JPS62293969A - 単相整流電源装置 - Google Patents
単相整流電源装置Info
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- JPS62293969A JPS62293969A JP13461386A JP13461386A JPS62293969A JP S62293969 A JPS62293969 A JP S62293969A JP 13461386 A JP13461386 A JP 13461386A JP 13461386 A JP13461386 A JP 13461386A JP S62293969 A JPS62293969 A JP S62293969A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 18
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 17
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- FVTCRASFADXXNN-SCRDCRAPSA-N flavin mononucleotide Chemical compound OP(=O)(O)OC[C@@H](O)[C@@H](O)[C@@H](O)CN1C=2C=C(C)C(C)=CC=2N=C2C1=NC(=O)NC2=O FVTCRASFADXXNN-SCRDCRAPSA-N 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、交流を直流に変換する単相整流電源装置に関
する。
する。
第５図は従来の単相整流電源装置の回路構成を示す図で
ある。この装置は交流電源１にダイオードブリッジ２を
接続し、このダイオードブリッジ２の正・負出力端子間
に、リアクタ３とコンデンサ４とを直列に接続したもの
であり、コンデンサ４の両端間に負荷５を接続するよう
にしたものである。
ある。この装置は交流電源１にダイオードブリッジ２を
接続し、このダイオードブリッジ２の正・負出力端子間
に、リアクタ３とコンデンサ４とを直列に接続したもの
であり、コンデンサ４の両端間に負荷５を接続するよう
にしたものである。
このように構成された従来の重相整流電源装置において
は、ダイオードブリッジ２の入力端子に交流電源１から
の電圧が加わると、リアクタ３を通してコンデンサ４に
充電電流が流入する。このとき、コンデンサ４に負荷５
が接続されていると、リアクタ３を流れた電流の一部は
負荷５にも流れることになる。そして、コンデンサ４の
両端にはその充電電流による直流電圧が発生する。
は、ダイオードブリッジ２の入力端子に交流電源１から
の電圧が加わると、リアクタ３を通してコンデンサ４に
充電電流が流入する。このとき、コンデンサ４に負荷５
が接続されていると、リアクタ３を流れた電流の一部は
負荷５にも流れることになる。そして、コンデンサ４の
両端にはその充電電流による直流電圧が発生する。
上記従来の単相整流電源装置における入力電流の波形は
第６図に示すようなものになる。第６図に示すように、
この波形は電流が全く流れない期間ａ、ｂを有しており
、波形全体が歪んだものになっている。したがって、基
本波力率が高いにもかかわらず、３次高調波等の含有率
が極めて大きく、その結果、総合力率が低くなってしま
う欠点がある。
第６図に示すようなものになる。第６図に示すように、
この波形は電流が全く流れない期間ａ、ｂを有しており
、波形全体が歪んだものになっている。したがって、基
本波力率が高いにもかかわらず、３次高調波等の含有率
が極めて大きく、その結果、総合力率が低くなってしま
う欠点がある。
また出力電圧が、負荷電流の増大に伴って第７図に示す
ように漸次降下してしまう欠点がある。
ように漸次降下してしまう欠点がある。
さらに出力電圧の最大値は、交流筒［１の電圧のビーク
圃で制限される欠点がある。
圃で制限される欠点がある。
上記従来の装置における総合力率の低下および出力電圧
の降下は、リアクタ３の容量をかなり大きくすれば、あ
る程度改善することができる。しかるにこのような手段
を講じると、リアクタ３が大変大きなものとなり、Ｖｔ
ａが大型化することになる。
の降下は、リアクタ３の容量をかなり大きくすれば、あ
る程度改善することができる。しかるにこのような手段
を講じると、リアクタ３が大変大きなものとなり、Ｖｔ
ａが大型化することになる。
そこで本発明は、総合力率の低下および出力電圧の降下
がなく、しかも装置が大型化することのない単相整流電
源装置を提供することを目的とする。
がなく、しかも装置が大型化することのない単相整流電
源装置を提供することを目的とする。
（問題点を解決するための手段）
本発明は上記問題点を解決し目的を達成するために、次
のような手段を講じた。すなわち、整流回路の正・負出
力端子間にリアクタおよびスイッチング素子を接続し、
このスイッチング素子に整流素子を介してコンデンサを
並列接続すると共に、前記スイッチング素子をＯＮ−Ｏ
ＦＦする制御回路を設けたものであり、前記制御回路を
、出力電圧を設定する電圧と出力電圧検出値とを比較し
て得た信号と、負側の回路電流値および正弦波発生回路
からの電圧を基に演算して得た出力信号とからなる制御
信号を前記スイッチング素子に与えるものとした。
のような手段を講じた。すなわち、整流回路の正・負出
力端子間にリアクタおよびスイッチング素子を接続し、
このスイッチング素子に整流素子を介してコンデンサを
並列接続すると共に、前記スイッチング素子をＯＮ−Ｏ
ＦＦする制御回路を設けたものであり、前記制御回路を
、出力電圧を設定する電圧と出力電圧検出値とを比較し
て得た信号と、負側の回路電流値および正弦波発生回路
からの電圧を基に演算して得た出力信号とからなる制御
信号を前記スイッチング素子に与えるものとした。
このような手段を講じたことにより、正弦波電圧と出力
電圧設定電圧と出力電圧の検出電圧とから基準電圧が決
定され、その基準電圧と入力電流検出電圧との比較によ
り得た制御信号によって、スイッチング素子カＯＮ −
ＯＦ Ｆ ｌＩｉ＋１１１１ サれルノテ、総合力率の
低下を防止できると共に、負荷電流の増減に拘らず出力
電圧を一定化できる。
電圧設定電圧と出力電圧の検出電圧とから基準電圧が決
定され、その基準電圧と入力電流検出電圧との比較によ
り得た制御信号によって、スイッチング素子カＯＮ −
ＯＦ Ｆ ｌＩｉ＋１１１１ サれルノテ、総合力率の
低下を防止できると共に、負荷電流の増減に拘らず出力
電圧を一定化できる。
第１図は本発明の一実施例の回路構成図である。
なお、第５図と同一部分には同一符号を付しである。こ
の装置は、交流電源１に整流回路としてのダイオードブ
リッジ２を接続し、このダイオードブリッジ２の正・負
出力端子間に、リアクタ３とスイッチング素子６と電流
検出用抵抗７とが直列に接続されている。そしてスイッ
チング素子６の両端間に整流素子８とコンデンサ４とが
直列に接続され、コンデンサ４と並列に電圧検出用Ｖ１
抗９が接続されている。負荷５はコンデンサ４の両端間
に接続される。１０はスイッチング素子６をＯＮ−ＯＦ
Ｆさせる制η１回路である。この制御回路１０は、ダイ
オードブリッジ２の入力端子に接続された正弦波発生回
路１１と、電圧検出用抵抗９の検出電圧と出力電圧設定
入力端子１２に与えられる設定入力電圧とを比較する電
圧比較回路１３と、正弦波発生回路１１の出力と電圧比
較回路１３の出力とを供給されるマルチブライＡ７１４
と、マルチプライヤ１４の出力と電流検出用抵抗７の検
出出力とを比較する電流比較回路１５と、この電流比較
回路１５の出力に応動し、スイッチング素子６をＯＮ−
ＯＦＦさせるドライブ回路１６とから構成されている。
の装置は、交流電源１に整流回路としてのダイオードブ
リッジ２を接続し、このダイオードブリッジ２の正・負
出力端子間に、リアクタ３とスイッチング素子６と電流
検出用抵抗７とが直列に接続されている。そしてスイッ
チング素子６の両端間に整流素子８とコンデンサ４とが
直列に接続され、コンデンサ４と並列に電圧検出用Ｖ１
抗９が接続されている。負荷５はコンデンサ４の両端間
に接続される。１０はスイッチング素子６をＯＮ−ＯＦ
Ｆさせる制η１回路である。この制御回路１０は、ダイ
オードブリッジ２の入力端子に接続された正弦波発生回
路１１と、電圧検出用抵抗９の検出電圧と出力電圧設定
入力端子１２に与えられる設定入力電圧とを比較する電
圧比較回路１３と、正弦波発生回路１１の出力と電圧比
較回路１３の出力とを供給されるマルチブライＡ７１４
と、マルチプライヤ１４の出力と電流検出用抵抗７の検
出出力とを比較する電流比較回路１５と、この電流比較
回路１５の出力に応動し、スイッチング素子６をＯＮ−
ＯＦＦさせるドライブ回路１６とから構成されている。
次にこのように構成された本実施例の動作について説明
する。
する。
今、スイッチング素子６がＯＦＦの状態において交ＦＲ
電源１を投入すると、ダイオードブリッジ２により整流
された電流がリアクタ３．整流素子８を介してコンデン
サ４に流入し、このコンデンサ４が充電される。この充
電電圧が規定電圧ＶＣに達したところで負荷５を接続す
れば、上記電圧ＶＣによって負荷５に電流が流れる。こ
のとき、出力電圧検出用抵抗９によって検出された電圧
ＶＤは電圧比較回路１３において出力電圧設定入力端子
１２に与えられた設定電圧ｖＳと比較され、その差に応
じた出力電圧ＶＤＳが得られる。この出力電圧ＶＤＳと
、交流電源１から入力を与えられて作動する正弦波発生
回路１１の出力電圧ＶＦとがマルチプライヤ１４に入力
することにより、このマルチプライヤ１４の出力端には
基準電圧ＫＶＦ−ＶＤＳがＪｌ’ｌ。
電源１を投入すると、ダイオードブリッジ２により整流
された電流がリアクタ３．整流素子８を介してコンデン
サ４に流入し、このコンデンサ４が充電される。この充
電電圧が規定電圧ＶＣに達したところで負荷５を接続す
れば、上記電圧ＶＣによって負荷５に電流が流れる。こ
のとき、出力電圧検出用抵抗９によって検出された電圧
ＶＤは電圧比較回路１３において出力電圧設定入力端子
１２に与えられた設定電圧ｖＳと比較され、その差に応
じた出力電圧ＶＤＳが得られる。この出力電圧ＶＤＳと
、交流電源１から入力を与えられて作動する正弦波発生
回路１１の出力電圧ＶＦとがマルチプライヤ１４に入力
することにより、このマルチプライヤ１４の出力端には
基準電圧ＫＶＦ−ＶＤＳがＪｌ’ｌ。
一方、入力電流によって電流検出用抵抗７には電圧Ｖｌ
が発生する。この電圧Ｖｌと前記基準電圧ＫＶＦ−ＶＤ
Ｓどは電流比較回路１５によって比較される。電流比較
回路１５ではヒステリシス電圧ＶＨを持った比較が行な
われる。
が発生する。この電圧Ｖｌと前記基準電圧ＫＶＦ−ＶＤ
Ｓどは電流比較回路１５によって比較される。電流比較
回路１５ではヒステリシス電圧ＶＨを持った比較が行な
われる。
すなわち、電流検出用抵抗７により検出した電圧Ｖｌが
増加中（スイッチング素子６がＯＮ）ならば、ＶｌがＫ
ＶＦ−ＶＤＳ＋ＶＨＩＣＷＬくなるまで現在出力中のＯ
Ｎ信号を継続して出力し、等しくなったところでＯＦＦ
信号を出力する。逆に減少中（スイッチング素子６が０
ＦＦ）ならば、ｖｌがＫＶＩ・ＶＤＳに等しくなるまで
現在出力中のＯＦＦ信号を出力し、等しくなったところ
でＯＦ ＦＭＮを出力する。今、スイッチング素子６が
ＯＦＦなので後者の動作となる。以下、前者。
増加中（スイッチング素子６がＯＮ）ならば、ＶｌがＫ
ＶＦ−ＶＤＳ＋ＶＨＩＣＷＬくなるまで現在出力中のＯ
Ｎ信号を継続して出力し、等しくなったところでＯＦＦ
信号を出力する。逆に減少中（スイッチング素子６が０
ＦＦ）ならば、ｖｌがＫＶＩ・ＶＤＳに等しくなるまで
現在出力中のＯＦＦ信号を出力し、等しくなったところ
でＯＦ ＦＭＮを出力する。今、スイッチング素子６が
ＯＦＦなので後者の動作となる。以下、前者。
後者の動作を連続的に繰返していく。
電流比較回路１５の出力はドライブ回路１６に入力し、
スイッチング素子６がドライブ可能な信号に変換されて
スイッチング素子６のゲートに与えられる。
スイッチング素子６がドライブ可能な信号に変換されて
スイッチング素子６のゲートに与えられる。
スイッチング素子６がＯＮの場合は、入力電流はリアク
タ３．スイッチング素子６を流れ、コンデンサ４には流
れない。したがってコンデンサ４への充電は行なわれな
い。負荷５にはスイッチング素子６がＯＦＦの場合と同
じようにコンデンサ４に予め充電されている電圧に応じ
た電流が流れる。
タ３．スイッチング素子６を流れ、コンデンサ４には流
れない。したがってコンデンサ４への充電は行なわれな
い。負荷５にはスイッチング素子６がＯＦＦの場合と同
じようにコンデンサ４に予め充電されている電圧に応じ
た電流が流れる。
このように本実施例によれば、入力電流が電流検出用抵
抗７により電圧として検出され、その検出電圧ＶＩと正
弦波の基準電圧ＫＶＦ・ＶＤＳとが比較され、その差に
応じてコンデンサ両端間に接続されているスイッチング
素子６が ＯＮ−ＯＦＦするので、回路には第２図の実
線で示すような波形の入力電流が流れ、破線で示す従来
の入力電流に比べて力率が良くなる。また出力電圧を電
圧検出用抵抗９により検出し、この検出電圧ＶＤと設定
電圧ｖＳとの差を求め、その差に応じて正弦波の基準電
圧の振幅が決まるので、第３図の実線で示すように出力
電圧を負荷Ｎ流に対して一定化することができる。さら
に、設定電圧ｖＳを可変制御することにより、第４図に
示すように出力電圧を低電圧から高電圧まで変化させ得
る。
抗７により電圧として検出され、その検出電圧ＶＩと正
弦波の基準電圧ＫＶＦ・ＶＤＳとが比較され、その差に
応じてコンデンサ両端間に接続されているスイッチング
素子６が ＯＮ−ＯＦＦするので、回路には第２図の実
線で示すような波形の入力電流が流れ、破線で示す従来
の入力電流に比べて力率が良くなる。また出力電圧を電
圧検出用抵抗９により検出し、この検出電圧ＶＤと設定
電圧ｖＳとの差を求め、その差に応じて正弦波の基準電
圧の振幅が決まるので、第３図の実線で示すように出力
電圧を負荷Ｎ流に対して一定化することができる。さら
に、設定電圧ｖＳを可変制御することにより、第４図に
示すように出力電圧を低電圧から高電圧まで変化させ得
る。
スイッチング素子６としてパワーＭＯ８ＦＥＴなどを使
用すれば、１００ＫＨｚのスイッチングも可能なので、
リアクタ３を非常に小さくでき、装置を小型にすること
ができる。
用すれば、１００ＫＨｚのスイッチングも可能なので、
リアクタ３を非常に小さくでき、装置を小型にすること
ができる。
なお、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形実施可能であ
るのは勿論である。
本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形実施可能であ
るのは勿論である。
（発明の効果〕
本発明によれば、整流回路の正・負出力端子間にリアク
タおよびスイッチング素子を接続し、このスイッチング
素子に整流素子を介してコンデンサを並列接続すると共
に、前記スイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦする制御回路
を設けたものであり、前記制御回路を、出力電圧を設定
する電圧と出ツノ電圧検出値とを比較して得た信号と、
負側の回路ｉｌ流値および正弦波発生回路からの電圧を
基に演惇して得た出力信号とからなる１ｌｌｌ ｔｉＩ
Ｉ信号を前記スイッチング素子に与えるものとしたので
、総合力率の低下および出力電圧の降下がなく、しかも
装置が大型化することのない単相整流Ｎ源装置を提供で
きる。
タおよびスイッチング素子を接続し、このスイッチング
素子に整流素子を介してコンデンサを並列接続すると共
に、前記スイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦする制御回路
を設けたものであり、前記制御回路を、出力電圧を設定
する電圧と出ツノ電圧検出値とを比較して得た信号と、
負側の回路ｉｌ流値および正弦波発生回路からの電圧を
基に演惇して得た出力信号とからなる１ｌｌｌ ｔｉＩ
Ｉ信号を前記スイッチング素子に与えるものとしたので
、総合力率の低下および出力電圧の降下がなく、しかも
装置が大型化することのない単相整流Ｎ源装置を提供で
きる。
第１図〜第４図は本発明の一実施例を示す図で、第１図
は回路構成を示す図、第２図は入力電流の波形を示す図
、第３図は負荷電流に対する出力電圧の特性を示す図、
第４図は設定電圧に対する出力電圧の特性を示す図であ
る。第５図〜第７図は従来例を示す図で、第５図は回路
構成を示す図、第６図は入力電流波形図、第７図は負荷
電流に対する出力電圧の特性を示す図である。 １・・・交流電源、２・・・ダイオードブリッジ、３・
・・リアクタ、４・・・コンデンサ、５・・・負荷、６
・・・スイッチング素子、７．・・・電流検出用抵抗、
８・・・整流素子、９・・・電圧検出用抵抗、１０・・
・ｆｌｉｌ ′ｎ回路、１１・・・正弦波５を主回路、
１２・・・出力電圧設定入力端子、１３・・・電圧比較
回路、１４・・・マルチプライヤ、１５・・・電流比較
回路、１６・・・ドライブ回路。
は回路構成を示す図、第２図は入力電流の波形を示す図
、第３図は負荷電流に対する出力電圧の特性を示す図、
第４図は設定電圧に対する出力電圧の特性を示す図であ
る。第５図〜第７図は従来例を示す図で、第５図は回路
構成を示す図、第６図は入力電流波形図、第７図は負荷
電流に対する出力電圧の特性を示す図である。 １・・・交流電源、２・・・ダイオードブリッジ、３・
・・リアクタ、４・・・コンデンサ、５・・・負荷、６
・・・スイッチング素子、７．・・・電流検出用抵抗、
８・・・整流素子、９・・・電圧検出用抵抗、１０・・
・ｆｌｉｌ ′ｎ回路、１１・・・正弦波５を主回路、
１２・・・出力電圧設定入力端子、１３・・・電圧比較
回路、１４・・・マルチプライヤ、１５・・・電流比較
回路、１６・・・ドライブ回路。
Claims (1)
- 整流回路と、この整流回路の正・負出力端子間に接続さ
れたリアクタおよびスイッチング素子と、このスイッチ
ング素子に整流素子を介して並列接続されたコンデンサ
と、前記スイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦする制御回路
とを備え、前記制御回路は、出力電圧を設定する電圧と
出力電圧検出値とを比較して得た信号と、負側の回路電
流値および正弦波発生回路からの電圧を基に演算して得
た出力信号とからなる制御信号を前記スイッチング素子
に与えるものであることを特徴とする単相整流電源装置
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13461386A JPS62293969A (ja) | 1986-06-10 | 1986-06-10 | 単相整流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13461386A JPS62293969A (ja) | 1986-06-10 | 1986-06-10 | 単相整流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62293969A true JPS62293969A (ja) | 1987-12-21 |
Family
ID=15132488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13461386A Pending JPS62293969A (ja) | 1986-06-10 | 1986-06-10 | 単相整流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62293969A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02168864A (ja) * | 1988-12-19 | 1990-06-28 | Origin Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
| JPH02197264A (ja) * | 1989-01-23 | 1990-08-03 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| US5003454A (en) * | 1990-01-09 | 1991-03-26 | North American Philips Corporation | Power supply with improved power factor correction |
| JP2008187886A (ja) * | 2007-01-15 | 2008-08-14 | Oyl Research & Development Centre Sdn Bhd | 力率補正回路 |
| CN107040137A (zh) * | 2017-05-03 | 2017-08-11 | 北京新能源汽车股份有限公司 | 一种增强主电路的控制装置、车载充电机和汽车 |
-
1986
- 1986-06-10 JP JP13461386A patent/JPS62293969A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02168864A (ja) * | 1988-12-19 | 1990-06-28 | Origin Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
| JPH02197264A (ja) * | 1989-01-23 | 1990-08-03 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| US5003454A (en) * | 1990-01-09 | 1991-03-26 | North American Philips Corporation | Power supply with improved power factor correction |
| JP2008187886A (ja) * | 2007-01-15 | 2008-08-14 | Oyl Research & Development Centre Sdn Bhd | 力率補正回路 |
| CN107040137A (zh) * | 2017-05-03 | 2017-08-11 | 北京新能源汽车股份有限公司 | 一种增强主电路的控制装置、车载充电机和汽车 |
| CN107040137B (zh) * | 2017-05-03 | 2019-09-03 | 北京新能源汽车股份有限公司 | 一种增强主电路的控制装置、车载充电机和汽车 |
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