JPH06335240A - スイッチングタイプ調整電源 - Google Patents
スイッチングタイプ調整電源Info
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- JPH06335240A JPH06335240A JP6089643A JP8964394A JPH06335240A JP H06335240 A JPH06335240 A JP H06335240A JP 6089643 A JP6089643 A JP 6089643A JP 8964394 A JP8964394 A JP 8964394A JP H06335240 A JPH06335240 A JP H06335240A
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- H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/2176—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 熱分流抵抗を不要にし、装置の熱消失を減少
するスイッチングタイプ調整電源を提供する。 【構成】 電源装置は、差電圧センサ17によるコンデン
サ電圧の測定及びスイッチングパワーFET16のドレイ
ン−ソース電圧の測定によって負荷コンデンサ15の両端
間の電圧を調整する制御回路21を用いる。FET16を、
市販のAC電源10から得られる全波整流電圧を供給する
入力端子12,13 間で負荷コンデンサ15に直列接続する。
制御回路21は、負荷コンデンサ15を(濾波されていな
い)整流電圧の各サイクル中に少なくとも1回充電する
ように、パワーFET16のスイッチング動作を制御す
る。
するスイッチングタイプ調整電源を提供する。 【構成】 電源装置は、差電圧センサ17によるコンデン
サ電圧の測定及びスイッチングパワーFET16のドレイ
ン−ソース電圧の測定によって負荷コンデンサ15の両端
間の電圧を調整する制御回路21を用いる。FET16を、
市販のAC電源10から得られる全波整流電圧を供給する
入力端子12,13 間で負荷コンデンサ15に直列接続する。
制御回路21は、負荷コンデンサ15を(濾波されていな
い)整流電圧の各サイクル中に少なくとも1回充電する
ように、パワーFET16のスイッチング動作を制御す
る。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は電源回路、特にスイッチ
ングタイプの低電力のトランスレス、非誘導電源回路に
関するものである。
ングタイプの低電力のトランスレス、非誘導電源回路に
関するものである。
【0002】
【従来の技術】テレビジョン受像機に見られる通常の形
態の電源は、全波ブリッジ整流器、(例えば330μF
の)負荷コンデンサ及び線形レギュレータから成る。ブ
リッジ整流器は、負荷コンデンサによって濾波された電
圧を発生する。負荷コンデンサ電圧はこの場合、予め選
定されたレベル例えば130Vで電圧を順に調整する線
形レギュレータに帰還される。
態の電源は、全波ブリッジ整流器、(例えば330μF
の)負荷コンデンサ及び線形レギュレータから成る。ブ
リッジ整流器は、負荷コンデンサによって濾波された電
圧を発生する。負荷コンデンサ電圧はこの場合、予め選
定されたレベル例えば130Vで電圧を順に調整する線
形レギュレータに帰還される。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】このような電源は欠点
及び制限を有する。120VのAC入力に対して、17
0Vがブリッジ整流器の負荷コンデンサの両端間に発生
する。線形レギュレータは130Vの出力電圧を発生す
るはずであるので、レギュレータ自身の両端間に40V
の降下が存在し、1Aの電流となる。レギュレータを、
過度の消失電力による損傷から保護するために、多数の
端子抵抗が電流の一部を分流するためにレギュレータに
並列に接続されている。これらの抵抗により装置全体の
コストが上昇し、さらにTVボードが膨大な量の空間を
占領するので、抵抗がかさばりしたがって好ましくな
い。また、これらの抵抗は線間電圧を少ししか変えるこ
とができない。その理由は、負荷コンデンサの電圧定格
を超える場合、負荷コンデンサ及び線形レギュレータに
対する損傷が発生するおそれがあるからである。このよ
うな電源にはしたがって良好に調整された120Vの市
販の線間電圧が必要とされる。負荷コンデンサはAC供
給電圧の半サイクルそれぞれに対して1回だけ充電され
るので、より高いピークのコンデンサ充電電流が、付随
する他の障害とともに発生する。
及び制限を有する。120VのAC入力に対して、17
0Vがブリッジ整流器の負荷コンデンサの両端間に発生
する。線形レギュレータは130Vの出力電圧を発生す
るはずであるので、レギュレータ自身の両端間に40V
の降下が存在し、1Aの電流となる。レギュレータを、
過度の消失電力による損傷から保護するために、多数の
端子抵抗が電流の一部を分流するためにレギュレータに
並列に接続されている。これらの抵抗により装置全体の
コストが上昇し、さらにTVボードが膨大な量の空間を
占領するので、抵抗がかさばりしたがって好ましくな
い。また、これらの抵抗は線間電圧を少ししか変えるこ
とができない。その理由は、負荷コンデンサの電圧定格
を超える場合、負荷コンデンサ及び線形レギュレータに
対する損傷が発生するおそれがあるからである。このよ
うな電源にはしたがって良好に調整された120Vの市
販の線間電圧が必要とされる。負荷コンデンサはAC供
給電圧の半サイクルそれぞれに対して1回だけ充電され
るので、より高いピークのコンデンサ充電電流が、付随
する他の障害とともに発生する。
【0004】米国特許明細書第4,685,046 号には、低電
圧の直流負荷に附勢すようのに構成したスイッチングタ
イプのトランスレスかつ低電圧の直流電源が記載されて
いる。全波ブリッジ整流器は120Hzの脈動直流電流
を供給するために、115V,60Hzの交流ラインの
両端間に直接結合されている。相補型でオン及びオフを
交互に切り替える一対のトランジスタは、120Hzの
直流パルスの各前縁及び後縁でのみ低電力を負荷に供給
する。負荷の両端間に結果として生じる例えば11.3
ピーク電圧の直流電圧を、ブリッジ出力に付与された脈
動直流電流の(例えば161ピーク電圧の)ピーク電圧
に比べて所望のレベルまでほぼ減少する。他の実施例で
はトランジスタの動作は、負荷に直列のFETのスイッ
チングを制御する一対のオペアンプによって行われる。
制御動作は、電源回路の入力電圧を感知することによっ
て行われる。この場合、入力が非常に急に変化し、セン
サがこの変化に迅速に応答できない場合、出力電圧の正
確な値を良好に制御することができないという不都合が
ある。さらに、回路の閾値レベルをチェナーダイオード
によって設定しているので、回路は閾値を調整する必要
がある場合に順応性に欠く。
圧の直流負荷に附勢すようのに構成したスイッチングタ
イプのトランスレスかつ低電圧の直流電源が記載されて
いる。全波ブリッジ整流器は120Hzの脈動直流電流
を供給するために、115V,60Hzの交流ラインの
両端間に直接結合されている。相補型でオン及びオフを
交互に切り替える一対のトランジスタは、120Hzの
直流パルスの各前縁及び後縁でのみ低電力を負荷に供給
する。負荷の両端間に結果として生じる例えば11.3
ピーク電圧の直流電圧を、ブリッジ出力に付与された脈
動直流電流の(例えば161ピーク電圧の)ピーク電圧
に比べて所望のレベルまでほぼ減少する。他の実施例で
はトランジスタの動作は、負荷に直列のFETのスイッ
チングを制御する一対のオペアンプによって行われる。
制御動作は、電源回路の入力電圧を感知することによっ
て行われる。この場合、入力が非常に急に変化し、セン
サがこの変化に迅速に応答できない場合、出力電圧の正
確な値を良好に制御することができないという不都合が
ある。さらに、回路の閾値レベルをチェナーダイオード
によって設定しているので、回路は閾値を調整する必要
がある場合に順応性に欠く。
【0005】出力電圧を決定する入力供給電圧も感知す
る他のトランスレス電源が独国特許明細書第3304759 号
に記載されている。この明細書では、第1オペアンプが
全波ブリッジ整流器によって供給される第1入力電圧
と、チェナーダイオード及び抵抗分圧器によって供給さ
れるDC基準電圧とを比較し、かつ、第2オペアンプが
第2入力電圧とDC基準電圧とを比較する。いずれかの
入力電圧が基準電圧より低い場合、負荷コンデンサに直
列のスイッチングトランジスタがターンオンする。負荷
コンデンサは整流AC供給電圧が基準電圧より低い場合
にのみ充電される。制御動作は入力電圧を感知すること
により繰り返し行う。この回路は、低電圧側の電力スイ
ッチと比較した場合より多い電力損失を発生する高電圧
側の電力スイッチを使用しており、その結果回路の集積
に問題が発生する。
る他のトランスレス電源が独国特許明細書第3304759 号
に記載されている。この明細書では、第1オペアンプが
全波ブリッジ整流器によって供給される第1入力電圧
と、チェナーダイオード及び抵抗分圧器によって供給さ
れるDC基準電圧とを比較し、かつ、第2オペアンプが
第2入力電圧とDC基準電圧とを比較する。いずれかの
入力電圧が基準電圧より低い場合、負荷コンデンサに直
列のスイッチングトランジスタがターンオンする。負荷
コンデンサは整流AC供給電圧が基準電圧より低い場合
にのみ充電される。制御動作は入力電圧を感知すること
により繰り返し行う。この回路は、低電圧側の電力スイ
ッチと比較した場合より多い電力損失を発生する高電圧
側の電力スイッチを使用しており、その結果回路の集積
に問題が発生する。
【0006】本発明の目的は、広入力電圧レンジから、
負荷コンデンサの両端間に調整されたDC電圧を発生す
る低コストの集積電源回路、特に120Vと220Vの
両方の線間電圧で用いることができる回路を提供するこ
とである。
負荷コンデンサの両端間に調整されたDC電圧を発生す
る低コストの集積電源回路、特に120Vと220Vの
両方の線間電圧で用いることができる回路を提供するこ
とである。
【0007】本発明の他の目的は、このタイプの既知の
回路の欠点及び制限を克服する電源予備レギュレータ回
路、特に入力電圧の代わりに出力電圧を感知する回路を
提供することである。
回路の欠点及び制限を克服する電源予備レギュレータ回
路、特に入力電圧の代わりに出力電圧を感知する回路を
提供することである。
【0008】本発明の他の目的は、負荷コンデンサの充
電電流を減少させるとともに電力消失を最小に維持する
電源予備レギュレータ回路を提供することである。
電電流を減少させるとともに電力消失を最小に維持する
電源予備レギュレータ回路を提供することである。
【0009】本発明の他の目的は、ドレイン−ソース電
圧(VDS)が安全レベル例えば60Vより低い場合にの
みパワースイッチングトランジスタを切り替えるよう
に、パワースイッチングトランジスタを測定することに
より、スイッチングトランジスタの切替損失を低く維持
する電源を供給することである。
圧(VDS)が安全レベル例えば60Vより低い場合にの
みパワースイッチングトランジスタを切り替えるよう
に、パワースイッチングトランジスタを測定することに
より、スイッチングトランジスタの切替損失を低く維持
する電源を供給することである。
【0010】本発明の他の目的は、かさばる熱分流抵抗
を不要にし、したがって装置の熱消失を減少する電源を
提供することである。
を不要にし、したがって装置の熱消失を減少する電源を
提供することである。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、入力サ
イクルの立上がり縁中に負荷コンデンサを充電する新規
の集積回路電源装置によって達成される。この装置は負
荷コンデンサの両端間の出力電圧を感知する制御回路を
有し、コンデンサ電圧が予め設定した電圧レベル例えば
150Vを超える度に、制御回路は、負荷コンデンサの
充電を停止する直列接続した電界効果トランジスタ(F
ET)のようなスイッチングトランジスタをターンオフ
する。全波整流AC正弦供給電圧を負荷コンデンサとス
イッチングトランジスタとの直列回路に印加し、供給電
圧の整流半サイクルの立下がり縁中に、制御回路はスイ
ッチングトランジスタのドレイン−ソース電圧が予め設
定した安全レベル(例えば60V)に到達するときを感
知し、これに応答して入力電圧がコンデンサ電圧より低
く降下するまで上記サイクル中二度目の負荷コンデンサ
の充電を行うためにパワースイッチングトランジスタを
オンに切り替える。トランジスタのスイッチは、整流供
給電圧の次の立上がり(立下がり)縁において、すなわ
ち供給電圧が負荷コンデンサ電圧を再び超える場合、負
荷コンデンサを繰り返し再充電するように、オン状態で
ある。次に制御回路は、負荷コンデンサ電圧(すなわち
出力電圧)が予め設定した電圧レベル(例えば150
V)を再び超える場合、直列接続したスイッチングトラ
ンジスタをオフに切り替える。このようにして、負荷コ
ンデンサをAC供給電圧の各半サイクル中に2回(すな
わち全波ブリッジ整流器回路の出力端子の脈動整流電圧
の各サイクル中に2回)充電する。
イクルの立上がり縁中に負荷コンデンサを充電する新規
の集積回路電源装置によって達成される。この装置は負
荷コンデンサの両端間の出力電圧を感知する制御回路を
有し、コンデンサ電圧が予め設定した電圧レベル例えば
150Vを超える度に、制御回路は、負荷コンデンサの
充電を停止する直列接続した電界効果トランジスタ(F
ET)のようなスイッチングトランジスタをターンオフ
する。全波整流AC正弦供給電圧を負荷コンデンサとス
イッチングトランジスタとの直列回路に印加し、供給電
圧の整流半サイクルの立下がり縁中に、制御回路はスイ
ッチングトランジスタのドレイン−ソース電圧が予め設
定した安全レベル(例えば60V)に到達するときを感
知し、これに応答して入力電圧がコンデンサ電圧より低
く降下するまで上記サイクル中二度目の負荷コンデンサ
の充電を行うためにパワースイッチングトランジスタを
オンに切り替える。トランジスタのスイッチは、整流供
給電圧の次の立上がり(立下がり)縁において、すなわ
ち供給電圧が負荷コンデンサ電圧を再び超える場合、負
荷コンデンサを繰り返し再充電するように、オン状態で
ある。次に制御回路は、負荷コンデンサ電圧(すなわち
出力電圧)が予め設定した電圧レベル(例えば150
V)を再び超える場合、直列接続したスイッチングトラ
ンジスタをオフに切り替える。このようにして、負荷コ
ンデンサをAC供給電圧の各半サイクル中に2回(すな
わち全波ブリッジ整流器回路の出力端子の脈動整流電圧
の各サイクル中に2回)充電する。
【0012】したがって負荷電圧を、基準電圧によって
決定されるあらゆる予め設定された閾値レベルに調整す
ることができる。従来の方法と異なり、このレベルは入
力電圧の振幅すなわち変化の割合によって影響を受けな
い。スイッチングトランジスタを、低電力消失かつ実現
及び集積が容易という利点を有する共通ソース形態の下
側スイッチとする。負荷コンデンサの二重充電方法によ
り負荷の両端間のリプル電圧を最小にする。
決定されるあらゆる予め設定された閾値レベルに調整す
ることができる。従来の方法と異なり、このレベルは入
力電圧の振幅すなわち変化の割合によって影響を受けな
い。スイッチングトランジスタを、低電力消失かつ実現
及び集積が容易という利点を有する共通ソース形態の下
側スイッチとする。負荷コンデンサの二重充電方法によ
り負荷の両端間のリプル電圧を最小にする。
【0013】入力電圧ではなく負荷コンデンサ電圧及び
スイッチングトランジスタのドレイン−ソース電圧を測
定するこのようないわゆる出力感知法の利点は、この方
法によれば各サイクル中に2回コンデンサを充電する間
負荷コンデンサ電圧を直接制御できるということであ
る。このことは出力電圧を、入力電圧の非常に広レンジ
に亘ってより正確に調整することができるという非常に
実際的な利点を有する。
スイッチングトランジスタのドレイン−ソース電圧を測
定するこのようないわゆる出力感知法の利点は、この方
法によれば各サイクル中に2回コンデンサを充電する間
負荷コンデンサ電圧を直接制御できるということであ
る。このことは出力電圧を、入力電圧の非常に広レンジ
に亘ってより正確に調整することができるという非常に
実際的な利点を有する。
【0014】要約すれば、制御回路は負荷コンデンサ電
圧を感知し、この電圧が予め設定したレベル(例えば1
50V)を超える場合スイッチングトランジスタをター
ンオフする。制御回路はドレイン−ソース電圧も感知
し、ドレイン−ソース電圧が安全レベル(例えば60
V)より下に降下する場合再びターンオンするようにす
ることができる。このために負荷コンデンサを第2のピ
ークが発生する第2の瞬時に充電することができる。切
替損失を、ドレイン−ソース電圧が安全レベルより下で
ある場合にのみスイッチングトランジスタを切り替える
ことにより最小に維持する。負荷コンデンサのピーク充
電電流を低い値に維持し、かつ、回路の電力消失を最小
に維持する。
圧を感知し、この電圧が予め設定したレベル(例えば1
50V)を超える場合スイッチングトランジスタをター
ンオフする。制御回路はドレイン−ソース電圧も感知
し、ドレイン−ソース電圧が安全レベル(例えば60
V)より下に降下する場合再びターンオンするようにす
ることができる。このために負荷コンデンサを第2のピ
ークが発生する第2の瞬時に充電することができる。切
替損失を、ドレイン−ソース電圧が安全レベルより下で
ある場合にのみスイッチングトランジスタを切り替える
ことにより最小に維持する。負荷コンデンサのピーク充
電電流を低い値に維持し、かつ、回路の電力消失を最小
に維持する。
【0015】
【実施例】図1は、本発明のコンデンサ二重充電の概念
を用いる予備レギュレータ電源のブロックダイヤグラム
を示す。60Hz等の周波数で115V又は220Vの
正弦波の交流電流の通常の市販の電源10を、4個のダ
イオードから成る全波ブリッジ整流器11の一対の入力
端子に結合する。ブリッジの出力部は、正電圧ライン1
2と負電圧ライン13との間に脈動整流電圧Vinを付与
する。
を用いる予備レギュレータ電源のブロックダイヤグラム
を示す。60Hz等の周波数で115V又は220Vの
正弦波の交流電流の通常の市販の電源10を、4個のダ
イオードから成る全波ブリッジ整流器11の一対の入力
端子に結合する。ブリッジの出力部は、正電圧ライン1
2と負電圧ライン13との間に脈動整流電圧Vinを付与
する。
【0016】電気負荷14をフィルタすなわち負荷コン
デンサ15に並列接続し、この並列結合を、負荷電流を
制御することができるパワーFET形のスイッチングト
ランジスタ16に直列接続する。スイッチングトランジ
スタ16を好ましくは、集積を集積回路で簡単化したD
C供給電圧の低電圧側に接続する。FETとして好まし
くはLIGBTパワーデバイス又はLDMOSデバイス
を選定する。当然、本発明はこれらのパワーデバイスの
選定に限定されるものではない。
デンサ15に並列接続し、この並列結合を、負荷電流を
制御することができるパワーFET形のスイッチングト
ランジスタ16に直列接続する。スイッチングトランジ
スタ16を好ましくは、集積を集積回路で簡単化したD
C供給電圧の低電圧側に接続する。FETとして好まし
くはLIGBTパワーデバイス又はLDMOSデバイス
を選定する。当然、本発明はこれらのパワーデバイスの
選定に限定されるものではない。
【0017】制御回路21は、コンデンサ電圧を感知す
るために負荷コンデンサ15の両端間に結合した減算回
路17を有する。差電圧を感知する手段が非平衡終端さ
れた電圧センサよりも必要とされる。減算回路17は、
スイッチングトランジスタ16のターンオフ中に生じた
リンギングによって発生したあらゆるスプリアス入力を
阻止するのを助けるヒステリシス回路を有してもよく、
又は有しなくてもよい。
るために負荷コンデンサ15の両端間に結合した減算回
路17を有する。差電圧を感知する手段が非平衡終端さ
れた電圧センサよりも必要とされる。減算回路17は、
スイッチングトランジスタ16のターンオフ中に生じた
リンギングによって発生したあらゆるスプリアス入力を
阻止するのを助けるヒステリシス回路を有してもよく、
又は有しなくてもよい。
【0018】減算回路17の出力をコンパレータ18の
非反転入力(+)に接続する。コンパレータ18の非反
転入力(−)を、予め設定された基準電圧Vref を印加
する端子19に接続する。基準電圧Vref は、コンパレ
ータ18が状態を変え、所望なら調整することができる
電位を決定する。テレビジョン受像機に用いられる例で
は、基準電圧Vref を、負荷コンデンサ15の両端間の
負荷コンデンサ電圧V cap が150Vを超える場合、コ
ンパレータ18が状態を変えるように選定した。
非反転入力(+)に接続する。コンパレータ18の非反
転入力(−)を、予め設定された基準電圧Vref を印加
する端子19に接続する。基準電圧Vref は、コンパレ
ータ18が状態を変え、所望なら調整することができる
電位を決定する。テレビジョン受像機に用いられる例で
は、基準電圧Vref を、負荷コンデンサ15の両端間の
負荷コンデンサ電圧V cap が150Vを超える場合、コ
ンパレータ18が状態を変えるように選定した。
【0019】センサ回路20を、スイッチングトランジ
スタ16のドレイン−ソース電圧V DSを感知するために
設ける。以下説明するように、VDSのセンサ回路20
は、スイッチングトランジスタ16の電圧VDSと基準電
圧とを比較する第2の比較回路を具えてもよく、本例で
は基準電圧を、パワースイッチングトランジスタのドレ
イン−ソース電圧か60Vより低く降下する場合に第2
のコンパレータが状態を変えるように選定する。
スタ16のドレイン−ソース電圧V DSを感知するために
設ける。以下説明するように、VDSのセンサ回路20
は、スイッチングトランジスタ16の電圧VDSと基準電
圧とを比較する第2の比較回路を具えてもよく、本例で
は基準電圧を、パワースイッチングトランジスタのドレ
イン−ソース電圧か60Vより低く降下する場合に第2
のコンパレータが状態を変えるように選定する。
【0020】コンパレータ回路18の出力端子及びVDS
のセンサ回路20の出力端子をそれぞれ、最も簡単な形
態をNORゲートで構成することができる論理回路22
の各入力端子に接続する。
のセンサ回路20の出力端子をそれぞれ、最も簡単な形
態をNORゲートで構成することができる論理回路22
の各入力端子に接続する。
【0021】論理回路22の出力端子を駆動増幅器23
の入力端子に結合する。駆動増幅器23の出力端子をパ
ワースイッチングトランジスタ16のゲート電極に結合
する。負荷コンデンサ15に結合されたDC出力端子対
は、負荷コンデンサ電圧を線形レギュレータ回路等(図
示せず)に印加することができる。
の入力端子に結合する。駆動増幅器23の出力端子をパ
ワースイッチングトランジスタ16のゲート電極に結合
する。負荷コンデンサ15に結合されたDC出力端子対
は、負荷コンデンサ電圧を線形レギュレータ回路等(図
示せず)に印加することができる。
【0022】図1の回路の動作を、図2に示す電圧波形
ダイヤグラムに関連して説明する。ブリッジ整流器11
の回路は、図2に示す脈動整流電圧波形Vinを印加す
る。60HzのAC供給電圧の場合、電圧Vinは120
Hzの周波数を有する。電圧V inを、負荷コンデンサ1
5及びスイッチングトランジスタ16から成る直列回路
の両端間に印加する。
ダイヤグラムに関連して説明する。ブリッジ整流器11
の回路は、図2に示す脈動整流電圧波形Vinを印加す
る。60HzのAC供給電圧の場合、電圧Vinは120
Hzの周波数を有する。電圧V inを、負荷コンデンサ1
5及びスイッチングトランジスタ16から成る直列回路
の両端間に印加する。
【0023】制御回路21の機能により、入力電圧Vin
が予め設定した電圧より高いピーク値を有するにもかか
わらず、負荷コンデンサ15の両端間の電圧VCAP を予
め設定した電圧レベルに調整することができる。最初
に、負荷コンデンサ15を充電しないと仮定すると、ス
イッチングトランジスタ16を、全電圧Vinがほぼ負荷
コンデンサ15の両端間に存在するように十分にターン
オンする。このために、負荷コンデンサ15を電圧Vin
が上昇するに従って充電することができる。すなわち電
圧Vinが上昇するに従って、コンデンサ電圧VCAP も上
昇する。
が予め設定した電圧より高いピーク値を有するにもかか
わらず、負荷コンデンサ15の両端間の電圧VCAP を予
め設定した電圧レベルに調整することができる。最初
に、負荷コンデンサ15を充電しないと仮定すると、ス
イッチングトランジスタ16を、全電圧Vinがほぼ負荷
コンデンサ15の両端間に存在するように十分にターン
オンする。このために、負荷コンデンサ15を電圧Vin
が上昇するに従って充電することができる。すなわち電
圧Vinが上昇するに従って、コンデンサ電圧VCAP も上
昇する。
【0024】減算回路17は継続的に差電圧VCAP を測
定し、コンパレータ18によってV CAP と、コンパレー
タ18の反転入力に供給される予め設定された基準電圧
Vre f とを比較する。負荷コンデンサ電圧VCAP が予め
設定したレベルすなわち本例において選定した150V
に到達すると、コンパレータ18は状態を変える。
定し、コンパレータ18によってV CAP と、コンパレー
タ18の反転入力に供給される予め設定された基準電圧
Vre f とを比較する。負荷コンデンサ電圧VCAP が予め
設定したレベルすなわち本例において選定した150V
に到達すると、コンパレータ18は状態を変える。
【0025】論理回路22は、駆動増幅器23を介して
スイッチングトランジスタ16のゲートに印加されるゲ
ートターンオフ電圧によって、スイッチングトランジス
タ16を遮断するために、比較器回路18の出力信号に
応答する。このために、入力電圧Vinが150Vのレベ
ルより上の値から更に増加した場合に、負荷コンデンサ
15をこれ以上充電するのを防ぐ。したがって、図2の
波形における瞬時t1でコンデンサ電圧波形の第1ピーク
が発生する。図2の波形ダイヤグラムは、スイッチング
トランジスタ16をターンオフする際の瞬時t1で降下す
るスイッチゲート電圧波形VSWも示す。スイッチングト
ランジスタ16が瞬時t1でターンオフした後の時間周期
中に、負荷コンデンサ15は、図2のコンデンサ波形V
CAP によって示したように、負荷抵抗14を介して徐々
に放電する。
スイッチングトランジスタ16のゲートに印加されるゲ
ートターンオフ電圧によって、スイッチングトランジス
タ16を遮断するために、比較器回路18の出力信号に
応答する。このために、入力電圧Vinが150Vのレベ
ルより上の値から更に増加した場合に、負荷コンデンサ
15をこれ以上充電するのを防ぐ。したがって、図2の
波形における瞬時t1でコンデンサ電圧波形の第1ピーク
が発生する。図2の波形ダイヤグラムは、スイッチング
トランジスタ16をターンオフする際の瞬時t1で降下す
るスイッチゲート電圧波形VSWも示す。スイッチングト
ランジスタ16が瞬時t1でターンオフした後の時間周期
中に、負荷コンデンサ15は、図2のコンデンサ波形V
CAP によって示したように、負荷抵抗14を介して徐々
に放電する。
【0026】電圧Vinが増加し続け、かつ、負荷コンデ
ンサ15が放電し続けるので、減算回路17は、コンパ
レータ回路18を、論理段22及び駆動段23を介して
スイッチングトランジスタ16をオフに保持した状態に
維持するヒステリシス回路を有してもよい。ヒステリシ
ス回路を、コンパレータ18が状態を切り替える際に基
準電圧Vref の値を変えることによって実現することが
できる。スイッチングトランジスタ16がターンオフす
る場合の時間周期中には、スイッチングトランジスタ1
6のドレイン−ソース電圧は60Vを超えることができ
る。
ンサ15が放電し続けるので、減算回路17は、コンパ
レータ回路18を、論理段22及び駆動段23を介して
スイッチングトランジスタ16をオフに保持した状態に
維持するヒステリシス回路を有してもよい。ヒステリシ
ス回路を、コンパレータ18が状態を切り替える際に基
準電圧Vref の値を変えることによって実現することが
できる。スイッチングトランジスタ16がターンオフす
る場合の時間周期中には、スイッチングトランジスタ1
6のドレイン−ソース電圧は60Vを超えることができ
る。
【0027】電圧Vinかピーク値に到達して降下しはじ
めた後、スイッチングトランジスタ16のドレイン−ソ
ース電圧VDSは減少しはじめる。電圧VDSは次の関係を
満足する。
めた後、スイッチングトランジスタ16のドレイン−ソ
ース電圧VDSは減少しはじめる。電圧VDSは次の関係を
満足する。
【数1】VDS=Vin−VCAP
【0028】電圧VDSが本例では60Vの第2の予め設
定したレベルより下に降下する場合、VDSのセンサ回路
20を状態が変わるようにトリガし、代わりに論理回路
22によりスイッチングトランジスタ16を再びターン
オンする。このことは図2の波形ダイヤグラムの瞬時t2
において発生し、負荷コンデンサ15が電圧Vinに向か
って再充電する際に負荷コンデンサ電圧波形VCAP 中に
第2ピークが生じる。図2の波形ダイヤグラムは、スイ
ッチングトランジスタ16をターンオンする際の瞬時t2
で上昇する切り替え電圧波形VSWも示す。VDSのセンサ
回路20を0Vの閾値レベルに設定することもでき、こ
の場合回路は瞬時t2で第2電圧ピークを発生しない。
定したレベルより下に降下する場合、VDSのセンサ回路
20を状態が変わるようにトリガし、代わりに論理回路
22によりスイッチングトランジスタ16を再びターン
オンする。このことは図2の波形ダイヤグラムの瞬時t2
において発生し、負荷コンデンサ15が電圧Vinに向か
って再充電する際に負荷コンデンサ電圧波形VCAP 中に
第2ピークが生じる。図2の波形ダイヤグラムは、スイ
ッチングトランジスタ16をターンオンする際の瞬時t2
で上昇する切り替え電圧波形VSWも示す。VDSのセンサ
回路20を0Vの閾値レベルに設定することもでき、こ
の場合回路は瞬時t2で第2電圧ピークを発生しない。
【0029】電圧Vinが減少し続け、t2とt3との期間中
にコンデンサ電圧VCAP より下に降下すると、スイッチ
ングトランジスタ16はそのままの状態(導通状態)と
なるが、電圧Vinがコンデンサ電圧VCAP の値より下に
降下した場合には負荷コンデンサ15を充電し続けな
い。
にコンデンサ電圧VCAP より下に降下すると、スイッチ
ングトランジスタ16はそのままの状態(導通状態)と
なるが、電圧Vinがコンデンサ電圧VCAP の値より下に
降下した場合には負荷コンデンサ15を充電し続けな
い。
【0030】次のサイクルの立上がり縁では、電圧Vin
は、Vinがコンデンサ電圧VCAP を超える瞬時t3におい
て、負荷コンデンサ15が、導通したままのスイッチン
グトランジスタ16を介して再充電を開始するまで再び
上昇する。150Vの値のコンデンサ電圧VCAP 波形の
第1ピークはこの際、上述したサイクル自身として再び
現れる。スイッチングトランジスタ16は、減算回路1
7が負荷コンデンサ15の両端間の150Vの差電圧を
感知する際に再びターンオンする。
は、Vinがコンデンサ電圧VCAP を超える瞬時t3におい
て、負荷コンデンサ15が、導通したままのスイッチン
グトランジスタ16を介して再充電を開始するまで再び
上昇する。150Vの値のコンデンサ電圧VCAP 波形の
第1ピークはこの際、上述したサイクル自身として再び
現れる。スイッチングトランジスタ16は、減算回路1
7が負荷コンデンサ15の両端間の150Vの差電圧を
感知する際に再びターンオンする。
【0031】制御回路21により、負荷コンデンサ15
を整流電圧波形Vinの各周期中に2回(すなわちAC供
給電圧10の各半周期中に2回)充電できることがわか
る。減算回路17によりコンデンサ電圧波形VCAP 中の
第1ピークを、VDSのセンサ回路20によってこの第2
ピークをそれぞれ設定する。この方法により、負荷コン
デンサ15をAC供給電圧の半周期ごとに2回充電する
ことができ、したがって、コンデンサをAC供給電圧の
半周期ごとに1回だけ充電する従来既知の方法に比べて
負荷コンデンサに流れるピーク充電電流を低減すること
ができる。本発明によって低くなったピーク充電電流に
より、スイッチングトランジスタ16の応力がより小さ
くなり、かつ、スイッチングトランジスタの切替中にV
DSの値がより低くなるために、切替損失及び電力消失が
減少する。このために回路効率が良くなり、さらに回路
は切替等中により低い電圧に支配されるために、より廉
価なスイッチングトランジスタを用いることができる。
を整流電圧波形Vinの各周期中に2回(すなわちAC供
給電圧10の各半周期中に2回)充電できることがわか
る。減算回路17によりコンデンサ電圧波形VCAP 中の
第1ピークを、VDSのセンサ回路20によってこの第2
ピークをそれぞれ設定する。この方法により、負荷コン
デンサ15をAC供給電圧の半周期ごとに2回充電する
ことができ、したがって、コンデンサをAC供給電圧の
半周期ごとに1回だけ充電する従来既知の方法に比べて
負荷コンデンサに流れるピーク充電電流を低減すること
ができる。本発明によって低くなったピーク充電電流に
より、スイッチングトランジスタ16の応力がより小さ
くなり、かつ、スイッチングトランジスタの切替中にV
DSの値がより低くなるために、切替損失及び電力消失が
減少する。このために回路効率が良くなり、さらに回路
は切替等中により低い電圧に支配されるために、より廉
価なスイッチングトランジスタを用いることができる。
【0032】上述したように本発明によれば、TV受像
機又は他の電子装置の入力電圧値域を、負荷コンデンサ
の両端間の電圧を150Vのように予め設定したレベル
に制限することにより、入力電圧が265V,AC(3
75ピーク電圧)の値に到達する場合でも、120Vか
ら220V又はそれ以上に拡張することができる。上述
した装置では、負荷コンデンサの電圧が線間電圧の値に
関係なく150Vを超えないようにする。切替損失は、
入力電圧が約150Vでスイッチングトランジスタが常
に切り替わり、かつ、ドレイン−ソース電圧が低いので
最小となる。負荷コンデンサの電圧を、負荷コンデンサ
電圧それ自体が制御パラメータとして用いられるので、
非常に良好に制御することができる。
機又は他の電子装置の入力電圧値域を、負荷コンデンサ
の両端間の電圧を150Vのように予め設定したレベル
に制限することにより、入力電圧が265V,AC(3
75ピーク電圧)の値に到達する場合でも、120Vか
ら220V又はそれ以上に拡張することができる。上述
した装置では、負荷コンデンサの電圧が線間電圧の値に
関係なく150Vを超えないようにする。切替損失は、
入力電圧が約150Vでスイッチングトランジスタが常
に切り替わり、かつ、ドレイン−ソース電圧が低いので
最小となる。負荷コンデンサの電圧を、負荷コンデンサ
電圧それ自体が制御パラメータとして用いられるので、
非常に良好に制御することができる。
【0033】図3は、破線で示す制御回路21を有する
図1の完全な装置を実現する一例を示す。図1の部材と
同一の部材には同一符号を付す。オペアンプ17によっ
て形成された減算器は、負荷コンデンサ電圧を減衰する
とともに差動的に感知する。この場合減算器の出力電圧
を、コンパレータ18が用いる基準電圧と比較する。基
準電圧を、負荷コンデンサ電圧が150Vを超える場合
にコンパレータが状態を変えるように選定した。第2の
コンパレータ20を、FET16のドレイン−ソース電
圧を感知するために用いる。第2のコンパレータ20の
入力端子を直接又はある種の減衰器を介して、FET1
6のドレイン電極又はソース電極に結合する。別の論理
素子22は、パワーFET16のターンオン及びターン
オフを制御する2個のコンパレータ18及び20からの
信号を用いる。
図1の完全な装置を実現する一例を示す。図1の部材と
同一の部材には同一符号を付す。オペアンプ17によっ
て形成された減算器は、負荷コンデンサ電圧を減衰する
とともに差動的に感知する。この場合減算器の出力電圧
を、コンパレータ18が用いる基準電圧と比較する。基
準電圧を、負荷コンデンサ電圧が150Vを超える場合
にコンパレータが状態を変えるように選定した。第2の
コンパレータ20を、FET16のドレイン−ソース電
圧を感知するために用いる。第2のコンパレータ20の
入力端子を直接又はある種の減衰器を介して、FET1
6のドレイン電極又はソース電極に結合する。別の論理
素子22は、パワーFET16のターンオン及びターン
オフを制御する2個のコンパレータ18及び20からの
信号を用いる。
【0034】図1に示す機能ブロックに加えて、図3の
制御回路は、制御回路21の低電圧回路を動作させる調
整された低いDC電圧を付与する低電圧供給回路25も
有する。図3は、基準電圧端子19を介してコンパレー
タ18の反転入力に供給される基準電圧のレベルを変え
るヒステリシス回路26も有する。したがって、減算器
の信号電圧の持続時間は、ヒステリシス回路26の動作
によって延長される。ヒステリシス回路それ自体は既知
である。図3の装置は、図1の回路の動作の記載に従っ
て動作し、他の構成要素を必要としない。
制御回路は、制御回路21の低電圧回路を動作させる調
整された低いDC電圧を付与する低電圧供給回路25も
有する。図3は、基準電圧端子19を介してコンパレー
タ18の反転入力に供給される基準電圧のレベルを変え
るヒステリシス回路26も有する。したがって、減算器
の信号電圧の持続時間は、ヒステリシス回路26の動作
によって延長される。ヒステリシス回路それ自体は既知
である。図3の装置は、図1の回路の動作の記載に従っ
て動作し、他の構成要素を必要としない。
【0035】本発明は上述した実施例に限定されるもの
ではなく、幾多の変形及び変更が可能である。
ではなく、幾多の変形及び変更が可能である。
【図1】本発明の電源の好適実施例の概略ブロックダイ
ヤグラムである。
ヤグラムである。
【図2】図1の回路の動作を示す波形ダイヤグラムであ
る。
る。
【図3】図1に示す本発明を実現することができる一例
を示す完全な回路ダイヤグラムである。
を示す完全な回路ダイヤグラムである。
10 電源 11 ブリッジ整流器 12 正電圧ライン 13 負電圧ライン 14 負荷抵抗 15 負荷コンデンサ 16 スイッチングトランジスタ 17 減算回路 18 コンパレータ 19 基準電圧端子 20 センサ回路 21 制御回路 22 論理回路 23 駆動増幅器 25 低電圧供給回路 26 ヒステリシス回路 Vin 脈動整流電圧 VCAP 負荷コンデンサ電圧 VDS ドレイン−ソース電圧 Vref 基準電圧 VSW スイッチゲート電圧波形
フロントページの続き (72)発明者 ナビード マジド アメリカ合衆国 ニューヨーク州 10547 モヒガン レイク クォリー ドライブ 1366
Claims (10)
- 【請求項1】 負荷を附勢するスイッチングタイプ調整
電源であって、 この調整電源に脈動整流電圧を印加する第1及び第2入
力端子と、 前記第1及び第2入力端子間に負荷コンデンサ及びスイ
ッチングトランジスタを直列に結合し、このスイッチン
グトランジスタが前記負荷コンデンサに流れる電流を制
御するようにする手段と、 前記負荷コンデンサに結合した一対の出力端子と、 前記負荷コンデンサ及び前記スイッチングトランジスタ
に結合した入力手段と、前記スイッチングトランジスタ
の制御電極に結合した出力手段と、前記負荷コンデンサ
の差電圧及び前記スイッチングトランジスタの両端間に
発生した電圧に応答し、前記脈動整流電圧の各サイクル
中に2回前記負荷コンデンサを充電するように前記スイ
ッチングトランジスタを制御する手段とを有する制御回
路とを具えることを特徴とするスイッチングタイプ調整
電源。 - 【請求項2】 前記制御回路は、 前記負荷コンデンサに結合され、前記負荷コンデンサの
電圧の所定の電圧レベルで前記スイッチングトランジス
タを遮断する第1のスイッチングタイプの制御信号を得
るために前記負荷コンデンサの差電圧に応答する第1回
路網と、 前記スイッチングトランジスタに結合され、前記スイッ
チングトランジスタの所定の電圧で前記スイッチングト
ランジスタを導通させる第2のスイッチングタイプの制
御信号を得るために前記スイッチングトランジスタの電
圧に応答する第2回路網とを具えることを特徴とする請
求項1記載のスイッチングタイプ調整電源。 - 【請求項3】 前記制御回路は、トリガ制御信号を前記
スイッチングトランジスタの制御電極に供給するため
に、前記第1及び第2のスイッチングタイプの制御信号
によって制御される論理手段を具えることを特徴とする
請求項2記載のスイッチングタイプ調整電源。 - 【請求項4】 前記第1及び第2入力端子はそれぞれ高
電圧側及び低電圧側とし、前記負荷コンデンサ及び前記
スイッチングトランジスタを前記第1及び第2入力端子
の間にこの順序に接続したことを特徴とする請求項1〜
3のいずれか一項に記載のスイッチングタイプ調整電
源。 - 【請求項5】 前記第1回路網は、前記負荷コンデンサ
に結合された入力端子及びコンパレータの第1入力端子
に結合された出力端子を有する減算回路を具え、このコ
ンパレータの第2入力端子を、前記所定の遮断電圧レベ
ルを決定する基準電圧点に結合したことを特徴とする請
求項2〜4のいずれか一項に記載のスイッチングタイプ
調整電源。 - 【請求項6】 前記第2回路網が前記スイッチングトラ
ンジスタの両端に結合した入力端子を有する第2のコン
パレータを具えることを特徴とする請求項2〜5のいず
れか一項に記載のスイッチングタイプ調整電源。 - 【請求項7】 前記スイッチングトランジスタがドレイ
ン電極及びソース電極を有する電界効果トランジスタを
具え、前記第2のコンパレータの入力端子が、前記電界
効果トランジスタの前記ドレイン電極及びソース電極に
それぞれ結合した第1及び第2端子を有することを特徴
とする請求項6記載のスイッチングタイプ調整電源。 - 【請求項8】 前記第1及び第2入力端子にそれぞれ結
合した第1及び第2出力端子と、正弦AC電源に結合す
る一対の入力端子とを有する全波ブリッジ整流器を更に
具えることを特徴とする請求項1〜7のいずれか一項に
記載のスイッチングタイプ調整電源。 - 【請求項9】 前記ブリッジ整流器が整流正弦波電圧を
前記第1及び第2入力端子に供給し、前記制御回路が、
前記整流正弦波電圧の前縁の所定の電圧レベルで前記ス
イッチングトランジスタをターンオフし、かつ、前記整
流正弦波電圧の後縁中及び前記スイッチングトランジス
タの両端間に現れる所定の電圧で前記スイッチングトラ
ンジスタをターンオンするように動作するようにしたこ
とを特徴とする請求項8記載のスイッチングタイプ調整
電源。 - 【請求項10】 前記制御回路が、前記脈動整流電圧の
ピーク入力電圧値より低い出力負荷コンデンサ電圧の第
1の予め設定された電圧レベルで、前記スイッチングト
ランジスタをターンオフし、かつ、前記スイッチングト
ランジスタの第2の予め設定された電圧レベルで前記ス
イッチングトランジスタをターンオンするようにしたこ
とを特徴とする請求項1〜9のいずれか一項に記載のス
イッチングタイプ調整電源。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/055655 | 1993-04-30 | ||
US08/055,655 US5469046A (en) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | Transformerless low voltage switching power supply |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06335240A true JPH06335240A (ja) | 1994-12-02 |
Family
ID=21999313
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6089643A Pending JPH06335240A (ja) | 1993-04-30 | 1994-04-27 | スイッチングタイプ調整電源 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5469046A (ja) |
EP (1) | EP0622889B1 (ja) |
JP (1) | JPH06335240A (ja) |
KR (1) | KR940025326A (ja) |
DE (1) | DE69412336T2 (ja) |
TW (1) | TW272335B (ja) |
Families Citing this family (32)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4338714C2 (de) * | 1993-11-12 | 2000-06-21 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung zur Strommessung über einen Schalttransistor |
US5687065A (en) * | 1994-11-28 | 1997-11-11 | Philips Electronics North America Corporation | Pre-regulator with light switch to limit voltage ringing on turn-off |
WO1997012443A1 (en) * | 1995-09-26 | 1997-04-03 | Philips Electronics N.V. | Pre-regulator with active current limiting for power transistor |
US5773965A (en) * | 1995-10-24 | 1998-06-30 | Rohm Co., Ltd. | Switching power supply apparatus for converting a high DC voltage into a low DC voltage |
JPH09325825A (ja) * | 1996-06-06 | 1997-12-16 | Pioneer Electron Corp | 電圧平滑化回路 |
AT405703B (de) * | 1996-07-23 | 1999-11-25 | Siemens Ag Oesterreich | Netzgerät |
JP2865133B2 (ja) * | 1996-07-26 | 1999-03-08 | 日本電気株式会社 | 安定化電源回路 |
US5818708A (en) * | 1996-12-12 | 1998-10-06 | Philips Electronics North America Corporation | High-voltage AC to low-voltage DC converter |
FR2785735A1 (fr) * | 1998-11-05 | 2000-05-12 | St Microelectronics Sa | Alimentation faible puissance sans inductance |
US6061259A (en) * | 1999-08-30 | 2000-05-09 | Demichele; Glenn | Protected transformerless AC to DC power converter |
FR2818761B1 (fr) * | 2000-12-27 | 2003-03-21 | St Microelectronics Sa | Dispositif et procede de regulation de tension |
ITTO20010393A1 (it) * | 2001-04-24 | 2002-10-24 | Bitron Spa | Dispositivo elettronico di alimentazione per motori a commutazione elettronica. |
US20050151420A1 (en) * | 2001-05-07 | 2005-07-14 | Dale Crombez | Hybrid electric vehicle powertrain with regenerative braking |
FR2828598B1 (fr) | 2001-08-10 | 2003-12-05 | Somfy | Convertisseur electrique non regule |
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CN1943098A (zh) * | 2004-04-13 | 2007-04-04 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 电压调节电路 |
DE102005007377A1 (de) * | 2005-02-17 | 2006-08-24 | Siemens Ag | Netzteil zur Erzeugung einer niedrigen Gleichspannung |
US7489120B2 (en) * | 2006-07-12 | 2009-02-10 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for a high voltage power supply circuit |
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US8067926B2 (en) * | 2007-12-21 | 2011-11-29 | Lutron Electronics Co., Inc. | Power supply for a load control device |
US9842628B2 (en) * | 2008-07-10 | 2017-12-12 | Agiga Tech Inc. | Capacitor enablement voltage level adjustment method and apparatus |
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