} represents an operation that selects only the real part of the quantity in { }. Here, since the impulse response sample value h _nl of the baseband filter is a real number, the above equation can be further written as It is transformed into. That is, to obtain the orthogonally multiplexed QAM signal sample value Z(m) at time m/MT, N different input sample value sequences ηk(l), k
= 1 to N through a baseband filter, the resulting signal is multiplied by the complex carrier sample value e ^j 〓km/MT, and then all of these are added to extract only the real part. I understand that.
What should be particularly noted here is that although the baseband filters all have the same configuration, they are not shared among multiple channels. If these baseband filters are shared among multiple channels, it should be possible to reduce the amount of multiplication given by equation (4). Below, we will show that the discrete Fourier transform method can be applied to equation (6), and that by applying this method, the baseband filter can be equivalently shared, and as a result, the amount of digital calculation can be significantly reduced. shows.

まず、ｋ番目の変調用キヤリアの角周波数ω_k
は前記のω_k−ω_k-1＝ω_０なる関係よりω_１＋
（ｋ−１）ω_０と表わされる。またω_０は２π／
Ｔであつたから結局(6)式は次のように変形され
る。 First, the angular frequency ω _k of the k-th modulation carrier
From the above relationship ω _k −ω _k-1 = ω ₀ , ω ₁ +
It is expressed as (k-1)ω ₀ . Also, ω ₀ is 2π/
Since T, equation (6) can be transformed as follows.

ただし、 ξ＝ｅ^-j〓¹Ｔ／Ｍ，Ｗ＝ｅ^j２π／Ｍ (7)式は更に次のように変形される。 However, ξ=e ^−j 〓 ¹ T/M, W=e ^j 2π/M (7) is further transformed as follows.

こゝでη_N+1（ｌ），η_N+2（ｌ），……η_M
（ｌ）は数式表現を分かり易くするために形式的
に挿入されたダミー信号である。こゝで整数ｍを
任意の整数αと、Ｍより小なる任意の整数γを用
いてｍ＝αＭ＋γと表わせば、 Ｗ^-km＝Ｗ^-k〓 となる。更に１番目の変調用キヤリアの角周波数
ω_１をω_０＝（２π／Ｔ）の整数倍であるとすれ
ば、 ξ^m＝ξ〓 となる。従つて(8)式Re｛ ｝で与えられる量を
Ａ（γ，ｌ）と表わせば、 と表わされ、Ａ（０，ｌ），Ａ（１，ｌ），Ａ
（２，ｌ），……Ａ（Ｍ−１，ｌ）はη_１（ｌ），
……η_M（ｌ）を逆離散フーリエ変換（以下
IDFTと略す）して得られるＭ個の出力に各々ξ
^０，ξ^１，…ξ^M-1を乗じた後その実部をとるこ
とにより得られることがわかる。この操作を今後
オフセツトフーリエ逆変換と称することにする。 Here, η _N+1 (l), η _N+2 (l), ...η _M
(l) is a dummy signal formally inserted to make the mathematical expression easier to understand. Here, if the integer m is expressed as m=αM+γ using an arbitrary integer α and an arbitrary integer γ smaller than M, then W ^-km =W ^-k 〓. Furthermore, if the angular frequency ω ₁ of the first modulation carrier is an integer multiple of ω ₀ =(2π/T), then ξ ^m =ξ〓. Therefore, if the quantity given by formula (8) Re { } is expressed as A(γ, l), It is expressed as A (0, l), A (1, l), A
(2,l),...A(M-1,l) is η ₁ (l),
...η _M (l) is inverse discrete Fourier transform (hereinafter
(abbreviated as IDFT)), each of M outputs obtained by
It can be seen that it can be obtained by multiplying by ⁰ , ξ ¹ ,...ξ ^M-1 and then taking the real part. This operation will hereinafter be referred to as offset Fourier inverse transform.

(8)式および(9)式を参照すれば、直交QAM信号
１サンプルＺ（ｍ）を得るには、結局、ダミー信
号を含むＭ個の入力複素サンプル値系列をＭ点オ
フセツトフーリエ逆換し、その結果得られるＭ個
の並列出力の実数部を並列変換したものを１個の
ベースバンドフイルターに通せば良いことが分か
る。逆つて、前述のように、ベースバンドフイル
ターの共用化が図られ、デイジタル演算量の低減
が達成されることになる。 Referring to equations (8) and (9), in order to obtain one sample Z(m) of the orthogonal QAM signal, M input complex sample value sequences including dummy signals are subjected to M-point offset Fourier inverse transformation. However, it can be seen that it is sufficient to convert the real parts of the resulting M parallel outputs into parallel ones and pass them through one baseband filter. On the other hand, as described above, the baseband filter can be shared, and the amount of digital calculations can be reduced.

こゝで注意すべき点は本発明による直交多重信
号のデイジタル処理形送信装置において対象とす
る前記の直交多重QAM信号伝送系においては上
記の複素入力データη_k（ｌ）がＴ／２秒毎に更
新される点である。 The point to be noted here is that in the above-mentioned orthogonal multiplex QAM signal transmission system, which is the object of the digital processing type transmission device for orthogonal multiplexed signals according to the present invention, the above complex input data η _k (l) is transmitted every T/2 seconds. The point is that it will be updated.

即ち、前記文献２に記載されたトランスマルチ
プレクサーにおけるフーリエ変換処理技術をこの
直交多重QAM信号伝送系にそのまま適用すると
すれば、該オフセツトフーリエ逆変換の変換速度
が入力データ周期、即ちＴ秒の逆数で行うことに
なるが、前記の如く複素入力データがＴ／２秒毎
に更新される直交多重QAM信号伝送系では、該
オフセツトフーリエ逆変換をＴ／２秒毎に処理す
る必要がある。(9)式のＡ（γ，ｌ）を用いて(8)式
を書き下すと出力サンプル値Ｚ（ｍ）は次の如く
表わされる。 That is, if the Fourier transform processing technology in the transformer multiplexer described in Document 2 is applied as is to this orthogonal multiplex QAM signal transmission system, the conversion speed of the offset Fourier inverse transform will be equal to the input data period, that is, T seconds. This is done using reciprocal numbers, but in the orthogonal multiplex QAM signal transmission system where complex input data is updated every T/2 seconds as described above, the offset Fourier inverse transform needs to be processed every T/2 seconds. . When formula (8) is rewritten using A(γ, l) of formula (9), the output sample value Z(m) is expressed as follows.

(10)式より明らかなように１個の出力サンプル値
例えばＺ（αＭ）を求めるにはＴ／２秒毎のオフ
セツトフーリエ変換出力サンプル値Ａ（０，α
Ｍ），Ａ（０，αＭ−Ｍ／２），……Ａ（０，αＭ−β Ｍ＋Ｍ／２）とフイルタ係数h₀，ｈ〓，……ｈ〓_M-〓 とのたたみ込み積をＴ／２秒毎に行えば良い。 As is clear from equation (10), in order to obtain one output sample value, for example Z(αM), the offset Fourier transform output sample value A(0, α
_{T _} / You can do this every 2 seconds.

このようにして得られたＭ個の出力データＺ
（αＭ），Ｚ（αＭ＋１），……Ｚ（αＭ＋Ｍ−
１）をＭ／Ｔヘルツのサンプリング周波数で時分
割多重すればＴ／Ｍ秒毎の所望の出力サンプル値
が得られることになる。 M pieces of output data Z obtained in this way
(αM), Z (αM+1), ...Z (αM+M-
If 1) is time-division multiplexed at a sampling frequency of M/T hertz, a desired output sample value every T/M seconds can be obtained.

なお、(10)式においてＭ個の出力データＺ（α
Ｍ），Ｚ（αＭ＋１），……Ｚ（αＭ＋Ｍ−１）を
得るには等価的にＭ／２種類の低速（Ｔ／２秒毎
という意味で）動作の実低域フイルタH₀，H₁，
……Ｈ〓_-1を用いることになる。ただし、Ｈ_kの
インパルス応答はｈ_k，ｈ〓_+k，……ｈ〓_M-〓_+k
である。これらの実低域フイルタは全て振幅伝達
特性が同一で線形な位相伝達特性が段階的異なつ
ているので、これらのフイルタ群をまとめてポリ
フエーズ回路と称することにする。 Note that in equation (10), M output data Z(α
To obtain M), Z (αM+1), ...Z (αM+M-1), equivalently M/2 types of real low-pass filters H ₀ , H ₁ operating at low speed (in the sense of every T/2 seconds) are used. ，
...H = _-1 will be used. However, the impulse response of H _k is h _k , h〓 _+k , ... h〓 _M- 〓 _+k
It is. Since all of these actual low-pass filters have the same amplitude transfer characteristic and stepwise different linear phase transfer characteristics, these filter groups will be collectively referred to as a polyphase circuit.

本発明は上記の原理に基づく直交多重信号のデ
イジタル処理形送信装置を提供するものである。 The present invention provides a digital processing type transmission device for orthogonal multiplexed signals based on the above principle.

第３図は本発明による直交多重信号のデイジタ
ル処理形送信装置の第一の具体的実施例を示すブ
ロツク図である。 FIG. 3 is a block diagram showing a first specific embodiment of a digital processing transmitter for orthogonal multiplexed signals according to the present invention.

即ち、第３図において、３０_１，３０_２，３０
_2Nは全て第１図の１_１，１_２，……１_2Nに対応す
る2N個の入力端子３１_１，３１_２，……３１_Nは
Ｔ秒毎にそのＴ秒クロツクの前半半周期間だけ
各々入力端３０_１，３０_２，……３０_Nに入力さ
れたＮ個のPAM信号を取り込むＮ個の第一の切
替端子、３２_１，３２_２，……３２_NはＴ秒毎に
前記Ｔ秒クロツクの後半半周期間だけ各々入力端
３０_N+1，３０_N+2，……３０_2Nに入力されたＮ個
のPAM信号を取り込むＮ個の第二の切替端子、
３３_１，３３_２，……３３_kはＫ個のダミー信号
（無入力）用入力端子、３４は（Ｎ＋Ｋ）の複素
入力をＴ／２秒毎にオフセツトフーリエ逆変換し
てＭ（＝Ｎ＋Ｋ）個の実出力を得るオフセツトフ
ーリエ逆変換器、３５_１，３５_２，……３５_Mは
該オフセツトフーリエ逆変換器のＭ個の出力が得
られるＭ個のオフセツトフーリエ逆変換器出力、
３６_１，３６_２，……３６〓は実効帯域幅が1/2
Ｔヘルツで各々線形な位相特性のみが段階的に異
なつたＭ／２個の実低域フイルタから成る第一の
ポリフエーズ回路、３７_１，３７_２，……３７〓
は該Ｍ／２個の実低域フイルタ３６_１，３６_２，
……３６〓に各々対応する実低域フイルタから成
る第二のポリフエーズ回路、３８_１，３８_２，…
…３８_MはＭ個の並列出力端、３９は該Ｍ個の並
列出力端３８_１，３８_２，……３８_Mに得られる
Ｍ個の出力を順次掃引して多重化する時分割多重
回路、４０は出力端である。 That is, in FIG. 3, 30 ₁ , 30 ₂ , 30
_2N are all 2N input terminals 31 ₁ , 31 ₂ , ... 31 _N corresponding to 1 ₁ , 1 ₂ , ... 1 _2N in FIG. N first switching terminals 32 ₁ , 32 ₂ , ... 32 _N receive the N PAM signals inputted to the input terminals 30 ₁ , 30 ₂ , ... 30 _N every T seconds. N second switching terminals that take in N PAM signals input to the input terminals 30 _N+1 , 30 _N+2 , . . . 30 _2N only during the latter half period of the clock;
33 ₁ , 33 ₂ , ... 33 _k is an input terminal for K dummy signals (no input), and 34 is an input terminal for (N+K) complex inputs, which is inversely offset Fourier transformed every T/2 seconds. ) actual outputs from the offset Fourier inverse transformer, 35 ₁ , 35 ₂ , ...35 _M is the output of M offset Fourier inverse transformers from which M outputs of the offset Fourier inverse transformer are obtained. ,
36 ₁ , 36 ₂ , ...36〓 has an effective bandwidth of 1/2
A first polyphase circuit consisting of M/2 real low-pass filters, each of which differs stepwise only in linear phase characteristics at T hertz, 37 ₁ , 37 ₂ , ...37
are the M/2 real low-pass filters 36 ₁ , 36 ₂ ,
A second polyphase circuit consisting of real low-pass filters, 38 ₁ , 38 ₂ , . . . , respectively corresponding to 36〓
... 38 _M is M parallel output terminals, 39 is a time division multiplex circuit that sequentially sweeps and multiplexes M outputs obtained at the M parallel output terminals 38 ₁ , 38 ₂ , . . . 38 _M ; 40 is an output end.

第３図において第ｋ番目の入力端３０_kにはＴ
秒置きに第ｋ番目のPAM信号が入力される。入
力された第ｋ番目のPAM信号はｋがＮ以下の時
は第一の切替端子３１_kにＴ秒クロツクの前半半
周期Ｔ／２秒間だけ入力され、ｋが（Ｎ＋１）以
上の時は第二の切替端子３２_kに該Ｔ秒クロツク
の後半半周期Ｔ／２秒間だけ入力される。 In FIG. 3, the k-th input terminal 30 _k has T
The kth PAM signal is input every second. The input k-th PAM signal is input to the first switching terminal 31 _k for T/2 seconds of the first half period of the T-second clock when k is less than or equal to N, and when k is (N+1) or more, the input The signal is input to the second switching terminal 32 _k for only T/2 seconds of the latter half period of the T second clock.

こうしてｋ番目の第一の切替端子３１_kおよび
ｋ番目の第二の切替端子に入力されたサンプル値
はｋが奇数の時３１_kの信号を実部データとし、
３２_kの信号を虚部データとし、ｋが偶数の時３
１_kの信号を虚部データとし、３２_kの信号を実部
データとしてオフセツトフーリエ逆変換器３４の
ｋ番目の複素入力を形成する。オフセツトフーリ
エ逆変換器はこのようにして得られた１番目ない
しＮ番目の複素入力にＫ個のダミー信号（無入
力）を付加し、総計（Ｎ＋Ｋ）個の複素入力（Ｍ
＝Ｎ＋Ｋ）例えばη_１（αＭ），η_２（αＭ），…
…η_M（αＭ）を入力として(9)式で表わされるオ
フセツトフーリエ逆変換計算を行いＭ個の実出力
Ａ（０，αＭ）Ａ（１，αＭ），……Ａ（Ｍ−
１，2M）を各々出力端３５_１，３５_２，……３
５_Mに出力する。１ｋＭ／２の時、出力端３５_kに 得られた第ｋ番目の実出力Ａ（ｋ−１，αＭ）は
実低域フイルタ３６_kに入力される。実低域フイ
ルタ３６_kの２β個のフイルタ係数はｈ_k-1，ｈ_k-1
+〓，ｈ_k-1+M，……，ｈ_k-1+〓_M-〓と設定されて
おり、出力端３８_kには(10)式に基くＴ／２秒毎の
出力サンプル値Ｚ（αＭ＋ｋ−１）が得られる。
一方Ｍ／２＋１ｋＭの時出力端３５_kに得られた 第ｋ番目の実出力Ａ（ｋ−１，αＭ＋Ｍ／２）は実低 域フイルタ３７_k-〓に入力される。実低域フイル
タ３７_k-〓の２β個のフイルタ係数はｈ_k-〓_-1，
ｈ_k-〓_-1+〓，ｈ_k-〓_-1+M，……ｈ_k-〓_-1+〓_M-〓
と設定されており、出力端３８_kには(10)式に基く
Ｔ／２秒毎のサンプル値Ｚ（αＭ＋ｋ−１）が得
られる。時分割多重化回路３９はあるＴ／２秒間
に出力端３８_１，３８_２，３８〓に得られたＭ／２個 の出力Ｚ（αＭ），Ｚ（αＭ＋１），……Ｚ（αＭ
＋Ｍ／２−１）、および次のＴ／２秒間に出力端３８ 〓₊₁，３８〓₊₂，……３８_Mに得られたＭ／２個の出 力Ｚ（αＭ＋Ｍ／２），Ｚ（αＭ＋Ｍ／２＋１），……
，Ｚ （αＭ＋Ｍ−１）を順次Ｔ／Ｍ秒毎にサンプリン
グし出力端４０サンプリング周波数Ｍ／Ｔヘルツ
にてサンプリングされた直交多重QAM信号を出
力する。 In this way, the sample values input to the k-th first switching terminal 31 _k and the k-th second switching terminal are such that when k is an odd number, the signal of 31 _k is the real part data;
32 When _{the k} signal is the imaginary part data, and k is an even number, 3
_{The 1k} signal is used as imaginary part data, and the _32k signal is used as real part data to form the kth complex input of the offset Fourier inverse transformer 34. The offset Fourier inverse transformer adds K dummy signals (no input) to the 1st to Nth complex inputs obtained in this way, and generates a total of (N+K) complex inputs (M
=N+K) For example, η ₁ (αM), η ₂ (αM),...
... η _M (αM) is used as input to calculate the offset Fourier inverse transform expressed by equation (9), and M actual outputs A(0, αM) A(1, αM), ...A(M-
1, 2M) respectively at the output terminals 35 ₁ , 35 ₂ , ... 3
5 Output to _M. At 1 kmM/2, the k-th real output A (k-1, αM) obtained at the output end 35 _k is input to the real low-pass filter 36 _k . The 2β filter coefficients of the actual low-pass filter 36 _k are h _k-1 , h _k-1
+ 〓, h _k-1+M , ..., h _k-1+ 〓 _M- 〓, and the output terminal 38 _k has an output sample value Z every T/2 seconds based on equation (10). (αM+k-1) is obtained.
On the other hand, when M/2+1kM, the k-th real output A (k-1, αM+M/2) obtained at the output end _35k is input to the real low-pass filter _37k- . The 2β filter coefficients of the actual low-pass filter 37 _k- 〓 are h _k- 〓 _-1 ,
h _k- 〓 _-1+ 〓, h _k- 〓 _-1+M ,...h _k- 〓 _-1+ 〓 _M- 〓
The sample value Z(αM+k-1) every T/2 seconds is obtained at the output end 38 _k based on equation (10). The time division multiplexing circuit 39 outputs M/2 outputs Z(αM), Z( _αM +1), ...Z( _αM
+M/2-1) _, and M/2 outputs Z(αM+M/ ₂ ), _Z ( αM+M/2+1),...
.

第５図はこうして出力される直交多重QAM信
号の周波数スペクトラムを示したものであつて、
横軸は角周波数を表わし、縦軸は電力密度を表わ
している。参照番号５０１，５０２等は、各々角
周波数ω_１，ω_２の複素キヤリアにて変調された
第１および第２のQAM信号であり、以下、第Ｎ
番目のQAM信号まで、互いにスペクトラム重な
りを許容しつつ多重化されている。参照番号７０
１は、こうして得られた直交QAM信号のスペク
トラムを表わしている。参照番号７０３は標本化
クロツクであつて、参照番号７０２は、前記直交
QAM信号に対するいわゆる標本化イメージであ
る。実際の伝送路に送出するのに７０１，７０２
のいずれを選択するかは、与えられた伝送路の伝
送帯域に応じて定めればよい。 Figure 5 shows the frequency spectrum of the orthogonal multiplexed QAM signal output in this way.
The horizontal axis represents angular frequency, and the vertical axis represents power density. Reference numbers 501, 502, etc. are first and second QAM signals modulated with complex carriers of angular frequencies ω ₁ and ω ₂ , respectively, and hereinafter referred to as N-th QAM signals.
QAM signals up to the th QAM signal are multiplexed while allowing spectrum overlap with each other. Reference number 70
1 represents the spectrum of the orthogonal QAM signal thus obtained. Reference number 703 is a sampling clock, and reference number 702 is the orthogonal clock.
This is a so-called sampling image for the QAM signal. 701,702 to send to the actual transmission path
Which one to select may be determined depending on the transmission band of a given transmission path.

次に、本発明による直交多重信号のデイジタル
処理形送信装置の第二の実施例が前記(10)式を更に
変形することから得られることを示す。即ち(10)式
を次の如く変形する。 Next, it will be shown that the second embodiment of the digital processing transmitter for orthogonal multiplexed signals according to the present invention can be obtained by further transforming the above equation (10). That is, equation (10) is transformed as follows.

Ｚ＝（αＭ）＝B₁（０，αＭ） ＋B₂（０，αＭ−Ｍ／２） Ｚ＝（αＭ＋１）＝B₁（１，αＭ） ＋B₂（１，αＭ−Ｍ／２） 〓 Ｚ（αＭ＋Ｍ／２−１）＝B₁（Ｍ／２−１，αＭ） ＋B₂（Ｍ／２−１，αＭ−Ｍ／２） Ｚ（αＭ＋Ｍ／２）＝B₂（Ｍ／２，αＭ＋Ｍ／２） ＋B₁（Ｍ／２，αＭ） Ｚ（αＭ＋Ｍ／２＋１）＝B₂（Ｍ／２＋１，αＭ＋Ｍ／
２） ＋B₁（Ｍ／２＋１，αＭ） 〓 Ｚ（αＭ＋Ｍ−１）＝B₂（Ｍ−１，αＭ＋Ｍ／２） ＋B₁（Ｍ−１，αＭ） ……(11) 但し ここで〔γ＋Ｍ／２〕は（γ＋Ｍ／２）をＭで除した
剰 余を表わす。 Z=(αM)=B ₁ (0, αM) +B ₂ (0, αM-M/2) Z=(αM+1)=B ₁ (1, αM) +B ₂ (1, αM-M/2) 〓 Z (αM+M/2-1)=B ₁ (M/2-1, αM) +B ₂ (M/2-1, αM-M/2) Z (αM+M/2)=B ₂ (M/2, αM+M/ 2) +B ₁ (M/2, αM) Z (αM+M/2+1)=B ₂ (M/2+1, αM+M/
2) +B ₁ (M/2+1, αM) 〓 Z (αM+M-1)=B ₂ (M-1, αM+M/2) +B ₁ (M-1, αM) ...(11) However Here, [γ+M/2] represents the remainder when (γ+M/2) is divided by M.

即ちB₁（γ，αＭ）は時刻αＴまでにオフセ
ツトフーリエ逆変換のγ番目の出力として得られ
たＴ秒毎のβ個のサンプル値Ａ（γ，αＭ），Ａ
（γ，αＭ−Ｍ），……Ａ（αＭ−βＭ＋Ｍ）をイ
ンパルス応答、ｈ〓，ｈ〓_+M，……ｈ〓₊〓_M-Mな
るフイルタに通した出力を表わし、一方B₂
（γ，αＭ−Ｍ／２）は時刻（α−１／２）Ｔまでにオ
フセ ツトフーリエ逆変換のγ番目の出力として得られ
たＴ秒毎の他のβ個のサンプル値Ａ（γ，αＭ−
Ｍ／２），Ａ（γ，αＭ−Ｍ／２−Ｍ），……，Ａ（γ
，α Ｍ＋Ｍ／２−βＭ）をインパルス応答ｈ〔〓₊〓〕， ｈ〔〓₊〓〕_+M，ｈ〔〓₊〓〕₊〓_M-Mなるフイルタ
に通した出力を表わす。(11)，(12)式より明らかなよ
うに０γ＜Ｍ／２なるγに対する出力サンプル値Ｚ （αＭ＋γ）は時刻αＴまでに得られた二つのサ
ンプル値B₁（γ，αＭ）とB₂（γ，αＭ−Ｍ／２）を 加算することにより得られ、Ｍ／２γ＜Ｍなるγに 対する出力サンプル値Ｚ（αＭ＋γ）は時刻（α
＋１／２）Ｔまでに得られた二つのサンプル値B₂ （γ，αＭ＋Ｍ）とB₁（γ，αＭ）を加算するこ
とにより得られる。 That is, B ₁ (γ, αM) is the β sample value A (γ, αM), A obtained every T seconds as the γ-th output of the offset Fourier inverse transform up to time αT.
(γ, αM-M), ...A (αM-βM+M) is an impulse response, h〓, h〓 _+M , ...h〓 ₊ 〓 represents the output passed through a filter _MM , while B ₂
(γ, αM-M/2) is the other β sample value A(γ, αM-
M/2), A(γ, αM-M/2-M), ..., A(γ
, α M+M/2-βM) through filters of impulse responses h[〓 ₊ 〓], h[〓 ₊ 〓] _+M , h[〓 ₊ 〓] ₊ 〓 _MM . As is clear from equations (11) and (12), the output sample value Z (αM+γ) for γ where 0γ<M/2 is the two sample values B ₁ (γ, αM) and B ₂ obtained up to time αT. (γ, αM - M/2), and the output sample value Z (αM + γ) for γ where M/2γ<M is obtained by adding the time (α
+1/2) It is obtained by adding the two sample values B ₂ (γ, αM+M) and B ₁ (γ, αM) obtained up to T.

第４図は上記の原理に基づく本発明による直交
多重信号のデイジタル処理形送信装置の第二の具
体的実施例を表わすブロツク図であり、３０〜３
０_2Nは第３図におけると同様に2N個の入力端
子、３１_１〜３１_Nおよび３２_１〜３２_Nは各々第
３図におけると同様、Ｎ個の第一の切替端子およ
びＮ個の第二の切替端子３３_１〜３３_kは第３図
と同様Ｋ個のダミー信号用入力端子、３４は第３
図と同様オフセツトフーリエ逆変換器、３５_１〜
３５_Nは第３図と同様Ｍ個のオフセツトフーリエ
逆変換器出力に対する出力端、５６_１，５６_２，
……５６_Mは出力端３５_１，３５_２，…３５_Mに得
られたＴ／２秒毎の該Ｍ個のオフセツトフーリエ
逆変換出力をＴ／２秒毎に交互に後述第一のポリ
フエーズ回路のＭ個の入力端５７_１，５７_２，…
…５７_Mおよび後述第二のポリフエーズ回路のＭ
個の入力端５８_１，５８_２，……５８_Mに供給す
るＭ個の出力切替回路、５９_１，５９_２，……５
９_Mは実効帯域１／２Ｔヘルツで線形な位相特性のみが 段階的に異なるＭ個実低域フイルタより成る第一
のポリフエーズ回路、６０_１，６０_２，……６０
_Mは実効帯域1/2Ｔヘルツで線形な位相特性のみが
段階的に異なるＭ個の実低域フイルタよりなる第
二のポリフエーズ回路、６１_１，６１_２，……６
１_Mは該第一のポリフエーズ回路のＭ個の出力
端、６２_１，６２_２，……６２_Mは該第二のポリ
フエーズ回路のＭ個の出力端、６３は出力端６１
_１，６１_２，……６１_Mに得られたＭ個のサンプ
ル値を掃引速度Ｍ／Ｔヘルツにて順次掃引し第一
の時分割多重信号を得る第一の時分割多重回路、
６４は出力端６２_１，６２_２，……６２_Mに得ら
れたＭ個のサンプル値を掃引速度Ｍ／Ｔヘルツに
て順次掃引し第二の時分割多重信号を得る第二の
時分割多重回路、６５は該第一の時分割多重信号
および該第二の時分割多重信号を加え合せて所望
のＴ／Ｍ秒毎の出力サンプル値を得る加算回路６
６は出力端である。 FIG. 4 is a block diagram showing a second specific embodiment of the digital processing transmitter for orthogonal multiplexed signals according to the present invention based on the above principle,
0 _2N are 2N input terminals as in FIG. 3, and 31 ₁ to 31 _N and 32 ₁ to 32 _N are N first switching terminals and N second switching terminals, respectively, as in FIG. The switching terminals 33 ₁ to 33 _k are K dummy signal input terminals as in FIG. 3, and 34 is the third input terminal.
Offset Fourier inverse transformer as shown in the figure, 35 ₁ ~
35 _N is the output terminal for M offset Fourier inverse transformer outputs as in FIG. 3, 56 ₁ , 56 ₂ ,
...56 _M is the output terminal 35 ₁ , 35 ₂ , . . . 35 _M that outputs the M offset Fourier inverse transforms obtained every T/2 seconds and alternately transmits them every T/2 seconds to the first polyphase which will be described later. M input terminals 57 ₁ , 57 ₂ ,... of the circuit
...57 _M and M of the second polyphase circuit described below
M output switching circuits supplying input terminals 58 ₁ , 58 ₂ , . . . 58 _M , 59 ₁ , 59 ₂ , . . . 5
9 _M is a first polyphase circuit consisting of M real low-pass filters with an effective band of 1/2 T hertz and only linear phase characteristics that differ stepwise; 60 ₁ , 60 ₂ , 60
_M is a second polyphase circuit consisting of M real low-pass filters that differ step by step only in linear phase characteristics with an effective band of 1/2 T Hertz, 61 ₁ , 61 ₂ , ... 6
1 _M are M output ends of the first polyphase circuit, 62 ₁ , 62 ₂ , ... 62 _M are M output ends of the second polyphase circuit, and 63 are output ends 61
₁ , 61 ₂ , ... 61 _M , a first time division multiplex circuit that sequentially sweeps the M sample values obtained at a sweep speed of M/T Hertz to obtain a first time division multiplex signal;
64 is a second time division multiplexer which sequentially sweeps the M sample values obtained at the output terminals 62 ₁ , 62 ₂ , . . . 62 _M at a sweep speed of M/T Hertz to obtain a second time division multiplex signal. A circuit 65 is an adder circuit 6 which adds the first time division multiplexed signal and the second time division multiplexed signal to obtain a desired output sample value every T/M seconds.
6 is an output end.

第４図において、出力端３５〓₊₁には第３図の
説明におけると同様時刻αＴにおいて該オフセツ
トフーリエ逆変換器の第（γ＋１）番目の出力Ａ
（γ，αＭ）が出力され、出力切替回路５６〓₊₁
にてこの出力が第一のポリフエーズ回路の第（γ
＋１）番目の実低域フイルタ５９〓₊₁に入力され
る。また時刻（αＴ＋Ｔ／２）においては出力端３５ 〓₊₁にＡ（γ，αＭ＋Ｍ／２）が出力されこの出力 は、出力切替回路５６〓₊₁にて第二のポリフエー
ズ回路の第（γ＋１）番目の実低域フイルタ６０
〓₊₁に入力される。また第一のポリフエーズ回路
の第（γ＋１）番目の実低域フイルタ５９〓₊₁お
よび第二のポリフエーズ回路の第（Ｍ／２＋γ＋１） 番目の実低域フイルタ５９〓₊〓₊₁は共にインパ
ルス応答ｈ〓，ｈ〓_+M，……ｈ〓₊₍〓_-1)Mを示す
フイルタである。従つて第一のポリフエーズ回路
の出力端６１_１，６１_２……６１_Mには各々時刻
αＴから時刻（α＋１）Ｔの間前記(12)式で表わさ
れるB₁（０，αＭ）B₁（１，αＭ），……，B₁
（Ｍ−１，αＭ）が出力される。一方第二のポリ
フエーズ回路の出力端６２_１，６２_２，……６２
_Mには各々時刻（α−１／２）Ｔから時刻（α＋１／２
）Ｔ の間前記(12)式で表わされるB₂（０，αＭ−Ｍ／２）， B₂（１，αＭ−Ｍ／２），……B₂（Ｍ−１，αＭ− Ｍ／２）が出力され、時刻（α＋１／２）Ｔから時刻（
α ＋３／２）Ｔの間は各々B₂（０，αＭ＋Ｍ／２），B₂（
１， αＭ＋Ｍ／２），……，B₂（Ｍ−１，αＭ＋Ｍ／２）が
出 力されることになる。 In FIG. 4, the output end 35 ₊₁ is connected to the (γ+1)th output A of the offset Fourier inverse transformer at time αT as in the explanation of FIG.
(γ, αM) is output, and the output switching circuit 56 ₊₁
This output is the (γ)th output of the first polyphase circuit.
+1)-th real low-pass filter 59 ₊₁ . Also, at time (αT+T/2), A(γ, αM+M/2) is output to the output terminal 35 〓 ₊₁ , and this output is transferred to the second polyphase circuit (γ+1) by the output switching circuit 56 〓 ₊₁ . Actual low-pass filter 60
〓 Input to ₊₁ . Furthermore, the (γ+1)th real low-pass filter 59 ₊₁ of the first polyphase circuit and the (M/2+γ+1)th real low-pass filter _{59 +1 of} the second polyphase circuit are both impulse responses. This is a filter that indicates h〓, h〓 _+M , ... h〓 ₊₍ 〓 _-1)M . Therefore, at the output terminals 61 ₁ , 61 ₂ . . . 61 _M of the first polyphase circuit, B ₁ (0, αM) B ₁ ( 1, αM), ..., B ₁
(M-1, αM) is output. On the other hand, the output terminals 62 ₁ , 62 ₂ , ... 62 of the second polyphase circuit
_M is from time (α-1/2) T to time (α+1/2), respectively.
)T, B ₂ (0, αM-M/2), B ₂ (1, αM-M/2), ...B ₂ (M-1, αM-M/2) ) is output, and from time (α+1/2)T to time (
α + 3/2) T are B ₂ (0, αM + M/2) and B ₂ (
1, αM+M/2), ..., B ₂ (M-1, αM+M/2) will be output.

更に第一の時分割多重回路６３は時刻αＴから
時刻（α＋１）Ｔの間にＴ／Ｍ秒間隔で出力端６
１_１，６１_２，……６１_Mに出力されたＭ個の信
号を順次掃引し、第二の時分割多重回路６４は時
刻αＴから時刻（α＋１）Ｔの間にＴ／Ｍ秒間隔
で出力端６２_１，６２_２，……６２_Mに出力され
たＭ個の信号を順次掃引する。第一の時分割多重
回路６３のＴ／Ｍ秒毎の出力サンプル値と第二の
時分割多重回路６４のＴ／Ｍ秒毎の出力サンプル
値とは加算回路６５にて加算される。従つて出力
端６６には(11)式で示される如く所望のＴ／Ｍ秒毎
のサンプル値が得られることになる。 Furthermore, the first time division multiplex circuit 63 outputs the output terminal 6 at intervals of T/M seconds from time αT to time (α+1)T.
1 ₁ , 61 ₂ , ...61 _M are sequentially swept, and the second time division multiplex circuit 64 outputs them at intervals of T/M seconds from time αT to time (α+1)T. The M signals output to the ends 62 ₁ , 62 ₂ , . . . 62 _M are sequentially swept. The output sample value of the first time division multiplexing circuit 63 every T/M seconds and the output sample value of the second time division multiplexing circuit 64 every T/M seconds are added in an adding circuit 65. Therefore, a desired sample value every T/M seconds is obtained at the output terminal 66 as shown by equation (11).

第４図における本発明になる直交多重信号のデ
イジタル処理形送信装置の第二の具体的実施例に
おいては第一のポリフエーズ回路および第二のポ
リフエーズ回路とも単位遅延時間Ｔ秒のデイジタ
ルフイルタで実現できるので低速でしか動作しな
いような低廉な集積回路を使用することが可能と
なり送信装置の価格を低下させることができる。 In the second specific embodiment of the digital processing transmitter for orthogonal multiplexed signals according to the present invention shown in FIG. 4, both the first polyphase circuit and the second polyphase circuit can be realized by digital filters with a unit delay time of T seconds. Therefore, it is possible to use an inexpensive integrated circuit that operates only at low speeds, and the cost of the transmitter can be reduced.

以上述べた如く、本発明によれば単位時間当り
の乗算回路を減少させるフーリエ変換技術を用い
て直交多重QAM信号をデイジタル処理にて生成
せしめ得る直交多重信号のデイジタル処理形送信
装置が供給されるため、その実用に供するところ
極めて大である。 As described above, according to the present invention, there is provided a digital processing transmitter for orthogonal multiplexed signals that can generate orthogonal multiplexed QAM signals through digital processing using Fourier transform technology that reduces the number of multiplication circuits per unit time. Therefore, it is extremely difficult to put it into practical use.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は直交多重QAM信号の送受信系を表わ
すブロツク図、第２図は従来公知のデイジタル処
理形送信ベースバンドフイルタの具体例を表わす
回路図、第３図は本発明による直交多重信号のデ
イジタル処理形送信装置の第一の具体的実施例を
示すブロツク図、第４図は本発明による直交多重
信号のデイジタル処理形送信装置の第二の具体的
実施例を示すブロツク図、第５図は直交多重
QAM信号の周波数スペクトラムを示す図であ
る。 図において、２_１，２_２，……２_NはＮ個の
Ｔ／２秒遅延回路、３_１，３_２，……３_2Nは2N
個の送信ベースバンドフイルタ、４_１，４_２，…
…４_2Nは2N個の変調器５は多重化回路、６は伝
送路、７_１，７_２，……７_2Nは2N個の復調器、
８_１，８_２，……８_2Nは2N個の受信ベースバン
ドフイルタ、９_１，９_２，……９_NはＮ個のＴ／
２秒遅延回路、１０_１，１０_２，……１０_NはＮ
個のＴ秒遅延回路、１３，１４，１５は複数個の
Ｔ秒遅延回路、１６，１７，１８，１９は複数個
の乗算回路、２０は加算回路、２１，２２，２
３，２４は複数個の掃引端子、２５は係数
ROM、３１_１，３１_２，……３１_NはＮ個の第一
の切替端子、３２_１，３２_２，……３２_NはＮ個
の第二の切替端子、３３_１，３３_２，……３３_k
はＫ個のダミー信号用入力端子３４はオフセツト
フーリエ逆変換器、３６_１，３６_２，……３６〓
は第一のポリフエーズ回路、３７_１，３７_２，…
…３７〓は第二のポリフエーズ回路、３９は時分
割多重回路５６_１，５６_２，……５６_MはＭ個の
出力切替回路、５９_１，５９_２，……５９_Mは第
一のポリフエーズ回路、６０_１，６０_２，……６
０_Mは第二のポリフエーズ回路、６３は第一の時
分割多重回路、６４は第二の時分割多重回路、６
５は加算回路である。 FIG. 1 is a block diagram showing a transmission/reception system for orthogonal multiplexed QAM signals, FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific example of a conventionally known digital processing type transmitting baseband filter, and FIG. 3 is a block diagram showing a digital processing system for orthogonal multiplexed signals according to the present invention FIG. 4 is a block diagram showing a first specific embodiment of a processing type transmitting device, FIG. 4 is a block diagram showing a second specific embodiment of a digital processing type transmitting device for orthogonal multiplexed signals according to the present invention, and FIG. orthogonal multiplexing
FIG. 3 is a diagram showing a frequency spectrum of a QAM signal. In the figure, 2 ₁ , 2 ₂ , ... 2 _N are N T/2 second delay circuits, 3 ₁ , 3 ₂ , ... 3 _2N are 2N
transmit baseband filters, 4 ₁ , 4 ₂ ,...
...4 _2N is 2N modulators 5 is a multiplexing circuit, 6 is a transmission line, 7 ₁ , 7 ₂ , ... 7 _2N is 2N demodulators,
8 ₁ , 8 ₂ , ... 8 _2N are 2N reception baseband filters, 9 ₁ , 9 ₂ , ... 9 _N are N T/
2 second delay circuit, 10 ₁ , 10 ₂ ,...10 _N is N
13, 14, 15 are multiple T second delay circuits, 16, 17, 18, 19 are multiple multiplier circuits, 20 is an adder circuit, 21, 22, 2
3 and 24 are multiple sweep terminals, 25 is a coefficient
ROM, 31 ₁ , 31 ₂ , ... 31 _N are N first switching terminals, 32 ₁ , 32 ₂ , ... 32 _N are N second switching terminals, 33 ₁ , 33 ₂ , ... _33k
The K dummy signal input terminals 34 are offset Fourier inverse transformers, 36 ₁ , 36 ₂ , ... 36 〓
are the first polyphase circuit, 37 ₁ , 37 ₂ ,...
...37〓 is the second polyphase circuit, 39 is the time division multiplex circuit 56 ₁ , 56 ₂ , ... 56 _M is M output switching circuit, 59 ₁ , 59 ₂ , ... 59 _M is the first polyphase circuit ,60 ₁ ,60 ₂ ,...6
0 _M is the second polyphase circuit, 63 is the first time division multiplex circuit, 64 is the second time division multiplex circuit, 6
5 is an adder circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ クロツク周期Ｔ秒で互いに同期がとれ且つ実
部信号と虚部信号との間にＴ／２秒の遅延差を有
するＮ個の複素ベースバンドPAM信号および任
意の数Ｋ個のダミー信号を入力とし、Ｔ／２秒毎
に（Ｎ＋Ｋ）個（ただしＮ＋Ｋは偶数）の実サン
プル値系列信号を出力するオフセツトフーリエ逆
変換器と、実効帯域幅が1/2Ｔヘルツで線形位相
勾配のみが段階的に異なる（Ｎ＋Ｋ）／２個の実
低域フイルタである第１のポリフエーズ回路と、
該第１のポリフエーズ回路と同一構成の第２のポ
リフエズ回路と、前記オフセツトフーリエ逆変換
器の前半（Ｎ＋Ｋ）／２個の出力端に前記第１の
ポリフエーズ回路を縦続接続して得られる（Ｎ＋
Ｋ）／２個の出力信号と前記オフセツトフーリエ
逆変換器の後半（Ｎ＋Ｋ）／２個の出力端に前記
第２のポリフエーズ回路を縦続接続して得られる
（Ｎ＋Ｋ）／２個の出力信号とをサンプリング周
波数（Ｎ＋Ｋ）／Ｔヘルツにて全て時分割多重す
る時分割多重回路とから構成されることを特徴と
する直交多重信号のデイジタル処理形送信装置。 ２ クロツク周期Ｔ秒で互いに周期がとれ且つ信
号との間にＴ／２秒の遅延差を有するＮ個の複素
ベースバンドPAM信号および任意の数Ｋ個のダ
ミー信号を入力とし、Ｔ／２秒毎に（Ｎ＋Ｋ）個
（ただしＮ＋Ｋは偶数）実サンプル値系列信号を
出力するオフセツトフーリエ逆変換器と、実効帯
域幅が1/2Ｔヘルツで線形位相勾配のみが段階的
に異なる（Ｎ＋Ｋ）個の実低域フイルタである第
１のポリフエーズ回路と、実効帯域幅が1/2Ｔヘ
ルツで線形位相勾配のみが段階的に異なる他の
（Ｎ＋Ｋ）個の実低域フイルタである第２のポリ
フエーズ回路と、前記オフセツトフーリエ逆変換
器の（Ｎ＋Ｋ）個の出力をＴ／２秒毎に交互に該
第１のポリフエーズ回路および該第２のポリフエ
ーズ回路に供給する切替回路と、該第１のポリフ
エーズ回路の（Ｎ＋Ｋ）個の出力信号をサンプリ
ング周波数（Ｎ＋Ｋ）／Ｔヘルツにて時分割多重
する第１の時分割多重回路と、該第２のポリフエ
ーズ回路の（Ｎ＋Ｋ）個の出力信号をサンプリン
グ周波数（Ｎ＋Ｋ）／Ｔヘルツにて時分割多重す
る第２の時分割多重回路と、該第１の時分割多重
回路の出力信号と該第２の時分割多重回路の出力
信号とを加算してＴ／（Ｎ＋Ｋ）秒毎のサンプル
値系列信号を出力する加算回路とから構成される
ことを特徴とする直交多重信号のデイジタル処理
形送信装置。[Claims] 1. N complex baseband PAM signals that are synchronized with each other with a clock cycle of T seconds and have a delay difference of T/2 seconds between the real part signal and the imaginary part signal and an arbitrary number K An offset Fourier inverse transformer that inputs dummy signals and outputs (N+K) real sample value series signals every T/2 seconds (N+K is an even number), and has an effective bandwidth of 1/2 T hertz. a first polyphase circuit that is (N+K)/2 real low-pass filters that differ stepwise only in their linear phase gradients;
Obtained by cascading a second polyphase circuit having the same configuration as the first polyphase circuit and the first polyphase circuit to the first half (N+K)/2 output terminals of the offset Fourier inverse transformer. N+
K)/2 output signals and (N+K)/2 output signals obtained by cascading the second polyphase circuit to the latter half (N+K)/2 output terminals of the offset Fourier inverse transformer. and a time division multiplex circuit for time division multiplexing all of the signals at a sampling frequency (N+K)/T Hertz. 2. Input N complex baseband PAM signals with a clock period of T seconds and a delay difference of T/2 seconds between the signals and an arbitrary number of K dummy signals, and An offset Fourier inverse transformer that outputs (N+K) (N+K is an even number) actual sample value sequence signals for each time, and (N+K) inverse Fourier transformers with an effective bandwidth of 1/2 T hertz and only a linear phase gradient that differs stepwise. a first polyphase circuit which is a real low-pass filter of a switching circuit that alternately supplies (N+K) outputs of the offset Fourier inverse transformer to the first polyphase circuit and the second polyphase circuit every T/2 seconds; A first time division multiplexing circuit that time division multiplexes the (N+K) output signals of the circuit at a sampling frequency (N+K)/T Hertz, and a first time division multiplexing circuit that time division multiplexes the (N+K) output signals of the circuit at a sampling frequency (N+K)/T hertz, and a second time division multiplexing circuit that multiplexes the (N+K) output signals of the second polyphase circuit at a sampling frequency of A second time division multiplexing circuit performs time division multiplexing at (N+K)/T hertz, and the output signal of the first time division multiplexing circuit and the output signal of the second time division multiplexing circuit are added to T. 1. A digital processing type transmission device for orthogonal multiplexed signals, comprising an adder circuit that outputs a sample value sequence signal every /(N+K) seconds.