JP4310860B2

JP4310860B2 - Orthogonal frequency division multiplexing modulation method and orthogonal frequency division multiplexing modulation apparatus

Info

Publication number: JP4310860B2
Application number: JP23809899A
Authority: JP
Inventors: 一成松井
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1999-08-25
Filing date: 1999-08-25
Publication date: 2009-08-12
Anticipated expiration: 2019-08-25
Also published as: JP2001069108A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信方式に係り、特にＯＦＤＭ方式による直交周波数分割多重変調方法および直交周波数分割多重変調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重（以下ＯＦＤＭと呼ぶ）方式は、同相成分（以下Ｉ成分と呼ぶ）と直交成分（以下Ｑ成分と呼ぶ）で構成するＱＡＭやＱＰＳＫなどのディジタル変調デ−タを複数の周波数成分に割り当て、前記Ｉ成分を実数項、前記Ｑ成分を虚数項としてＩＤＦＴ（逆離散フ−リエ変換）またはＩＦＦＴ（逆高速フ−リエ変換）を行ない、時間軸上の信号に変換し、前記ＩＤＦＴで得られた２つの時間軸上の信号を直交変調によって一つの時間軸上の信号になるように合成し、得られた信号をＤ／Ａ変換し、所望の帯域の信号になるように周波数変換した後に電波として送信する方式である。
【０００３】
図３に従来のＯＦＤＭ変調装置のブロック図を示し、そのタイミングチャ−トを図４に示す。
従来はディジタルデ−タ３１が供給されるＱＰＳＫ変調部３１の変調出力をキャリア信号生成部３２に供給し、その出力をＩＦＦＴ部３３に供給する。
【０００４】
ＩＦＦＴ部３３の出力を１倍及び−１倍する乗算器３５によってＩ、Ｑの負数を生成し、シフトレジスタ３６に入力し、サンプリング周波数４Ｆｓでデ−タセレクタ３７によって順にI、−Q、−I、Qを出力していた。
【０００５】
例えば、シンボルレ−ト２０μｓで１０２４点の離散デ−タをＯＦＤＭ方式で伝送する場合、ＩＦＦＴのサンプリング周波数Ｆｓは、
１／（（２０×１０^-6）／１０２４）＝５１．２ＭＨｚ
である。
従来の方式ならば、デ−タセレクタ３７及びＤ／Ａ変換部３８は、４Ｆｓに相当する２０４．８ＭＨｚのクロックを必要としていた。
【０００６】
直交変調は、アナログ、ディジタル共に、三角公式
cos(α＋β)＝cosα×cosβ−sinα×sinβ
を用いて、情報を含んだ周波数成分αに所定の周波数成分βを積算し、Ｉ成分とＱ成分とを減算することで、二つの直交した信号を一つの時間軸上の信号に変換する。
【０００７】
ＩＤＦＴの演算結果をＤ／Ａ変換して得られた２つのアナログ信号を直交変調するアナログ直交変調方式では、回路の温度特性の変化による周波数成分β発生部の正弦波と余弦波の位相がずれたり、α成分とβ成分の位相の微調整を必要とするなど、ハ−ドウェア化に関する問題がある。
【０００８】
これに対して、ハ−ドウェア化で回路の微調整が不要な方式として考えられたディジタル直交変調は、Ｄ／Ａ変換前のディジタルデ−タの状態で直交変調する方式であり、従来はＩＦＦＴの演算結果の実数項、虚数項で構成する一組の離散情報に対してその離散デ−タの４倍の周波数でサンプリングした正弦波（０、１、０、−１）及び余弦波（１、０、−１、０）を用いて演算する手法が用いられている。
【０００９】
ここで、離散デ−タの４倍の周波数でサンプリングするのは、前記のように正弦波、余弦波がそれぞれ、−１，０，１の３値で表現出来、なおかつ正弦波、余弦波の一方が１または−１の値を有するとき、もう一方が０になるので演算が容易であるからである。
【００１０】
しかしながら、離散デ−タ数が元の離散点数の４倍になるために、アナログ直交変調の場合のような回路の微調整は不必要ではあるが、ディジタル直交変調後の信号処理では、高速な論理演算が可能なＩＣを用いたり、基板の配線長誤差を小さくして設計する等、従来のディジタル直交変調にもハ−ドウェア化に問題は残っている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
前記のとおり、従来のディジタル直交変調を行なった場合、元のサンプリング周波数の４倍の周波数でディジタル信号を制御する必要があるため、ディジタル回路を設計する際に、高い周波数に対応し得る論理演算用ＩＣやＲＯＭ、ＲＡＭ等を必要とし、さらには基板上への配線長の誤差を出来るだけ小さくする必要があるということが課題であった。
【００１２】
そこで本発明は、従来どおりの情報量をこれまでの半分のサンプリング周波数でディジタル直交変調し送信することが可能な信号を生成する方法及び装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の直交周波数分割多重変調装置は、ディジタルデータを、離散点数Ｎ点で表現する周波数軸上に同相成分であるI成分データ及び直交成分であるQ成分デ−タを割り当てるディジタル変調部と、周波数軸上に割り当てられた前記I成分データ及び前記Q成分デ−タを、所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいてそれぞれ逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列に変換する逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）部と、前記逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）により時間軸上に変換された前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列をそれぞれ入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて偶数列(2n)の離散データと、奇数列(2n+1)の離散データとに分けて、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力する第１のデータセレクタと、前記第１のデータセレクタから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分データ及び前記Q成分デ−タそれぞれの前記偶数列(2n)および前記奇数列(2n+1)の離散データを入力し、前記I成分データの前記偶数列(2n)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)はそのまま出力する一方、前記Q成分データの前記偶数列(2n)および前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)はそれぞれ反転して出力する乗算器と、前記乗算器から前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分データの前記偶数列(2n)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)と、前記Q成分データの前記偶数列(2n)および前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)の反転出力と入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて、前記I成分データの前記偶数列(2n)であるデータI(2n)および前記Q成分データの前記偶数列(2n)であるデータ−Q(2n)と、前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)の反転出力であるデータ−I(2n+1)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)であるデータQ(2n+1)とを前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力するシフトレジスタと、前記シフトレジスタから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力し、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づき選択して、前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に、前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを切替えて出力する第２のデ−タセレクタと、を有する直交周波数分割多重変調装置である。
ここで、前記ディジタル変調部は、ディジタルデータをＱＡＭによりディジタル変調するか、ＱＰＳＫによりディジタル変調する。
また、本発明の直交周波数分割多重変調方法は、ディジタルデータを、離散点数Ｎ点で表現する周波数軸上に同相成分であるI成分データ及び直交成分であるQ成分デ−タを割り当てるステップと、周波数軸上に割り当てられた前記I成分データ及び前記Q成分デ−タを、所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいてそれぞれ逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列に変換するステップと、前記逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）により時間軸上に変換された前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列をそれぞれ入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて偶数列(2n)の離散データと、奇数列(2n+1)の離散データとに分けて、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力するステップと、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分データ及び前記Q成分デ−タそれぞれの前記偶数列(2n)および前記奇数列(2n+1)の離散データを入力し、前記I成分データの前記偶数列(2n)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)はそのまま出力する一方、前記Q成分データの前記偶数列(2n)および前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)はそれぞれ反転して出力するステップと、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分データの前記偶数列(2n)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)と、前記Q成分データの前記偶数列(2n)および前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)の反転出力と入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて、前記I成分データの前記偶数列(2n)であるデータI(2n)および前記Q成分データの前記偶数列(2n)であるデータ−Q(2n)と、前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)の反転出力であるデータ−I(2n+1)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)であるデータQ(2n+1)とを前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力するステップと、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力し、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づき選択して、前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に、前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを切替えて出力するステップと、を有する直交周波数分割多重変調方法である。
ここで、ディジタルデータをＱＡＭによりディジタル変調したり、ＱＰＳＫによりディジタル変調する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明のＯＦＤＭ変調装置は、従来、Ｎ点の離散点デ−タに対して、1組の離散点デ−タを用いて4点のディジタル直交変調を行ない４Ｎ点のデ−タを出力していたものを、Ｎ点の離散点デ−タに対して、２組の離散点デ−タを用いて4点のディジタル直交変調を行ない２Ｎ点の離散点デ−タを出力することにより、単位時間におけるデ−タ数を４Ｎ点の半分の２Ｎ点にすることが可能になるので、ディジタル直交変調後のディジタル信号処理の速度を従来の半分にまで落とすことが可能になり、なおかつ、従来の情報転送レ−トで情報を伝送することが可能となる。
【００１５】
本発明のＯＦＤＭ変調装置の一実施例について、図と共に以下に説明する。
図１に示される本発明のＯＦＤＭ変調装置の実施例は、ディジタルデ−タ１０が供給されるＱＰＳＫ変調部１１、キャリア信号生成部１２、逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）部１３、Even/Oddデ−タセレクタ１４、乗算器１５、シフトレジスタ１６、デ−タセレクタ１７、Ｄ／Ａ変換部１８、周波数変換部１９、ＢＰＦ部２０、増幅部（ＡＭＰ）２１、及び送信アンテナ２２より構成されている。
【００１６】
ＱＰＳＫなどの変調部１１で入力ディジタルデ−タ１０はディジタル変調され、サンプリング周波数Ｆｓで出力されるデ−タ列は、キャリア信号生成部１２を介して周波数軸上に配置される。
【００１７】
周波数軸上に配置されたデ−タ列を、サンプリング周波数Ｆｓで、により逆高速フ−リエ変換を施すことにより、時間軸上の信号列に変換する。
デ−タ列に対して逆高速フ−リエ変換を施すことにより、それぞれのデ−タ列がキャリア信号生成部１２の各キャリアに重畳されることになる。
【００１８】
上記変換出力をEven/Oddデ−タセレクタ１４により、偶数列(2n)と奇数列(2n+1)が同時に出力出来るように並べ替え、並べ替えを行った信号列をサンプリング周波数Ｆｓ／２で出力する。
【００１９】
つぎに前記出力デ−タを乗算器１５に供給して、前記乗算器１５で、
a)（偶数列のＩ成分）×( １)
b)（偶数列のQ成分）×(−１)
c)（奇数列のＩ成分）×(−１)
d)（奇数列のQ成分) ×( １)
をそれぞれ演算し、シフトレジスタ１６に供給する。
【００２０】
前記シフトレジスタ１６の出力をデ−タセレクタ１７に供給する。
前記演算結果をデ−タセレクタ１７によって、サンプリング周波数２Ｆｓで、a)、b)、c)、d)の順に図２に示すように出力する。
【００２１】
前記出力を、Ｄ／Ａ変換部１８でアナロク信号に変換し、所望の周波数帯になるように周波数変換部１９で周波数変換される。
周波数変換された信号は、ＢＰＦ部２０により周波数帯域外の不要信号が除去され、増幅部（ＡＭＰ）２１で所定のレベルに増幅して、送信アンテナ２２を介して外部に送信される。
【００２２】
図２に前記ディジタル直交変調の演算部分のタイミングチャ−トを示す。
サンプリング周波数Ｆｓで逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）部１３より出力されるＩ、ＱをEven/Oddデ−タセレクタ１４により偶数番目と奇数番目に分け、Ｉの奇数番目のデ−タとＱの偶数番目のデ−タには乗算器１５で定数（−１）を掛けた後にサンプリング周波数Ｆｓ／２で、シフトレジスタ１６に入力する。
【００２３】
このとき、図２のタイミングチャ−トのように、そのシフトレジスタ１６はそれぞれ２クロック分（Ｆｓ／２）ホ−ルドさせる。
前記シフトレジスタ１６の４つの出力をデ−タセレクタ１７に入力し、サンプリング周波数２Ｆｓで、順にデ−タI(2n)、−Q(2n)、−I(2n+1)、Q(2n+1)を出力するようにする。
【００２４】
従来はＩＦＦＴ部の出力を１倍及び−１倍する乗算器によってＩ、Ｑの負数を生成し、シフトレジスタに入力し、サンプリング周波数４Ｆｓでデ−タセレクタによって順にI、−Q、−I、Qを出力していた。
【００２５】
例えば、シンボルレ−ト２０μｓで１０２４点の離散デ−タをＯＦＤＭ方式で伝送する場合、ＩＦＦＴのサンプリング周波数Ｆｓは、
１／（（２０×１０^-6）／１０２４）＝５１．２ＭＨｚ
である。
【００２６】
従来の方式ならば、デ−タセレクタ及びＤ／Ａ変換部は４Ｆｓの２０４．８ＭＨｚのクロックを必要としていたが、本発明を用いればその半分の２Ｆｓである１０２．４ＭＨｚのクロックで信号処理が出来る。
【００２７】
【発明の効果】
本発明のＯＦＤＭ変調方法によると、離散点数Ｎ点で表現する周波数軸上に、ＱＡＭやＱＰＳＫなどのディジタル変調されたＩ成分及びＱ成分のデ−タを周波数軸上の信号成分に割り当て、サンプリング周波数Ｆｓで逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）によって時間軸上の信号成分に変換された実数部及び虚数部それぞれをＮ点で構成する二つの離散デ−タを、一つの時間軸上の離散デ−タ列に変換するディジタル直交変調部を有する直交周波数分割多重変調方法において、前記実数部及び虚数部で構成する離散デ−タを二組用いて、前記サンプリング周波数Ｆｓの半分の周波数でシフトレジスタに入力し、前記シフトレジスタの４つの出力を前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数でデ−タセレクタに入力し、順に出力することにより、ディジタル直交変調を行ない、２Ｎ点のディジタル直交変調デ−タを出力するようにしたので、
ディジタル直交変調部では、出力信号のクロックを従来の半分にすることが出来、前記ディジタル直交変調後のディジタル信号処理の高速化に対する問題が解決出来、単位時間におけるデ−タ数を４Ｎ点の半分にすることが可能になるので、ディジタル直交変調後のディジタル信号処理の速度を従来の半分にまで落とすことが可能であり、なおかつ、従来の情報転送レ−トで情報を伝送することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＯＦＤＭ変調装置の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明の各部のタイミングチャ−トである。
【図３】従来のＯＦＤＭ変調装置の一例を示す構成図である。
【図４】従来例の各部のタイミングチャ−トである。
【符号の説明】
１０ディジタルデ−タ
１１ＱＰＳＫ変調部
１２キャリア信号生成部
１３逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）部
１４ Even/Oddデ−タセレクタ
１５乗算器
１６シフトレジスタ
１７デ−タセレクタ
１８Ｄ／Ａ変換部
１９周波数変換部
２０ＢＰＦ部
２１増幅部（ＡＭＰ）
２２送信アンテナ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio communication system, and more particularly to an orthogonal frequency division multiplex modulation method and an orthogonal frequency division multiplex modulation apparatus based on an OFDM system.
[0002]
[Prior art]
In the orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter referred to as OFDM) system, digital modulation data such as QAM and QPSK composed of an in-phase component (hereinafter referred to as I component) and an orthogonal component (hereinafter referred to as Q component) is divided into a plurality of frequency components. IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) or IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) with the I component as a real term and the Q component as an imaginary term to convert the signal into a signal on the time axis, and the IDFT The two signals on the time axis obtained in step (1) are combined to be a signal on one time axis by quadrature modulation, the obtained signal is D / A converted, and the frequency is set so as to become a signal in a desired band. This is a method of transmitting as radio waves after conversion.
[0003]
FIG. 3 shows a block diagram of a conventional OFDM modulator, and FIG. 4 shows a timing chart thereof.
Conventionally, the modulation output of the QPSK modulation unit 31 to which the digital data 31 is supplied is supplied to the carrier signal generation unit 32 and the output is supplied to the IFFT unit 33.
[0004]
A negative number of I and Q is generated by a multiplier 35 that multiplies the output of the IFFT unit 33 by 1 and −1, input to the shift register 36, and sequentially I, −Q, −I by a data selector 37 at a sampling frequency 4Fs. , Q was output.
[0005]
For example, when 1024 points of discrete data are transmitted by the OFDM method at a symbol rate of 20 μs, the sampling frequency Fs of IFFT is:
1 / ((20 × 10 ⁻⁶ ) / 1024) = 51.2 MHz
It is.
In the conventional system, the data selector 37 and the D / A converter 38 require a 204.8 MHz clock corresponding to 4Fs.
[0006]
Quadrature modulation is a triangular formula for both analog and digital
cos (α + β) = cosα × cosβ−sinα × sinβ
Is used to add a predetermined frequency component β to the frequency component α containing information and subtract the I component and the Q component to convert two orthogonal signals into a signal on one time axis.
[0007]
In the analog quadrature modulation method in which two analog signals obtained by D / A conversion of the IDFT calculation result are quadrature-modulated, the phase of the sine wave and cosine wave of the frequency component β generator is shifted due to the change in the temperature characteristic of the circuit There is a problem related to hardware, such as requiring fine adjustment of the phases of the α and β components.
[0008]
On the other hand, digital quadrature modulation, which has been considered as a method that does not require fine circuit adjustment due to hardware, is a method of performing quadrature modulation in the state of digital data before D / A conversion. A sine wave (0, 1, 0, -1) and cosine wave (1) sampled at a frequency four times the discrete data for a set of discrete information composed of real and imaginary terms , 0, −1, 0) is used.
[0009]
Here, sampling at a frequency four times the discrete data is possible because the sine wave and cosine wave can be expressed by three values of −1, 0 and 1, respectively, and the sine wave and cosine wave are sampled as described above. This is because when one has a value of 1 or −1, the other is 0, so the calculation is easy.
[0010]
However, since the number of discrete data is four times the original number of discrete points, fine adjustment of the circuit as in the case of analog quadrature modulation is not necessary, but in signal processing after digital quadrature modulation, high speed is required. There are still problems with hardware conversion in the conventional digital quadrature modulation, such as using an IC capable of logical operation or designing with a reduced wiring length error of the board.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, when the conventional digital quadrature modulation is performed, it is necessary to control the digital signal at a frequency four times the original sampling frequency. Therefore, when designing a digital circuit, a logical operation capable of supporting a high frequency. The problem is that an IC, a ROM, a RAM, and the like are required, and further, an error in wiring length on the substrate needs to be made as small as possible.
[0012]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a method and an apparatus for generating a signal that can be digitally quadrature-modulated and transmitted with a conventional amount of information at half the sampling frequency.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an orthogonal frequency division multiplex modulation apparatus according to the present invention provides I-component data that is an in-phase component and Q-component data that is a quadrature component on a frequency axis that represents digital data by N discrete points. A digital modulation unit for allocating the I component data and the Q component data allocated on the frequency axis, respectively, by performing inverse fast Fourier transform (IFFT) on the basis of a predetermined sampling frequency Fs to obtain a time axis An inverse fast Fourier transform (IFFT) unit for transforming the above I component data and Q component data into a discrete data sequence, and transforming on the time axis by the inverse fast Fourier transform (IFFT) Discrete data sequences of the I component data and the Q component data are inputted, respectively, and the even number sequence (2n) discrete data and the odd number sequence (2n + 1) based on the predetermined sampling frequency Fs. Discrete data of A first data selector that outputs a half of the predetermined sampling frequency Fs; and the I component data that is output from the first data selector at a half of the predetermined sampling frequency Fs. And discrete data of the even number column (2n) and the odd number column (2n + 1) of the Q component data, respectively, and the even number column (2n) of the I component data and the Q component data The odd number column (2n + 1) is output as it is, while the even number column (2n) of the Q component data and the odd number column (2n + 1) of the I component data are inverted and output respectively. The even-numbered column (2n) of the I component data and the odd-numbered column (2n + 1) of the Q component data output from the multiplier at ½ times the predetermined sampling frequency Fs; The inverse of the even column (2n) of the Q component data and the odd column (2n + 1) of the I component data. The output is input, and the data I (2n), which is the even column (2n) of the I component data, and the even column of the Q component data (based on a frequency that is ½ times the predetermined sampling frequency Fs) 2n), data Q (2n), and data I (2n + 1) which is an inverted output of the odd column (2n + 1) of the I component data and the odd number of the Q component data. A shift register that outputs data Q (2n + 1) that is a column (2n + 1) by shifting it by the predetermined sampling frequency Fs, and the data that is output by shifting from the shift register by the predetermined sampling frequency Fs. I (2n) and the data-Q (2n), the data-I (2n + 1) and the data Q (2n + 1) are inputted and selected based on a frequency twice the sampling frequency Fs. For each sampling frequency Fs, the data I (2n), the data-Q (2n), and the data -I (2n + 1) and the data Q (2n + 1) and the second de-outputting by switching - Taserekuta and, an orthogonal frequency division multiplexing modulation apparatus having.
Here, the digital modulation unit digitally modulates digital data by QAM or digitally modulates by QPSK.
Further, the orthogonal frequency division multiplexing modulation method of the present invention assigns I component data that is an in-phase component and Q component data that is an orthogonal component on a frequency axis that represents digital data by N discrete points, The I component data and the Q component data allocated on the frequency axis are respectively subjected to inverse fast Fourier transform (IFFT) based on a predetermined sampling frequency Fs, and the I component data on the time axis and A step of converting the Q component data into a discrete data sequence; and the discrete data of the I component data and the Q component data converted on the time axis by the inverse fast Fourier transform (IFFT). Each of the data columns is input, and is divided into discrete data of even columns (2n) and discrete data of odd columns (2n + 1) based on the predetermined sampling frequency Fs, and 1 of the predetermined sampling frequency Fs. / 2 And the I column data and the Q column data that are output at ½ times the predetermined sampling frequency Fs, the even column (2n) and the odd column (2n + 1). Discrete data is input, and the even column (2n) of the I component data and the odd column (2n + 1) of the Q component data are output as they are, while the even column (2n) of the Q component data is output. And the odd column (2n + 1) of the I component data is inverted and output, and the even column of the I component data (1/2) of the predetermined sampling frequency Fs. 2n) and the odd column (2n + 1) of the Q component data, and the even column (2n) of the Q component data and the inverted output of the odd column (2n + 1) of the I component data And the even number of the I component data based on a frequency that is ½ times the predetermined sampling frequency Fs. Inverted output of data I (2n) being (2n) and data Q (2n) being the even column (2n) of the Q component data and the odd column (2n + 1) of the I component data Data I (2n + 1) and data Q (2n + 1) which is the odd column (2n + 1) of the Q component data are shifted by the predetermined sampling frequency Fs and output. The data I (2n) and the data-Q (2n) output by shifting the predetermined sampling frequency Fs, and the data-I (2n + 1) and the data Q (2n + 1) are input. The data I (2n), the data-Q (2n), the data-I (2n + 1), and the data I (2n) are selected for each sampling frequency Fs. And switching the data Q (2n + 1) and outputting the data Q (2n + 1).
Here, digital data is digitally modulated by QAM or digitally modulated by QPSK.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Conventionally, the OFDM modulation apparatus of the present invention performs 4 points of digital quadrature modulation using a set of discrete point data for N points of discrete point data, and outputs 4N points of data. The N-point discrete point data is subjected to 4 points of digital quadrature modulation using 2 sets of discrete point data, and 2N points of discrete point data are output. Since the number of data per unit time can be reduced to 2N points, which is half of 4N points, the speed of digital signal processing after digital quadrature modulation can be reduced to half that of the prior art. It is possible to transmit information at the information transfer rate.
[0015]
An embodiment of the OFDM modulation apparatus of the present invention will be described below with reference to the drawings.
The embodiment of the OFDM modulation apparatus of the present invention shown in FIG. 1 includes a QPSK modulation unit 11, a carrier signal generation unit 12, an inverse fast Fourier transform (IFFT) unit 13, to which digital data 10 is supplied, An Odd data selector 14, a multiplier 15, a shift register 16, a data selector 17, a D / A conversion unit 18, a frequency conversion unit 19, a BPF unit 20, an amplification unit (AMP) 21, and a transmission antenna 22. Yes.
[0016]
The input digital data 10 is digitally modulated by the modulator 11 such as QPSK, and the data string output at the sampling frequency Fs is arranged on the frequency axis via the carrier signal generator 12.
[0017]
The data sequence arranged on the frequency axis is converted to a signal sequence on the time axis by performing inverse high-speed Fourier transform with the sampling frequency Fs.
By applying inverse high-speed Fourier transform to the data string, each data string is superimposed on each carrier of the carrier signal generation unit 12.
[0018]
The converted output is rearranged by the Even / Odd data selector 14 so that the even number column (2n) and the odd number column (2n + 1) can be output simultaneously, and the rearranged signal sequence is output at the sampling frequency Fs / 2. To do.
[0019]
Next, the output data is supplied to a multiplier 15, and the multiplier 15
a) (I component of even column) x (1)
b) (Q component of even column) x (-1)
c) (I component of odd number column) × (−1)
d) (Q component of odd number column) × (1)
Are respectively supplied to the shift register 16.
[0020]
The output of the shift register 16 is supplied to the data selector 17.
The calculation result is output by the data selector 17 in the order of a), b), c) and d) at the sampling frequency 2Fs as shown in FIG.
[0021]
The output is converted into an analog signal by the D / A converter 18 and frequency-converted by the frequency converter 19 so as to be in a desired frequency band.
From the frequency-converted signal, unnecessary signals outside the frequency band are removed by the BPF unit 20, amplified to a predetermined level by the amplification unit (AMP) 21, and transmitted to the outside via the transmission antenna 22.
[0022]
FIG. 2 shows a timing chart of the arithmetic part of the digital quadrature modulation.
The I / Q output from the inverse fast Fourier transform (IFFT) unit 13 at the sampling frequency Fs is divided into an even number and an odd number by the Even / Odd data selector 14, and the odd number data of I and Q The even-numbered data is multiplied by a constant (-1) by a multiplier 15 and then input to the shift register 16 at a sampling frequency Fs / 2.
[0023]
At this time, as shown in the timing chart of FIG. 2, the shift register 16 is held by 2 clocks (Fs / 2).
The four outputs of the shift register 16 are input to a data selector 17, and data I (2n), -Q (2n), -I (2n + 1), Q (2n + 1) are sequentially sampled at a sampling frequency of 2Fs. ) Is output.
[0024]
Conventionally, a negative number of I and Q is generated by a multiplier that multiplies the output of the IFFT unit by 1 and −1, input to a shift register, and sequentially I, -Q, -I, Q by a data selector at a sampling frequency of 4 Fs. Was output.
[0025]
For example, when 1024 points of discrete data are transmitted by the OFDM method at a symbol rate of 20 μs, the sampling frequency Fs of IFFT is:
1 / ((20 × 10 ⁻⁶ ) / 1024) = 51.2 MHz
It is.
[0026]
In the conventional system, the data selector and the D / A conversion unit required a 204.8 MHz clock of 4Fs. However, if the present invention is used, signal processing can be performed with a clock of 102.4 MHz which is a half of 2Fs. .
[0027]
【The invention's effect】
According to the OFDM modulation method of the present invention, the digitally modulated I component and Q component data such as QAM and QPSK are allocated to the signal component on the frequency axis on the frequency axis expressed by N discrete points, and sampling is performed. Two discrete data comprising N points each of a real part and an imaginary part converted to a signal component on the time axis by inverse fast Fourier transform (IFFT) at the frequency Fs are discrete on the one time axis. In an orthogonal frequency division multiplex modulation method having a digital orthogonal modulation unit for converting into a data string, two sets of discrete data composed of the real part and the imaginary part are used and shifted at half the sampling frequency Fs. By inputting to the register, the four outputs of the shift register are input to the data selector at a frequency twice the sampling frequency Fs, and output in order, It performs Ijitaru quadrature modulation, the digital quadrature modulation data of 2N points - since to output the data,
In the digital quadrature modulation unit, the clock of the output signal can be halved compared to the conventional one, the problem of speeding up the digital signal processing after the digital quadrature modulation can be solved, and the number of data per unit time is half of 4N points. Therefore, it is possible to reduce the speed of digital signal processing after digital quadrature modulation to half that of the prior art, and to transmit information at the conventional information transfer rate. Become.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM modulation apparatus of the present invention.
FIG. 2 is a timing chart of each part of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing an example of a conventional OFDM modulation apparatus.
FIG. 4 is a timing chart of each part of a conventional example.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Digital data 11 QPSK modulation part 12 Carrier signal generation part 13 Inverse high-speed Fourier transform (IFFT) part 14 Even / Odd data selector 15 Multiplier 16 Shift register 17 Data selector 18 D / A conversion part 19 Frequency Conversion unit 20 BPF unit 21 Amplification unit (AMP)
22 Transmitting antenna

Claims

ディジタルデータを、離散点数Ｎ点で表現する周波数軸上に同相成分であるI成分データ及び直交成分であるQ成分デ−タを割り当てるディジタル変調部と、
周波数軸上に割り当てられた前記I成分データ及び前記Q成分デ−タを、所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいてそれぞれ逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列に変換する逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）部と、
前記逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）により時間軸上に変換された前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列をそれぞれ入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて偶数列(2n)の離散データと、奇数列(2n+1)の離散データとに分けて、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力する第１のデータセレクタと、
前記第１のデータセレクタから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分データ及び前記Q成分デ−タそれぞれの前記偶数列(2n)および前記奇数列(2n+1)の離散データを入力し、前記I成分データの前記偶数列(2n)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)はそのまま出力する一方、前記Q成分データの前記偶数列(2n)および前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)はそれぞれ反転して出力する乗算器と、
前記乗算器から前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分データの前記偶数列(2n)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)と、前記Q成分データの前記偶数列(2n)および前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)の反転出力と入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて、前記I成分データの前記偶数列(2n)であるデータI(2n)および前記Q成分データの前記偶数列(2n)であるデータ−Q(2n)と、前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)の反転出力であるデータ−I(2n+1)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)であるデータQ(2n+1)とを前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力するシフトレジスタと、
前記シフトレジスタから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力し、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づき選択して、前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に、前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを切替えて出力する第２のデ−タセレクタと、
を有する直交周波数分割多重変調装置。A digital modulation unit that assigns I component data that is an in-phase component and Q component data that is a quadrature component on a frequency axis that expresses digital data by N discrete points;
The I component data and the Q component data allocated on the frequency axis are respectively subjected to inverse fast Fourier transform (IFFT) based on a predetermined sampling frequency Fs, and the I component data on the time axis and An inverse fast Fourier transform (IFFT) unit for converting the Q component data into a discrete data sequence;
Discrete data sequences of the I component data and the Q component data converted on the time axis by the inverse fast Fourier transform (IFFT) are input, respectively, and an even number based on the predetermined sampling frequency Fs A first data selector that divides the discrete data of the column (2n) and the discrete data of the odd column (2n + 1), and outputs the divided data by ½ times the predetermined sampling frequency Fs;
The even-numbered column (2n) and the odd-numbered column (2n + 1) of the I component data and the Q component data output from the first data selector at ½ times the predetermined sampling frequency Fs, respectively. Discrete data is input, and the even-numbered columns (2n) of the I-component data and the odd-numbered columns (2n + 1) of the Q-component data are output as they are, while the even-numbered columns (2n) of the Q-component data are output. ) And the odd-numbered columns (2n + 1) of the I component data are respectively inverted and output multipliers,
The even-numbered column (2n) of the I component data and the odd-numbered column (2n + 1) of the Q component data output from the multiplier at ½ times the predetermined sampling frequency Fs, and the Q Based on a frequency that is ½ times the predetermined sampling frequency Fs, the inverted output of the even number column (2n) of the component data and the odd number column (2n + 1) of the I component data are input. Data I (2n) which is the even column (2n) of the I component data and data-Q (2n) which is the even column (2n) of the Q component data, and the odd column of the I component data ( 2n + 1) as an inverted output and data Q (2n + 1) as the odd-numbered column (2n + 1) of the Q component data are used as the predetermined sampling frequency Fs. A shift register that shifts and outputs
The data I (2n) and the data-Q (2n) output from the shift register shifted by the predetermined sampling frequency Fs, the data-I (2n + 1) and the data Q (2n + 1) Are selected based on a frequency twice the sampling frequency Fs, and for each sampling frequency Fs, the data I (2n), the data-Q (2n), and the data-I (2n + 1) and a second data selector for switching and outputting the data Q (2n + 1);
An orthogonal frequency division multiplexing modulation apparatus.

請求項１記載の直交周波数分割多重変調装置において、
前記ディジタル変調部は、
ディジタルデータをＱＡＭによりディジタル変調する、直交周波数分割多重変調装置。The orthogonal frequency division multiplexing modulator according to claim 1 ,
The digital modulation unit includes:
An orthogonal frequency division multiplex modulation apparatus that digitally modulates digital data by QAM.

請求項１記載の直交周波数分割多重変調装置において、
前記ディジタル変調部は、
ディジタルデータをＱＰＳＫによりディジタル変調する、直交周波数分割多重変調装置。The orthogonal frequency division multiplexing modulator according to claim 1 ,
The digital modulation unit includes:
An orthogonal frequency division multiplex modulation apparatus that digitally modulates digital data using QPSK.

ディジタルデータを、離散点数Ｎ点で表現する周波数軸上に同相成分であるI成分データ及び直交成分であるQ成分デ−タを割り当てるステップと、
周波数軸上に割り当てられた前記I成分データ及び前記Q成分デ−タを、所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいてそれぞれ逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列に変換するステップと、
前記逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）により時間軸上に変換された前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列をそれぞれ入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて偶数列(2n)の離散データと、奇数列(2n+1)の離散データとに分けて、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分データ及び前記Q成分デ−タそれぞれの前記偶数列(2n)および前記奇数列(2n+1)の離散データを入力し、前記I成分データの前記偶数列(2n)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)はそのまま出力する一方、前記Q成分データの前記偶数列(2n)および前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)はそれぞれ反転して出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分データの前記偶数列(2n)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)と、前記Q成分データの前記偶数列(2n)および前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)の反転出力と入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて、前記I成分データの前記偶数列(2n)であるデータI(2n)および前記Q成分データの前記偶数列(2n)であるデータ−Q(2n)と、前記I成分デ−タの前記奇数列(2n+1)の反転出力であるデータ−I(2n+1)および前記Q成分デ−タの前記奇数列(2n+1)であるデータQ(2n+1)とを前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力し、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づき選択して、前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に、前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを切替えて出力するステップと、
を有する直交周波数分割多重変調方法。Assigning I component data which is an in-phase component and Q component data which is a quadrature component on the frequency axis expressing the digital data by N discrete points;
The I component data and the Q component data allocated on the frequency axis are respectively subjected to inverse fast Fourier transform (IFFT) based on a predetermined sampling frequency Fs, and the I component data on the time axis and Converting the Q component data into a discrete data sequence;
Discrete data sequences of the I component data and the Q component data converted on the time axis by the inverse fast Fourier transform (IFFT) are input, respectively, and an even number based on the predetermined sampling frequency Fs Dividing into discrete data of the column (2n) and discrete data of the odd column (2n + 1), and outputting at half the predetermined sampling frequency Fs;
The discrete data of the even-numbered columns (2n) and the odd-numbered columns (2n + 1) of the I component data and the Q component data output at ½ times the predetermined sampling frequency Fs are input, The even column (2n) of the I component data and the odd column (2n + 1) of the Q component data are output as they are, while the even column (2n) of the Q component data and the I component data are output as they are. Each of the odd-numbered columns (2n + 1) is inverted and output;
The even column (2n) of the I component data and the odd column (2n + 1) of the Q component data output at ½ times the predetermined sampling frequency Fs, and the Q component data An even column (2n) and an inverted output of the odd column (2n + 1) of the I component data are input, and based on a frequency that is 1/2 times the predetermined sampling frequency Fs, the I component data Data I (2n) which is the even column (2n) and data-Q (2n) which is the even column (2n) of the Q component data, and the odd column (2n + 1) of the I component data Output data I (2n + 1) which is an inverted output of data and data Q (2n + 1) which is the odd column (2n + 1) of the Q component data are shifted by the predetermined sampling frequency Fs. And steps to
The data I (2n) and the data-Q (2n) output by shifting the predetermined sampling frequency Fs, and the data-I (2n + 1) and the data Q (2n + 1) are input. The data I (2n), the data-Q (2n), the data-I (2n + 1), and the data are selected based on a frequency twice the sampling frequency Fs. A step of switching and outputting data Q (2n + 1);
An orthogonal frequency division multiplexing modulation method.

請求項４記載の直交周波数分割多重変調方法において、
ディジタルデータをＱＡＭによりディジタル変調する、直交周波数分割多重変調方法。The orthogonal frequency division multiplexing modulation method according to claim 4 ,
An orthogonal frequency division multiplex modulation method in which digital data is digitally modulated by QAM.

請求項４記載の直交周波数分割多重変調方法において、
ディジタルデータをＱＰＳＫによりディジタル変調する、直交周波数分割多重変調方法。The orthogonal frequency division multiplexing modulation method according to claim 4 ,
An orthogonal frequency division multiplexing modulation method in which digital data is digitally modulated by QPSK.