JPS62279562A - デ−タ抜取り方法及びデ−タ抜取り装置 - Google Patents
デ−タ抜取り方法及びデ−タ抜取り装置Info
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- JPS62279562A JPS62279562A JP12313886A JP12313886A JPS62279562A JP S62279562 A JPS62279562 A JP S62279562A JP 12313886 A JP12313886 A JP 12313886A JP 12313886 A JP12313886 A JP 12313886A JP S62279562 A JPS62279562 A JP S62279562A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 10
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 10
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Landscapes
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
a 発明の詳細な説明
産業上の利用分野
本発明はデータ抜取り方法及びデータ抜取り装置に係り
、特に、VTR等の磁気テープのコン1−口−ル1−ラ
ックにデユーティ値を長短2種に可変設定して例えばコ
メン]〜情報や番地情報等として記録されたコントロー
ルパルス(以下、CTLパルスと記す)を汰取る方法及
び汰取り装置に関する。
、特に、VTR等の磁気テープのコン1−口−ル1−ラ
ックにデユーティ値を長短2種に可変設定して例えばコ
メン]〜情報や番地情報等として記録されたコントロー
ルパルス(以下、CTLパルスと記す)を汰取る方法及
び汰取り装置に関する。
従来の技術
第7図は従来のデータ抜取り装置のブロック系統図を示
す。端子101に入来した微分CTLパルスb(第8図
(B))(同図(A>に示すデユーティ値を可変された
基準CTLパルスを微分したもの)はカウンタ 102
. 105、Dノリツブノロツブ106の各RE GW
子及びラッチ回路112のCKE子に供給される。一方
、水晶発振3107からの3.58MH2のクロックは
、1/8カウンタ108にて分周されてクロックCKI
とされ、カウンタ102、 105、Dフリップフロッ
プ106のCK喘了に供給される。これにより、カウン
タ 402. 105はCTLパルスbの第1パルスb
1を供給されてカラン]〜を開始して第1パルスb1〜
第2パルスb2間のクロックをカウントし、第2パルス
b2を供給されてリセットすると共にこのリセット後直
ちに再びカウントを開始する。
す。端子101に入来した微分CTLパルスb(第8図
(B))(同図(A>に示すデユーティ値を可変された
基準CTLパルスを微分したもの)はカウンタ 102
. 105、Dノリツブノロツブ106の各RE GW
子及びラッチ回路112のCKE子に供給される。一方
、水晶発振3107からの3.58MH2のクロックは
、1/8カウンタ108にて分周されてクロックCKI
とされ、カウンタ102、 105、Dフリップフロッ
プ106のCK喘了に供給される。これにより、カウン
タ 402. 105はCTLパルスbの第1パルスb
1を供給されてカラン]〜を開始して第1パルスb1〜
第2パルスb2間のクロックをカウントし、第2パルス
b2を供給されてリセットすると共にこのリセット後直
ちに再びカウントを開始する。
この場合、カウンタ 102はリセットタイミング(例
えば第2パルスb2によるリセットタイミング)にて第
1パルスb1〜第2パルスb2間にカウントしたカウン
ト値をラッチ回路112を介して演算回路103に出力
し、演算回路103は上記カウント圃を約0.43倍し
て定められたパルス幅43%の位置のカウント値を比較
器104に出力する。
えば第2パルスb2によるリセットタイミング)にて第
1パルスb1〜第2パルスb2間にカウントしたカウン
ト値をラッチ回路112を介して演算回路103に出力
し、演算回路103は上記カウント圃を約0.43倍し
て定められたパルス幅43%の位置のカウント値を比較
器104に出力する。
この演算はパルス幅43%の期間をカラン[−する時間
よりも1分短い時間で行なわれる。なあ、VTRの規格
上デユーティ値の類いCILパルスを約25%、デユー
ティ値の艮いCTLパルスを約60%として設定してい
るので、汰取り検出位置を両者の略中間の約/13%と
している3゜一方、カウンタ 105においてカウント
中の現在のカウント値は比較器104に供給され、ここ
で、現在のカウント値と演算回路103からの1デーウ
前のカウント値とが比較され、一致した旧点で比較器1
04から一致信号が出力される。これにより、Dフリッ
プフロップ106からは例えば43%Lレベル、57%
Hレベルの仮取りパルスi (第8図(C))が取出さ
れ、次段のDノリツブノロツブ109に供給される。従
って、端子111に入来した基準0丁[−パルスa(同
図(△))は43%の抜取り検出位置でそのレベルを検
出され、端子110より(1)(1)(0)のデータq
(同図(D))として取出される。
よりも1分短い時間で行なわれる。なあ、VTRの規格
上デユーティ値の類いCILパルスを約25%、デユー
ティ値の艮いCTLパルスを約60%として設定してい
るので、汰取り検出位置を両者の略中間の約/13%と
している3゜一方、カウンタ 105においてカウント
中の現在のカウント値は比較器104に供給され、ここ
で、現在のカウント値と演算回路103からの1デーウ
前のカウント値とが比較され、一致した旧点で比較器1
04から一致信号が出力される。これにより、Dフリッ
プフロップ106からは例えば43%Lレベル、57%
Hレベルの仮取りパルスi (第8図(C))が取出さ
れ、次段のDノリツブノロツブ109に供給される。従
って、端子111に入来した基準0丁[−パルスa(同
図(△))は43%の抜取り検出位置でそのレベルを検
出され、端子110より(1)(1)(0)のデータq
(同図(D))として取出される。
発明が解決しようとする問題点
上記従来装置では、CTLパルスの1+jイクル朋間(
例えば第1パルスb1〜第2パルスb2間)をカウント
するため、特に、カウンタ 102にビット数の大きい
ものが必要となる問題点があり、又、演算回路103、
比較器104、カウンタ 105等を必要とし、複雑な
回路構成である問題点がある。
例えば第1パルスb1〜第2パルスb2間)をカウント
するため、特に、カウンタ 102にビット数の大きい
ものが必要となる問題点があり、又、演算回路103、
比較器104、カウンタ 105等を必要とし、複雑な
回路構成である問題点がある。
本発明は、極めて簡単な回路構成でデータ抜取りを行な
い得るデータ抜取り方法及びデータ抜取り装置を提供す
ることを目的とする。
い得るデータ抜取り方法及びデータ抜取り装置を提供す
ることを目的とする。
問題点を解決するための手段
第1図において、カウンタ16はデータパルスの一周期
内の抜取り佼置竹後の比をn:mとしたとき基準発振周
波数を1/n分周して第1クロックを成形すると共に該
基準発振周波数を1/m分周して第2クロックを成形す
る分周手段、セレクタ12は上記データパルスの基準エ
ツジから切換エツジまでの第1期間上記第1クロック(
又は第2クロック)に、該切換エツジから次のり準エツ
ジまでの第2期間上記第2クロック(又は第1クロック
)に夫々切換える選択手段、カウンタ13、ラッチ回路
14は上記第1i1′1間は上記第1クロックをアップ
カランl−1,、上記第2期間は上記第2クロックをダ
ウンカウントし、そのカウント(直の状態を検出ザるこ
とによって上記データパルスのデユーティ値の良知を検
出する検出手段の各−実施例である。
内の抜取り佼置竹後の比をn:mとしたとき基準発振周
波数を1/n分周して第1クロックを成形すると共に該
基準発振周波数を1/m分周して第2クロックを成形す
る分周手段、セレクタ12は上記データパルスの基準エ
ツジから切換エツジまでの第1期間上記第1クロック(
又は第2クロック)に、該切換エツジから次のり準エツ
ジまでの第2期間上記第2クロック(又は第1クロック
)に夫々切換える選択手段、カウンタ13、ラッチ回路
14は上記第1i1′1間は上記第1クロックをアップ
カランl−1,、上記第2期間は上記第2クロックをダ
ウンカウントし、そのカウント(直の状態を検出ザるこ
とによって上記データパルスのデユーティ値の良知を検
出する検出手段の各−実施例である。
、作用
カウンタ13において、第1期間dは第1クロックで、
アップカランI・する一方、第2If1間eは第2り[
1ツクでダウンカウントする構成とし、少ないピット数
のカウンタを用い、簡jJ1な回路構成でデータを抜取
る。
アップカランI・する一方、第2If1間eは第2り[
1ツクでダウンカウントする構成とし、少ないピット数
のカウンタを用い、簡jJ1な回路構成でデータを抜取
る。
実施例
第1図は本発明方式及び装置の一実施例を説明するため
のブロック系統図、第2図はその回路図を示し、同図中
、第7図と同一構成部分には同一番号をイ」す。第1図
及び第2図において、端子111に入来した基準CTL
パルスa(第3図(A>)はDフリップフロップ2,3
、ナントゲート4゜5にて構成される波形整形回路8に
供給され、ここで、その基準エツジ(立上りエツジ)を
検出されてクリア信号b(同図(C))とされる一方、
その切換エツジ(立下りエツジ)を検出されてロード信
号C(同図(D))とされる。クリア信号すはカウンタ
13の4ビットカウンタ13a−13(jのCL 端子
に供給され、ロード信号Cはカウンタ13の4ごットカ
ウンタ13a〜13dのLo端子に供給される。
のブロック系統図、第2図はその回路図を示し、同図中
、第7図と同一構成部分には同一番号をイ」す。第1図
及び第2図において、端子111に入来した基準CTL
パルスa(第3図(A>)はDフリップフロップ2,3
、ナントゲート4゜5にて構成される波形整形回路8に
供給され、ここで、その基準エツジ(立上りエツジ)を
検出されてクリア信号b(同図(C))とされる一方、
その切換エツジ(立下りエツジ)を検出されてロード信
号C(同図(D))とされる。クリア信号すはカウンタ
13の4ビットカウンタ13a−13(jのCL 端子
に供給され、ロード信号Cはカウンタ13の4ごットカ
ウンタ13a〜13dのLo端子に供給される。
一方、水晶発振器107からの3.58MH2のクロッ
ク(第5図(A)はカウンタ16の1/6カウンタ10
にて1/6に分周されて第1クロックQc+(同図(E
))とされる一方、カウンタ16の1/8カウンタ11
にて1/8に分周されて第2クロックQC2(同図(E
))とされる。実際には、基QCCT Lパルスa(同
図(1」))に同期して得られる波形整形回路8のDフ
リップフロップ2のσ出ツノ(同図(G))のレベル切
換りがセレクタ12にて検出され、この検出信号がカウ
ンタ16のF39’E=子に供給されることによってそ
のQcg子より上記第1クロックQc+ と第2クロッ
クQC2とが切換って出力される。
ク(第5図(A)はカウンタ16の1/6カウンタ10
にて1/6に分周されて第1クロックQc+(同図(E
))とされる一方、カウンタ16の1/8カウンタ11
にて1/8に分周されて第2クロックQC2(同図(E
))とされる。実際には、基QCCT Lパルスa(同
図(1」))に同期して得られる波形整形回路8のDフ
リップフロップ2のσ出ツノ(同図(G))のレベル切
換りがセレクタ12にて検出され、この検出信号がカウ
ンタ16のF39’E=子に供給されることによってそ
のQcg子より上記第1クロックQc+ と第2クロッ
クQC2とが切換って出力される。
ここで、カウンタ13は波形整形回路8からの信号すの
第1パルスb1でリセットされてこの直後から信号Cの
第1パルスCI までの期間dにおいて1/6分周され
た第1クロックQc+をアップカウントし、信号Cの第
1パルスc1から信号すの第2パルスb2までの期間e
は1/8分周された第2クロックQC2をダウンカウン
トする。。
第1パルスb1でリセットされてこの直後から信号Cの
第1パルスCI までの期間dにおいて1/6分周され
た第1クロックQc+をアップカウントし、信号Cの第
1パルスc1から信号すの第2パルスb2までの期間e
は1/8分周された第2クロックQC2をダウンカウン
トする。。
このダウンカウント(ま、実際には、信号Cの第1パル
スC1によってそれまでカウントしてきたカウント値の
補数をロードしてアップカウントすることにより行なわ
れる。
スC1によってそれまでカウントしてきたカウント値の
補数をロードしてアップカウントすることにより行なわ
れる。
カウンタ13の個々のカウンタは、一般に、カウンタ1
6からクロックCK(第4図(A))を供給されてその
出力端子より信号QAへ−Qo (同図(B)〜(E)
)を出力し、信号QA ”Qoが全て「1」になった口
)にRC(リップルA: tyツリー信号(同図(F)
)を出力する。ここで、ロード信号し。(C+ 、C2
、・・・)(同図(し))が供給されると、信@Qへ′
〜Qo’(同図(G)〜(J))がrOJ Ml
M」 l’ojだったのがその補数のrll rot
rot rllになり、ここから再びカウント開
始され、RC信号(同図(K))が出力されるとカウン
タ13a〜13dはその出力レベルを保持する。
6からクロックCK(第4図(A))を供給されてその
出力端子より信号QAへ−Qo (同図(B)〜(E)
)を出力し、信号QA ”Qoが全て「1」になった口
)にRC(リップルA: tyツリー信号(同図(F)
)を出力する。ここで、ロード信号し。(C+ 、C2
、・・・)(同図(し))が供給されると、信@Qへ′
〜Qo’(同図(G)〜(J))がrOJ Ml
M」 l’ojだったのがその補数のrll rot
rot rllになり、ここから再びカウント開
始され、RC信号(同図(K))が出力されるとカウン
タ13a〜13dはその出力レベルを保持する。
このとき、クリア信号1)+ 、 t)z 、・・・(
第3図(C))が入来した時点でカウンタ13dのRC
信号レベルがL(実質的にアップカウント及びダウンカ
ウントによりカウント数が残っている〉であればデユー
ティ値が艮いCTLパルスであることが検出され、一方
、カウンタ13dのRC信号レベルが1」(実質的にカ
ウント数がなくなる)であればデユーティ値が短かいC
TLパルスであることが検出される。
第3図(C))が入来した時点でカウンタ13dのRC
信号レベルがL(実質的にアップカウント及びダウンカ
ウントによりカウント数が残っている〉であればデユー
ティ値が艮いCTLパルスであることが検出され、一方
、カウンタ13dのRC信号レベルが1」(実質的にカ
ウント数がなくなる)であればデユーティ値が短かいC
TLパルスであることが検出される。
この場合、カウンタ16の分周値1/6と1/8との比
は4:3≠0.572: 0.42Bとなり、夫々異
なる周波数の第1クロックQc+及び第2クロックQC
2でアップカウント及びダウンカウントすれば、CTL
パルスaの42,8%パルス幅及び51.2%パルス幅
の位置に汝取り検出位置を設けたことになる。囚に、同
一周波数のクロックでアップカウント及びダウンカウン
トすれば、CTLパルスaの50%パルス幅の位置に央
取り検出位置を設けたことになる。
は4:3≠0.572: 0.42Bとなり、夫々異
なる周波数の第1クロックQc+及び第2クロックQC
2でアップカウント及びダウンカウントすれば、CTL
パルスaの42,8%パルス幅及び51.2%パルス幅
の位置に汝取り検出位置を設けたことになる。囚に、同
一周波数のクロックでアップカウント及びダウンカウン
トすれば、CTLパルスaの50%パルス幅の位置に央
取り検出位置を設けたことになる。
カウンタ13から出力された信号はDフリップ″フロッ
プ14a1ゲート回路14bにて構成されるラッチ回路
14に供給されてラッチされ、例えば、艮いデユーティ
値のCTLパルスの抜取りではHレベル、短かいデユー
ティ値のCTLパルスの抜取りではLレベルのデータf
(第3図(B))が得られ、端子110より取り取出さ
れる。この場合、カウンタ13において信号すの第1パ
ルスb1からアップカウントし、信号Cの第1パルスC
!からダウンカウントしてその結果を信号すの第2パル
スb2の時点で行なっているので、汰取り結果は57.
2%パルス幅分遅れて出力されるが、これは実質上殆ど
問題ない。
プ14a1ゲート回路14bにて構成されるラッチ回路
14に供給されてラッチされ、例えば、艮いデユーティ
値のCTLパルスの抜取りではHレベル、短かいデユー
ティ値のCTLパルスの抜取りではLレベルのデータf
(第3図(B))が得られ、端子110より取り取出さ
れる。この場合、カウンタ13において信号すの第1パ
ルスb1からアップカウントし、信号Cの第1パルスC
!からダウンカウントしてその結果を信号すの第2パル
スb2の時点で行なっているので、汰取り結果は57.
2%パルス幅分遅れて出力されるが、これは実質上殆ど
問題ない。
ところで、VTRの再生にはフォワ−ド再生時CTLパ
ルスを第6図(A)に示す如くとすると、リバース再生
時のそれは同図(C)に丞す如く、フォワード再生時の
それと方向が逆で、がっ、極性が反転している。
ルスを第6図(A)に示す如くとすると、リバース再生
時のそれは同図(C)に丞す如く、フォワード再生時の
それと方向が逆で、がっ、極性が反転している。
フォワード/リバース切換端子6にフォワード再生時は
Hレベル、リバース再生時はし、レベルを供給する。こ
れにより、セレクタ12からはフォワード再生時及びリ
バース再生時夫々異なる制御信号が取出されてカウンタ
16に供給され、フォワード再生時では期間dで(ま第
1クロックQc+、期間eでは第2クロックQczを夫
々カウントするように制御される一方、リバース再生時
では期間dでは第2クロックQc2、期間eでは第1ク
ロックQc+を夫々カラン1〜するように制御される。
Hレベル、リバース再生時はし、レベルを供給する。こ
れにより、セレクタ12からはフォワード再生時及びリ
バース再生時夫々異なる制御信号が取出されてカウンタ
16に供給され、フォワード再生時では期間dで(ま第
1クロックQc+、期間eでは第2クロックQczを夫
々カウントするように制御される一方、リバース再生時
では期間dでは第2クロックQc2、期間eでは第1ク
ロックQc+を夫々カラン1〜するように制御される。
従って、)4ワード再生旧の抜取り検出位置は第6図(
A)に示すように基準エツジから42.8%パルス幅の
位置になる一方、リバース再生1r、1の抜取り検出位
置は同図(B)に示すように基準エツジから572%パ
ルス幅の位置になる。
A)に示すように基準エツジから42.8%パルス幅の
位置になる一方、リバース再生1r、1の抜取り検出位
置は同図(B)に示すように基準エツジから572%パ
ルス幅の位置になる。
これと同時に、セレクタ12からの制御15号はラッチ
回路14に供給され、フォワード再生時とリバース再生
時とでラッチして取出す信号の極性を逆にしている。こ
れにより、フォワ−ド再生時、’jでは第6図(B)に
示すデータを得ることができ、リバース再生時では同図
(D)に示すデータを得ることができる。
回路14に供給され、フォワード再生時とリバース再生
時とでラッチして取出す信号の極性を逆にしている。こ
れにより、フォワ−ド再生時、’jでは第6図(B)に
示すデータを得ることができ、リバース再生時では同図
(D)に示すデータを得ることができる。
発明の効果
本発明方法及び装置によれば、第1期間は第1(又は第
2)クロックでアップカウント(又はダウンカウント)
する一方、第2期間は第2(又は第1)クロックでダウ
ンカラン1−(又はアップカウント)する構成としたた
め、従来のものよりも少ないピッ[・数のカウンタを用
い得、又、従来装置のような演の回路や比較器等を用い
る8廿がないので回路を簡単に構成しtLIc化し易い
(例えば、従来例の1500ゲートを400〜500ゲ
ー1へにし得る)等の特長を有する。
2)クロックでアップカウント(又はダウンカウント)
する一方、第2期間は第2(又は第1)クロックでダウ
ンカラン1−(又はアップカウント)する構成としたた
め、従来のものよりも少ないピッ[・数のカウンタを用
い得、又、従来装置のような演の回路や比較器等を用い
る8廿がないので回路を簡単に構成しtLIc化し易い
(例えば、従来例の1500ゲートを400〜500ゲ
ー1へにし得る)等の特長を有する。
第1図は本発明方法及び装置の一実施例を説明するため
のブロック系統図、第2図及び第3図は夫々本発明装置
の回路図及びその信号波形図、第4図及び第5図は本発
明装置のカウンタの信8波形図、第6図はフォワード再
生時及びリバース再生時の信号波形図、第7図及び第8
図は夫々従来装置の一例のブロック系統図及びその信号
波形図である。 6・・・フA1ノード/リバース切換端子、8・・・波
形整形回路、10・・・1/6カウンタ、11・・・1
/8カウンタ、12・・・セレクタ、13.16・・・
カウンタ、14・・・ラッチ回路、107・・・水晶発
振器、110・・・出力端子、111・・・基準CTL
パルス入力端子。 特許出願人 日木ビクター株式会社 第4図 (A) CK惺↑↑↑↑↑↑↑↑↑↑↑嘗↑↑↑↑(F
) RC (1) L。
のブロック系統図、第2図及び第3図は夫々本発明装置
の回路図及びその信号波形図、第4図及び第5図は本発
明装置のカウンタの信8波形図、第6図はフォワード再
生時及びリバース再生時の信号波形図、第7図及び第8
図は夫々従来装置の一例のブロック系統図及びその信号
波形図である。 6・・・フA1ノード/リバース切換端子、8・・・波
形整形回路、10・・・1/6カウンタ、11・・・1
/8カウンタ、12・・・セレクタ、13.16・・・
カウンタ、14・・・ラッチ回路、107・・・水晶発
振器、110・・・出力端子、111・・・基準CTL
パルス入力端子。 特許出願人 日木ビクター株式会社 第4図 (A) CK惺↑↑↑↑↑↑↑↑↑↑↑嘗↑↑↑↑(F
) RC (1) L。
Claims (4)
- (1)同一周期でデューティ値の異なるデータパルスを
一定タイミングの抜取り位置で抜取るデータ抜取り方法
において、上記データパルスの一周期内の抜取り位置前
後の比に対応する周波数比をもつ第1クロック及び第2
クロックを成形し、上記データパルスの基準エッジから
切換エッジまでの間上記第1クロックをカウントし、該
切換エッジから次の基準エッジまでの間上記第2クロッ
クをカウントし、上記第1クロックをカウントした値と
上記第2クロックをカウントした値とを比較することに
よりその大小で上記データパルスのレベルを抜取るよう
にすることを特徴とするデータ抜取り方法。 - (2)同一周期でデューティ値の異なるデータパルスを
一定のタイミングの抜取り位置で抜取るデータ抜取り装
置において、上記データパルスの一周期内の抜取り位置
前後の比をn:mとしたとき基準発振周波数を1/n分
周して第1クロックを成形すると共に該基準発振周波数
を1/m分周して第2クロックを成形する分周手段と、
上記データパルスの基準エッジから切換エッジまでの第
1期間上記第1クロック(又は第2クロック)に、該切
換エッジから次の基準エッジまでの第2期間上記第2ク
ロック(又は第1クロック)に夫々切換える選択手段と
、上記第1期間は上記第1クロックをアップカウント(
又はダウンカウント)し、上記第2期間は上記第2クロ
ックをダウンカウント(又はアップカウント)し、その
カウント値の状態を検出することによって上記データパ
ルスのデューティ値の長短を検出する検出手段とよりな
ることを特徴とするデータ抜取り装置。 - (3)同一周期でデューティ値の異なるデータパルスを
一定のタイミングの抜取り位置で抜取るデータ抜取り装
置において、上記データパルスの一周期内の抜取り位置
前後の比をn:mとしたとき基準発振周波数を1/n分
周して第1クロックを成形すると共に該基準発振周波数
を1/m分周して第2クロックを成形する分周手段と、
上記データパルスの基準エッジから切換エッジまでの第
1期間上記第1クロック(又は第2クロック)に、該切
換エッジから次の基準エッジまでの第2期間上記第2ク
ロック(又は第1クロック)に夫々切換える選択手段と
、上記第1期間は上記第1クロックをアップカウント(
又はダウンカウント)し、上記第2期間は上記第2クロ
ックをダウンカウント(又はアップカウント)し、その
カウント値の状態を検出することによって上記データパ
ルスのデューティ値の長短を検出する検出手段と、上記
データパルスのフォワード再生時上記第1期間上記第1
クロック、上記第2期間上記第2クロックとし、上記デ
ータパルスのリバース再生時上記第1期間上記第2クロ
ック、上記第2期間上記第1クロックとするように切換
える切換手段とよりなることを特徴とするデータ抜取り
装置。 - (4)該第1期間では、アップカウント(又はダウンカ
ウント)し、該第2期間では、補数をロードしてアップ
カウント(又はダウンカウント)することを特徴とする
特許請求の範囲第2項又は第3項記載のデータ抜取り装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12313886A JPS62279562A (ja) | 1986-05-28 | 1986-05-28 | デ−タ抜取り方法及びデ−タ抜取り装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12313886A JPS62279562A (ja) | 1986-05-28 | 1986-05-28 | デ−タ抜取り方法及びデ−タ抜取り装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62279562A true JPS62279562A (ja) | 1987-12-04 |
Family
ID=14853127
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12313886A Pending JPS62279562A (ja) | 1986-05-28 | 1986-05-28 | デ−タ抜取り方法及びデ−タ抜取り装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62279562A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0603851A2 (en) * | 1992-12-22 | 1994-06-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Duty discriminating circuit |
WO1999046861A1 (en) * | 1998-03-11 | 1999-09-16 | Thomson Licensing S.A. | Digital signal modulation system |
US6775324B1 (en) | 1998-03-11 | 2004-08-10 | Thomson Licensing S.A. | Digital signal modulation system |
-
1986
- 1986-05-28 JP JP12313886A patent/JPS62279562A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0603851A2 (en) * | 1992-12-22 | 1994-06-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Duty discriminating circuit |
EP0603851A3 (en) * | 1992-12-22 | 1995-05-24 | Tokyo Shibaura Electric Co | Duty cycle discrimination circuit. |
WO1999046861A1 (en) * | 1998-03-11 | 1999-09-16 | Thomson Licensing S.A. | Digital signal modulation system |
US6775324B1 (en) | 1998-03-11 | 2004-08-10 | Thomson Licensing S.A. | Digital signal modulation system |
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