JPH06335240A - スイッチングタイプ調整電源 - Google Patents

スイッチングタイプ調整電源

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JPH06335240A
JPH06335240A JP6089643A JP8964394A JPH06335240A JP H06335240 A JPH06335240 A JP H06335240A JP 6089643 A JP6089643 A JP 6089643A JP 8964394 A JP8964394 A JP 8964394A JP H06335240 A JPH06335240 A JP H06335240A
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switching transistor
switching
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JP6089643A
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Stephen L Wong
エル ウォング スティーブン
Naveed Majid
マジド ナビード
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Philips Electronics NV
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 熱分流抵抗を不要にし、装置の熱消失を減少
するスイッチングタイプ調整電源を提供する。 【構成】 電源装置は、差電圧センサ17によるコンデン
サ電圧の測定及びスイッチングパワーＦＥＴ16のドレイ
ン−ソース電圧の測定によって負荷コンデンサ15の両端
間の電圧を調整する制御回路21を用いる。ＦＥＴ16を、
市販のＡＣ電源10から得られる全波整流電圧を供給する
入力端子12,13 間で負荷コンデンサ15に直列接続する。
制御回路21は、負荷コンデンサ15を（濾波されていな
い）整流電圧の各サイクル中に少なくとも１回充電する
ように、パワーＦＥＴ16のスイッチング動作を制御す
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電源回路、特にスイッチ
ングタイプの低電力のトランスレス、非誘導電源回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】テレビジョン受像機に見られる通常の形
態の電源は、全波ブリッジ整流器、（例えば３３０μＦ
の）負荷コンデンサ及び線形レギュレータから成る。ブ
リッジ整流器は、負荷コンデンサによって濾波された電
圧を発生する。負荷コンデンサ電圧はこの場合、予め選
定されたレベル例えば１３０Ｖで電圧を順に調整する線
形レギュレータに帰還される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような電源は欠点
及び制限を有する。１２０ＶのＡＣ入力に対して、１７
０Ｖがブリッジ整流器の負荷コンデンサの両端間に発生
する。線形レギュレータは１３０Ｖの出力電圧を発生す
るはずであるので、レギュレータ自身の両端間に４０Ｖ
の降下が存在し、１Ａの電流となる。レギュレータを、
過度の消失電力による損傷から保護するために、多数の
端子抵抗が電流の一部を分流するためにレギュレータに
並列に接続されている。これらの抵抗により装置全体の
コストが上昇し、さらにＴＶボードが膨大な量の空間を
占領するので、抵抗がかさばりしたがって好ましくな
い。また、これらの抵抗は線間電圧を少ししか変えるこ
とができない。その理由は、負荷コンデンサの電圧定格
を超える場合、負荷コンデンサ及び線形レギュレータに
対する損傷が発生するおそれがあるからである。このよ
うな電源にはしたがって良好に調整された１２０Ｖの市
販の線間電圧が必要とされる。負荷コンデンサはＡＣ供
給電圧の半サイクルそれぞれに対して１回だけ充電され
るので、より高いピークのコンデンサ充電電流が、付随
する他の障害とともに発生する。
【０００４】米国特許明細書第4,685,046 号には、低電
圧の直流負荷に附勢すようのに構成したスイッチングタ
イプのトランスレスかつ低電圧の直流電源が記載されて
いる。全波ブリッジ整流器は１２０Ｈｚの脈動直流電流
を供給するために、１１５Ｖ，６０Ｈｚの交流ラインの
両端間に直接結合されている。相補型でオン及びオフを
交互に切り替える一対のトランジスタは、１２０Ｈｚの
直流パルスの各前縁及び後縁でのみ低電力を負荷に供給
する。負荷の両端間に結果として生じる例えば１１．３
ピーク電圧の直流電圧を、ブリッジ出力に付与された脈
動直流電流の（例えば１６１ピーク電圧の）ピーク電圧
に比べて所望のレベルまでほぼ減少する。他の実施例で
はトランジスタの動作は、負荷に直列のＦＥＴのスイッ
チングを制御する一対のオペアンプによって行われる。
制御動作は、電源回路の入力電圧を感知することによっ
て行われる。この場合、入力が非常に急に変化し、セン
サがこの変化に迅速に応答できない場合、出力電圧の正
確な値を良好に制御することができないという不都合が
ある。さらに、回路の閾値レベルをチェナーダイオード
によって設定しているので、回路は閾値を調整する必要
がある場合に順応性に欠く。
【０００５】出力電圧を決定する入力供給電圧も感知す
る他のトランスレス電源が独国特許明細書第3304759 号
に記載されている。この明細書では、第１オペアンプが
全波ブリッジ整流器によって供給される第１入力電圧
と、チェナーダイオード及び抵抗分圧器によって供給さ
れるＤＣ基準電圧とを比較し、かつ、第２オペアンプが
第２入力電圧とＤＣ基準電圧とを比較する。いずれかの
入力電圧が基準電圧より低い場合、負荷コンデンサに直
列のスイッチングトランジスタがターンオンする。負荷
コンデンサは整流ＡＣ供給電圧が基準電圧より低い場合
にのみ充電される。制御動作は入力電圧を感知すること
により繰り返し行う。この回路は、低電圧側の電力スイ
ッチと比較した場合より多い電力損失を発生する高電圧
側の電力スイッチを使用しており、その結果回路の集積
に問題が発生する。
【０００６】本発明の目的は、広入力電圧レンジから、
負荷コンデンサの両端間に調整されたＤＣ電圧を発生す
る低コストの集積電源回路、特に１２０Ｖと２２０Ｖの
両方の線間電圧で用いることができる回路を提供するこ
とである。
【０００７】本発明の他の目的は、このタイプの既知の
回路の欠点及び制限を克服する電源予備レギュレータ回
路、特に入力電圧の代わりに出力電圧を感知する回路を
提供することである。
【０００８】本発明の他の目的は、負荷コンデンサの充
電電流を減少させるとともに電力消失を最小に維持する
電源予備レギュレータ回路を提供することである。
【０００９】本発明の他の目的は、ドレイン−ソース電
圧（ＶDS）が安全レベル例えば６０Ｖより低い場合にの
みパワースイッチングトランジスタを切り替えるよう
に、パワースイッチングトランジスタを測定することに
より、スイッチングトランジスタの切替損失を低く維持
する電源を供給することである。
【００１０】本発明の他の目的は、かさばる熱分流抵抗
を不要にし、したがって装置の熱消失を減少する電源を
提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、入力サ
イクルの立上がり縁中に負荷コンデンサを充電する新規
の集積回路電源装置によって達成される。この装置は負
荷コンデンサの両端間の出力電圧を感知する制御回路を
有し、コンデンサ電圧が予め設定した電圧レベル例えば
１５０Ｖを超える度に、制御回路は、負荷コンデンサの
充電を停止する直列接続した電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）のようなスイッチングトランジスタをターンオフ
する。全波整流ＡＣ正弦供給電圧を負荷コンデンサとス
イッチングトランジスタとの直列回路に印加し、供給電
圧の整流半サイクルの立下がり縁中に、制御回路はスイ
ッチングトランジスタのドレイン−ソース電圧が予め設
定した安全レベル（例えば６０Ｖ）に到達するときを感
知し、これに応答して入力電圧がコンデンサ電圧より低
く降下するまで上記サイクル中二度目の負荷コンデンサ
の充電を行うためにパワースイッチングトランジスタを
オンに切り替える。トランジスタのスイッチは、整流供
給電圧の次の立上がり（立下がり）縁において、すなわ
ち供給電圧が負荷コンデンサ電圧を再び超える場合、負
荷コンデンサを繰り返し再充電するように、オン状態で
ある。次に制御回路は、負荷コンデンサ電圧（すなわち
出力電圧）が予め設定した電圧レベル（例えば１５０
Ｖ）を再び超える場合、直列接続したスイッチングトラ
ンジスタをオフに切り替える。このようにして、負荷コ
ンデンサをＡＣ供給電圧の各半サイクル中に２回（すな
わち全波ブリッジ整流器回路の出力端子の脈動整流電圧
の各サイクル中に２回）充電する。
【００１２】したがって負荷電圧を、基準電圧によって
決定されるあらゆる予め設定された閾値レベルに調整す
ることができる。従来の方法と異なり、このレベルは入
力電圧の振幅すなわち変化の割合によって影響を受けな
い。スイッチングトランジスタを、低電力消失かつ実現
及び集積が容易という利点を有する共通ソース形態の下
側スイッチとする。負荷コンデンサの二重充電方法によ
り負荷の両端間のリプル電圧を最小にする。
【００１３】入力電圧ではなく負荷コンデンサ電圧及び
スイッチングトランジスタのドレイン−ソース電圧を測
定するこのようないわゆる出力感知法の利点は、この方
法によれば各サイクル中に２回コンデンサを充電する間
負荷コンデンサ電圧を直接制御できるということであ
る。このことは出力電圧を、入力電圧の非常に広レンジ
に亘ってより正確に調整することができるという非常に
実際的な利点を有する。
【００１４】要約すれば、制御回路は負荷コンデンサ電
圧を感知し、この電圧が予め設定したレベル（例えば１
５０Ｖ）を超える場合スイッチングトランジスタをター
ンオフする。制御回路はドレイン−ソース電圧も感知
し、ドレイン−ソース電圧が安全レベル（例えば６０
Ｖ）より下に降下する場合再びターンオンするようにす
ることができる。このために負荷コンデンサを第２のピ
ークが発生する第２の瞬時に充電することができる。切
替損失を、ドレイン−ソース電圧が安全レベルより下で
ある場合にのみスイッチングトランジスタを切り替える
ことにより最小に維持する。負荷コンデンサのピーク充
電電流を低い値に維持し、かつ、回路の電力消失を最小
に維持する。
【００１５】
【実施例】図１は、本発明のコンデンサ二重充電の概念
を用いる予備レギュレータ電源のブロックダイヤグラム
を示す。６０Ｈｚ等の周波数で１１５Ｖ又は２２０Ｖの
正弦波の交流電流の通常の市販の電源１０を、４個のダ
イオードから成る全波ブリッジ整流器１１の一対の入力
端子に結合する。ブリッジの出力部は、正電圧ライン１
２と負電圧ライン１３との間に脈動整流電圧Ｖinを付与
する。
【００１６】電気負荷１４をフィルタすなわち負荷コン
デンサ１５に並列接続し、この並列結合を、負荷電流を
制御することができるパワーＦＥＴ形のスイッチングト
ランジスタ１６に直列接続する。スイッチングトランジ
スタ１６を好ましくは、集積を集積回路で簡単化したＤ
Ｃ供給電圧の低電圧側に接続する。ＦＥＴとして好まし
くはＬＩＧＢＴパワーデバイス又はＬＤＭＯＳデバイス
を選定する。当然、本発明はこれらのパワーデバイスの
選定に限定されるものではない。
【００１７】制御回路２１は、コンデンサ電圧を感知す
るために負荷コンデンサ１５の両端間に結合した減算回
路１７を有する。差電圧を感知する手段が非平衡終端さ
れた電圧センサよりも必要とされる。減算回路１７は、
スイッチングトランジスタ１６のターンオフ中に生じた
リンギングによって発生したあらゆるスプリアス入力を
阻止するのを助けるヒステリシス回路を有してもよく、
又は有しなくてもよい。
【００１８】減算回路１７の出力をコンパレータ１８の
非反転入力（＋）に接続する。コンパレータ１８の非反
転入力（−）を、予め設定された基準電圧Ｖref を印加
する端子１９に接続する。基準電圧Ｖref は、コンパレ
ータ１８が状態を変え、所望なら調整することができる
電位を決定する。テレビジョン受像機に用いられる例で
は、基準電圧Ｖref を、負荷コンデンサ１５の両端間の
負荷コンデンサ電圧Ｖ cap が１５０Ｖを超える場合、コ
ンパレータ１８が状態を変えるように選定した。
【００１９】センサ回路２０を、スイッチングトランジ
スタ１６のドレイン−ソース電圧Ｖ DSを感知するために
設ける。以下説明するように、ＶDSのセンサ回路２０
は、スイッチングトランジスタ１６の電圧ＶDSと基準電
圧とを比較する第２の比較回路を具えてもよく、本例で
は基準電圧を、パワースイッチングトランジスタのドレ
イン−ソース電圧か６０Ｖより低く降下する場合に第２
のコンパレータが状態を変えるように選定する。
【００２０】コンパレータ回路１８の出力端子及びＶDS
のセンサ回路２０の出力端子をそれぞれ、最も簡単な形
態をＮＯＲゲートで構成することができる論理回路２２
の各入力端子に接続する。
【００２１】論理回路２２の出力端子を駆動増幅器２３
の入力端子に結合する。駆動増幅器２３の出力端子をパ
ワースイッチングトランジスタ１６のゲート電極に結合
する。負荷コンデンサ１５に結合されたＤＣ出力端子対
は、負荷コンデンサ電圧を線形レギュレータ回路等（図
示せず）に印加することができる。
【００２２】図１の回路の動作を、図２に示す電圧波形
ダイヤグラムに関連して説明する。ブリッジ整流器１１
の回路は、図２に示す脈動整流電圧波形Ｖinを印加す
る。６０ＨｚのＡＣ供給電圧の場合、電圧Ｖinは１２０
Ｈｚの周波数を有する。電圧Ｖ inを、負荷コンデンサ１
５及びスイッチングトランジスタ１６から成る直列回路
の両端間に印加する。
【００２３】制御回路２１の機能により、入力電圧Ｖin
が予め設定した電圧より高いピーク値を有するにもかか
わらず、負荷コンデンサ１５の両端間の電圧ＶCAP を予
め設定した電圧レベルに調整することができる。最初
に、負荷コンデンサ１５を充電しないと仮定すると、ス
イッチングトランジスタ１６を、全電圧Ｖinがほぼ負荷
コンデンサ１５の両端間に存在するように十分にターン
オンする。このために、負荷コンデンサ１５を電圧Ｖin
が上昇するに従って充電することができる。すなわち電
圧Ｖinが上昇するに従って、コンデンサ電圧ＶCAP も上
昇する。
【００２４】減算回路１７は継続的に差電圧ＶCAP を測
定し、コンパレータ１８によってＶ CAP と、コンパレー
タ１８の反転入力に供給される予め設定された基準電圧
Ｖre f とを比較する。負荷コンデンサ電圧ＶCAP が予め
設定したレベルすなわち本例において選定した１５０Ｖ
に到達すると、コンパレータ１８は状態を変える。
【００２５】論理回路２２は、駆動増幅器２３を介して
スイッチングトランジスタ１６のゲートに印加されるゲ
ートターンオフ電圧によって、スイッチングトランジス
タ１６を遮断するために、比較器回路１８の出力信号に
応答する。このために、入力電圧Ｖinが１５０Ｖのレベ
ルより上の値から更に増加した場合に、負荷コンデンサ
１５をこれ以上充電するのを防ぐ。したがって、図２の
波形における瞬時t1でコンデンサ電圧波形の第１ピーク
が発生する。図２の波形ダイヤグラムは、スイッチング
トランジスタ１６をターンオフする際の瞬時t1で降下す
るスイッチゲート電圧波形ＶSWも示す。スイッチングト
ランジスタ１６が瞬時t1でターンオフした後の時間周期
中に、負荷コンデンサ１５は、図２のコンデンサ波形Ｖ
CAP によって示したように、負荷抵抗１４を介して徐々
に放電する。
【００２６】電圧Ｖinが増加し続け、かつ、負荷コンデ
ンサ１５が放電し続けるので、減算回路１７は、コンパ
レータ回路１８を、論理段２２及び駆動段２３を介して
スイッチングトランジスタ１６をオフに保持した状態に
維持するヒステリシス回路を有してもよい。ヒステリシ
ス回路を、コンパレータ１８が状態を切り替える際に基
準電圧Ｖref の値を変えることによって実現することが
できる。スイッチングトランジスタ１６がターンオフす
る場合の時間周期中には、スイッチングトランジスタ１
６のドレイン−ソース電圧は６０Ｖを超えることができ
る。
【００２７】電圧Ｖinかピーク値に到達して降下しはじ
めた後、スイッチングトランジスタ１６のドレイン−ソ
ース電圧ＶDSは減少しはじめる。電圧ＶDSは次の関係を
満足する。
【数１】ＶDS＝Ｖin−ＶCAP
【００２８】電圧ＶDSが本例では６０Ｖの第２の予め設
定したレベルより下に降下する場合、ＶDSのセンサ回路
２０を状態が変わるようにトリガし、代わりに論理回路
２２によりスイッチングトランジスタ１６を再びターン
オンする。このことは図２の波形ダイヤグラムの瞬時t2
において発生し、負荷コンデンサ１５が電圧Ｖinに向か
って再充電する際に負荷コンデンサ電圧波形ＶCAP 中に
第２ピークが生じる。図２の波形ダイヤグラムは、スイ
ッチングトランジスタ１６をターンオンする際の瞬時t2
で上昇する切り替え電圧波形ＶSWも示す。ＶDSのセンサ
回路２０を０Ｖの閾値レベルに設定することもでき、こ
の場合回路は瞬時t2で第２電圧ピークを発生しない。
【００２９】電圧Ｖinが減少し続け、t2とt3との期間中
にコンデンサ電圧ＶCAP より下に降下すると、スイッチ
ングトランジスタ１６はそのままの状態（導通状態）と
なるが、電圧Ｖinがコンデンサ電圧ＶCAP の値より下に
降下した場合には負荷コンデンサ１５を充電し続けな
い。
【００３０】次のサイクルの立上がり縁では、電圧Ｖin
は、Ｖinがコンデンサ電圧ＶCAP を超える瞬時t3におい
て、負荷コンデンサ１５が、導通したままのスイッチン
グトランジスタ１６を介して再充電を開始するまで再び
上昇する。１５０Ｖの値のコンデンサ電圧ＶCAP 波形の
第１ピークはこの際、上述したサイクル自身として再び
現れる。スイッチングトランジスタ１６は、減算回路１
７が負荷コンデンサ１５の両端間の１５０Ｖの差電圧を
感知する際に再びターンオンする。
【００３１】制御回路２１により、負荷コンデンサ１５
を整流電圧波形Ｖinの各周期中に２回（すなわちＡＣ供
給電圧１０の各半周期中に２回）充電できることがわか
る。減算回路１７によりコンデンサ電圧波形ＶCAP 中の
第１ピークを、ＶDSのセンサ回路２０によってこの第２
ピークをそれぞれ設定する。この方法により、負荷コン
デンサ１５をＡＣ供給電圧の半周期ごとに２回充電する
ことができ、したがって、コンデンサをＡＣ供給電圧の
半周期ごとに１回だけ充電する従来既知の方法に比べて
負荷コンデンサに流れるピーク充電電流を低減すること
ができる。本発明によって低くなったピーク充電電流に
より、スイッチングトランジスタ１６の応力がより小さ
くなり、かつ、スイッチングトランジスタの切替中にＶ
DSの値がより低くなるために、切替損失及び電力消失が
減少する。このために回路効率が良くなり、さらに回路
は切替等中により低い電圧に支配されるために、より廉
価なスイッチングトランジスタを用いることができる。
【００３２】上述したように本発明によれば、ＴＶ受像
機又は他の電子装置の入力電圧値域を、負荷コンデンサ
の両端間の電圧を１５０Ｖのように予め設定したレベル
に制限することにより、入力電圧が２６５Ｖ，ＡＣ（３
７５ピーク電圧）の値に到達する場合でも、１２０Ｖか
ら２２０Ｖ又はそれ以上に拡張することができる。上述
した装置では、負荷コンデンサの電圧が線間電圧の値に
関係なく１５０Ｖを超えないようにする。切替損失は、
入力電圧が約１５０Ｖでスイッチングトランジスタが常
に切り替わり、かつ、ドレイン−ソース電圧が低いので
最小となる。負荷コンデンサの電圧を、負荷コンデンサ
電圧それ自体が制御パラメータとして用いられるので、
非常に良好に制御することができる。
【００３３】図３は、破線で示す制御回路２１を有する
図１の完全な装置を実現する一例を示す。図１の部材と
同一の部材には同一符号を付す。オペアンプ１７によっ
て形成された減算器は、負荷コンデンサ電圧を減衰する
とともに差動的に感知する。この場合減算器の出力電圧
を、コンパレータ１８が用いる基準電圧と比較する。基
準電圧を、負荷コンデンサ電圧が１５０Ｖを超える場合
にコンパレータが状態を変えるように選定した。第２の
コンパレータ２０を、ＦＥＴ１６のドレイン−ソース電
圧を感知するために用いる。第２のコンパレータ２０の
入力端子を直接又はある種の減衰器を介して、ＦＥＴ１
６のドレイン電極又はソース電極に結合する。別の論理
素子２２は、パワーＦＥＴ１６のターンオン及びターン
オフを制御する２個のコンパレータ１８及び２０からの
信号を用いる。
【００３４】図１に示す機能ブロックに加えて、図３の
制御回路は、制御回路２１の低電圧回路を動作させる調
整された低いＤＣ電圧を付与する低電圧供給回路２５も
有する。図３は、基準電圧端子１９を介してコンパレー
タ１８の反転入力に供給される基準電圧のレベルを変え
るヒステリシス回路２６も有する。したがって、減算器
の信号電圧の持続時間は、ヒステリシス回路２６の動作
によって延長される。ヒステリシス回路それ自体は既知
である。図３の装置は、図１の回路の動作の記載に従っ
て動作し、他の構成要素を必要としない。
【００３５】本発明は上述した実施例に限定されるもの
ではなく、幾多の変形及び変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源の好適実施例の概略ブロックダイ
ヤグラムである。
【図２】図１の回路の動作を示す波形ダイヤグラムであ
る。
【図３】図１に示す本発明を実現することができる一例
を示す完全な回路ダイヤグラムである。
【符号の説明】
１０ 電源 １１ ブリッジ整流器 １２ 正電圧ライン １３ 負電圧ライン １４ 負荷抵抗 １５ 負荷コンデンサ １６ スイッチングトランジスタ １７ 減算回路 １８ コンパレータ １９ 基準電圧端子 ２０ センサ回路 ２１ 制御回路 ２２ 論理回路 ２３ 駆動増幅器 ２５ 低電圧供給回路 ２６ ヒステリシス回路 Ｖin 脈動整流電圧 ＶCAP 負荷コンデンサ電圧 ＶDS ドレイン−ソース電圧 Ｖref 基準電圧 ＶSW スイッチゲート電圧波形
フロントページの続き (72)発明者 ナビード マジド アメリカ合衆国 ニューヨーク州 10547 モヒガン レイク クォリー ドライブ 1366

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 負荷を附勢するスイッチングタイプ調整
    電源であって、 この調整電源に脈動整流電圧を印加する第１及び第２入
    力端子と、 前記第１及び第２入力端子間に負荷コンデンサ及びスイ
    ッチングトランジスタを直列に結合し、このスイッチン
    グトランジスタが前記負荷コンデンサに流れる電流を制
    御するようにする手段と、 前記負荷コンデンサに結合した一対の出力端子と、 前記負荷コンデンサ及び前記スイッチングトランジスタ
    に結合した入力手段と、前記スイッチングトランジスタ
    の制御電極に結合した出力手段と、前記負荷コンデンサ
    の差電圧及び前記スイッチングトランジスタの両端間に
    発生した電圧に応答し、前記脈動整流電圧の各サイクル
    中に２回前記負荷コンデンサを充電するように前記スイ
    ッチングトランジスタを制御する手段とを有する制御回
    路とを具えることを特徴とするスイッチングタイプ調整
    電源。
  2. 【請求項２】 前記制御回路は、 前記負荷コンデンサに結合され、前記負荷コンデンサの
    電圧の所定の電圧レベルで前記スイッチングトランジス
    タを遮断する第１のスイッチングタイプの制御信号を得
    るために前記負荷コンデンサの差電圧に応答する第１回
    路網と、 前記スイッチングトランジスタに結合され、前記スイッ
    チングトランジスタの所定の電圧で前記スイッチングト
    ランジスタを導通させる第２のスイッチングタイプの制
    御信号を得るために前記スイッチングトランジスタの電
    圧に応答する第２回路網とを具えることを特徴とする請
    求項１記載のスイッチングタイプ調整電源。
  3. 【請求項３】 前記制御回路は、トリガ制御信号を前記
    スイッチングトランジスタの制御電極に供給するため
    に、前記第１及び第２のスイッチングタイプの制御信号
    によって制御される論理手段を具えることを特徴とする
    請求項２記載のスイッチングタイプ調整電源。
  4. 【請求項４】 前記第１及び第２入力端子はそれぞれ高
    電圧側及び低電圧側とし、前記負荷コンデンサ及び前記
    スイッチングトランジスタを前記第１及び第２入力端子
    の間にこの順序に接続したことを特徴とする請求項１〜
    ３のいずれか一項に記載のスイッチングタイプ調整電
    源。
  5. 【請求項５】 前記第１回路網は、前記負荷コンデンサ
    に結合された入力端子及びコンパレータの第１入力端子
    に結合された出力端子を有する減算回路を具え、このコ
    ンパレータの第２入力端子を、前記所定の遮断電圧レベ
    ルを決定する基準電圧点に結合したことを特徴とする請
    求項２〜４のいずれか一項に記載のスイッチングタイプ
    調整電源。
  6. 【請求項６】 前記第２回路網が前記スイッチングトラ
    ンジスタの両端に結合した入力端子を有する第２のコン
    パレータを具えることを特徴とする請求項２〜５のいず
    れか一項に記載のスイッチングタイプ調整電源。
  7. 【請求項７】 前記スイッチングトランジスタがドレイ
    ン電極及びソース電極を有する電界効果トランジスタを
    具え、前記第２のコンパレータの入力端子が、前記電界
    効果トランジスタの前記ドレイン電極及びソース電極に
    それぞれ結合した第１及び第２端子を有することを特徴
    とする請求項６記載のスイッチングタイプ調整電源。
  8. 【請求項８】 前記第１及び第２入力端子にそれぞれ結
    合した第１及び第２出力端子と、正弦ＡＣ電源に結合す
    る一対の入力端子とを有する全波ブリッジ整流器を更に
    具えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に
    記載のスイッチングタイプ調整電源。
  9. 【請求項９】 前記ブリッジ整流器が整流正弦波電圧を
    前記第１及び第２入力端子に供給し、前記制御回路が、
    前記整流正弦波電圧の前縁の所定の電圧レベルで前記ス
    イッチングトランジスタをターンオフし、かつ、前記整
    流正弦波電圧の後縁中及び前記スイッチングトランジス
    タの両端間に現れる所定の電圧で前記スイッチングトラ
    ンジスタをターンオンするように動作するようにしたこ
    とを特徴とする請求項８記載のスイッチングタイプ調整
    電源。
  10. 【請求項１０】 前記制御回路が、前記脈動整流電圧の
    ピーク入力電圧値より低い出力負荷コンデンサ電圧の第
    １の予め設定された電圧レベルで、前記スイッチングト
    ランジスタをターンオフし、かつ、前記スイッチングト
    ランジスタの第２の予め設定された電圧レベルで前記ス
    イッチングトランジスタをターンオンするようにしたこ
    とを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載のス
    イッチングタイプ調整電源。
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