JPS62173978A - 電界効果トランジスタを利用する電気装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は電界効果トランジスタを使用するスイッチング
回路と、発電機の界磁電流を制御することにより発電機
の出力電圧を調整するためにそのスイッチング回路を利
用する発電機の電圧調整器とに関する。

［従来技術］ 高電位側駆動構成で電源と負荷とに接続されるスイッチ
ング回路にＮチャネル金属酸化物半導体電界効果トラン
ジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用する場合、すなわち、ド
レインが電源の正端子に接続され、負荷はＭＯＳＦＥＴ
のソース電極と電源の負端子との間に接続される場合、
ゲートに印加される十分な大きさのゲート電圧を発生し
且つＭＯＳＦＥＴをそのドレインとソースとの間で導通
状態に維持するために電源の電圧に加えて何らかの手段
を設けなければならない。電源の電圧の値より高いゲー
ト電圧を発生する公知の方法の１ツＬｔ、米１３ｉ特許
第４，４２０，７００号に記載されるような倍電圧器を
使用するものである。

［発明の概要］ 本発明の目的の１つは、複数の制御機能を実行するため
に唯１つのコンデンサを使用するＮチャネル電界効果ト
ランジスタを利用する改良された高電位側駆動スイッチ
ング回路を提供することである。すなわち５本発明にし
たがって構成されるスイッチング回路においては、コン
デンサは回路のタイミングを設定すると共に、電圧倍増
作用のための電源を形成する。さらに、コンデンサは１
回路がある動作モードにあるとき、一定のデユーティサ
イクルを有する一連の電圧パルスを提供するように電界
効果トランジスタをオン／オフ切替えさせるために利用
される。この一定デューティサイクルモードは、本発明
のスイッチング回路が自動車用発電機の電圧調整器に使
用される場合に蓄電池からの平均電流によって発電機の
界磁巻線を励磁する手段を構成するに の目的を達成するために、本発明によるスイッチング回
路は特許請求の範囲第１項の特徴部分に記載されるよう
な特徴を有する。

さらに詳細に言えば、本発明によるスイッチング回路に
おいては、充電中、コンデンサにはその両端電圧がある
所定の値に達するまで電流が取込まれる。この電圧レベ
ルは検出され、そのレベルに達したとき、コンデンサの
両＠電圧は゛直流電圧源の電圧に直列に積重ねられ、す
なわち加算されて、コンデンサ電圧と直流電圧源の電圧
との和にほぼ等しいゲートバイアス電圧を電界効果トラ
ンジスタに対して供給する。コンデンサ電圧が所定の値
に達した時点で、コンデンサ電圧と電源電圧とは前述の
ように積重ねられ、すなわち加算され、この時点で回路
はコンデンサ放電モードに切り替わり、コンデンサは放
電し始める。

コンデンサは、コンデンサ電圧と電源電圧との和が所定
の値又はレベルに低下するまで放電を続ける。所定のレ
ベルまで低下すると。

回路はコンデンサ充電モードに切替わり、コンデンサは
再び充電し始め、同時にコンデンサ電圧と電源電圧とは
重ねられなくなる。上述のサイクルは周期的に繰返し、
すなわち、コンデンサは充電と放電を繰返す。コンデン
サが充電と放電を繰返し、電源電圧とコンデンサ電圧の
積重ねと分離が起こる間、回路の接続点における電圧は
和電圧（積重ね状態）とコンデンサの両端電圧（分離状
１りとの間で変化する。この接続点は電界効果トランジ
スタのゲートに接続される。積重ね状態の間。

和電圧は電界効果トランジスタをそのドレインとソース
との間でゲートするのに十分な値である。さらに、コン
デンサの放電中、コンデンサが放電によって達する電圧
は、和電圧（積重ね電圧）が電界効果トランジスタを導
通状態にバイアスされたままに維持するのに十分なほど
高くなるような値である。コンデンサの充電と放電の繰
返し、及びコンデンサ電圧と電源電圧との積重ねと分離
は、コンデンサが放電している時間周期にほぼ相当する
時間周期にわたりゲートバイアス電圧を発生する。この
時間周期はほぼ一定であり、コンデンサ放電回路のＲＣ
時定数の関数である。ゲートバイアス電圧はコンデンサ
の放電期間を通して電界効果トランジスタを導通状態に
バイアスされたままに維持するのに十分なほど高い。

電界効果トランジスタが導通状態及び非導通状態にバイ
アスされる時間周期を制御するために、電界効果トラン
ジスタのゲートと電源の負端子との間にスイッチングデ
バイスが接続される。このスイッチングデバイスが非導
通状態であるとき、電界効果トランジスタは発生される
ゲート電圧により導通状態にバイアスされるべき状態に
あり、スイッチングデバイスが導通状態にあるときは、
電界効果トランジスタは非導通状態にバイアスされる。

スイッチングデバイスのスイッチング状態は。

コンデンサが所定の電圧レベルまで充電した時点でのみ
スイッチングデバイスが状態を変えることができるよう
に制御される。この構成により、複数の連続して起こる
、それぞれ等しい持続時間の時間周期の和に等しい総時
間周期にわたり電界効果トランジスタを導通状態にバイ
アスすることができる。　さらに、スイッチングデバイ
スが導通状態になると、複数の連続して起こる、それぞ
れ等しい持続時間の時間周期の和に等しい総時間周期に
わたり電界効果トランジスタを非導通状態にバイアスす
ることができる。接続点に発生されるゲート駆動電圧は
、コンデンサが充電している時間中に負の電圧遷移を生
じる。そのような遷移が電界効果トランジスタのゲート
に印加される電圧を電界効果トランジスタを導通状態に
ゲートされたままに維持するのに十分ではないと考えら
れるほど低い値まで低下させるのを阻止するために、電
界効果トランジスタのゲートキャパシタンスと、電界効
果トランジスタのゲートに接続される抵抗器とから構成
されるフィルタ回路が設けられる。

本発明の別の面によれば、スイッチング回路は、電界効
果トランジスタが一定のデユーティサイクルを有する電
圧パルスを供給するためにオン／オフ切替えされるデユ
ーティサイクルモードで動作することができるように構
成される。この動作モードを実行するために、コンデン
サは先に説明したように充電と放電を繰り返す。しかし
ながら、コンデンサが放電している′ときに電圧の積重
ねが起こると、電界効果トランジスタのゲートはゲート
電圧がコンデンサを充電モードに切替えるレベルより高
い電圧レベルまで低下した時点で電界効果トランジスタ
を非導通状態にバイアスするために電源の負端子に接続
される。この構成によれば、電界効果トランジスタはコ
ンデンサの放電時間のあるパーセンテージに相当する連
続して起こる、それぞれ等しい持続時間の時間周期にわ
たり導通状態にバイアスされる。

本発明の別の目的は、発電機の界磁電流を制御する電界
効果トランジスタを発電機の出力電圧の大きさの関数と
してオン／オフ切替えすることにより、発電機の出力電
圧を所望の調整値に維持するために上述のスイッチング
回路を利用する（ダイオード整流交流）発電機の電圧調
整器を提供することである。この目的を達成するために
、電界効果トランジスタのドレイン電極は発電機の正出
力端子に接続され、界磁巻線はソース電極と発電機の負
出力端子との間に接続される。電界効果トランジスタの
ゲートは前述の回路によりゲートバイアス電圧を供給さ
れる。電圧調整器が通常調整モードにあるとき及び発電
機の出力電圧が所望の調整値より低いとき、電界効果ト
ランジスタは複数の連続して起こる、それぞれ等しい持
続時間の時間周期の和に等しい総時間周期にねたり導通
状態にバイアスされる。発電機の出力電圧が所望の調整
値より高いレベルまで上昇すると、電界効果トランジス
タは複数の連続して起こる、それぞれ等しい持続時間の
時間周期の和に等しい総時間周期にわたり非導通状態に
バイアスされる。それらの連続して起こる時間周期の持
続時間は、発電機の出力電圧が所望の調整値より低いと
きに発生される連続して起こる時間周期の持続時間より
短い。

本発明の電圧調整器の重要な利点は、電圧調整器がいわ
ゆるリプル調整器ではないこと、すなわち、（交流）発
電機に持続されるブリッジ整流器の直流電圧出力端子に
現われるリプル電圧の大きさ、すなわち周期により影響
を受けないことである。

本発明のさらに別の目的は、通常の調整動作モードから
界磁ストロービング動作モードに移行させることができ
る前述の種類の電圧調整器を提供することである。電圧
調整器は、発電機の回転子が回転していないとき又は所
定の速度より低い速度で回転されているときに界磁スト
ロービングモードに移行するように構成される。界磁ス
トロービングモードにあるとき、界磁巻線は自動車の電
気系統の蓄電池からオン／オフ切替えされる電界効果ト
ランジスタを介して励磁される。電界効果トランジスタ
は、あるデユーティサイクルを有する連続して起こる、
それぞれ等しい時間周期にわたり界磁が励磁されるよう
にオン／オフ切替えされる。これは、スイッチング回路
のデユーティサイクル動作モードの説明に関連して先に
説明した方式で達成される。

［実施例コ 以下、添付の図面を参照して本発明の詳細な説明する。

本発明のスイッチング回路は、蓄電池を含む自動車の電
気的負荷に給電するダイオード整流交流形の発電機の界
磁電流を制御する電圧調整器として使用されるものとし
て説明される。このような用途においては、電界効果ト
ランジスタのスイッチング動作により界磁電流を制御す
る。スイッチング回路の用途は電界調整器としての使用
に限定されるのではなく、発電機の界磁負荷以外の電気
的負荷に供給される電圧または電流を制御するためにス
イッチング回路を使用することができる。

そこで図面、特に第１図に関して説明すると、発電機１
０は三相デルタ結線される出力巻線１２と界磁巻線１４
とを有する。出力巻線１２はＹ結線されても良い。界磁
巻線１４は、当業者には良く知られるように自動車のエ
ンジン１５により駆動される発電機回転子により支持さ
れる。出力巻線１２において発生される出力電圧の大き
さは″界磁巻線１４に供給される界磁電流の大きさの関
数である。

この界磁電流は本発明の電圧調整器により以下に説明す
る方式で制御される。

出力巻線１２は、３つの正ダイオード１８と、　３つの
負ダイオード２０　とから構成される三相余波形のブリ
ッジ整流器１６の交流入力端子に接続される。正ダイオ
ード１８の陰極はブリッジ整流器１６の正直流電圧出力
端子２２に接続される。正ダイオード２０の陽極はブリ
ッジ整流器１６の負直流電圧出力端子２４に接続される
。負直流電圧出力端子２４は接地される。

正直流電圧出力端子２２は、接続点２８に接続される導
線２６　に接続される。蓄電池３０の正端子は接続点２
８に接続され、その負端子は接地される。図示されるよ
うに、電気的負荷３２は電気的負荷３２と接続点２８と
の間に接続されるスイッチ３４を有する。

自動車の電気系統では、接続点２８と接地点との間に複
数の電気的負荷およびスイッチが接続されている。接続
点２８は導線３６に接続される。

本発明の電圧調整器はドレインＤと、ゲートＧと、ソー
スＳとを有する金属酸化物半導体電界効果トランジスタ
（ＭＯＳＦＥＴ）３８を含む。このＭＯ８ＦＥＴ３８は
Ｎチャネルエンハンスメントモード形の電界効果トラン
ジスタである。ドレインＤは導線３９により導線３６に
接続される。ゲートＧは抵抗器４２により導線４０に接
続される。ソースＳは電磁巻線１４の一方の側に接続さ
れる。

界磁巻線１４の他方の側は接地される。界磁放電ダイオ
ード４４は界磁巻線１４の両端に接続される。界磁巻線
１４を励磁する回路は接続点２８から導線３６および３
９に入り、ＭＯＳＦＥＴ３８のドレインＤおよびソース
Ｓを介し、さらに界磁巻線１４を介して接地点に至る回
路として考えることができる。ＭＯＳＦＥＴ３８は、第
１図にブロックの形態で示され、第２図にさらに詳細に
示される制御回路４６により界磁電流を制御するために
導通状態および非導通状態にバイアスされる。

ＭＯＳＦＥＴ３８のゲートＧは導線４０および抵抗器４
２を介して制御回路４６に接続される。制御回路４６は
抵抗器４８および導線５０により導線３６にも接続され
る。

電圧調整器は、導線３６と接地点との間に直列接続され
る抵抗器５２および５４から構成される分圧電圧検出回
路を有する。抵抗器５２および５４は接続点５６を有す
る。コンデンサ６０は抵抗器５４の両端に接続される。

抵抗器５２および５４は分圧器として機能し。

従って、接続点５６の電圧は導線３６と接地点との間の
電圧の分割値となる。導線３６は接続点２８に接続され
るので、接続点５６の電圧は蓄電池３０の両端電圧の変
化に従って変化し、この電圧は発電機１０の出力電圧の
大きさの関数である。電圧調整器はＭＯＳＦＥＴ３８の
スイッチング動作を制御することにより界磁電流を変化
させて、接続点２８と接地点との間に現われる電圧をほ
ぼ一定に維持する。自動車の１２ボルトの電気系統にお
いては、接続点２８と接地点との間で維持されるべき調
整電圧は約１４ボルトであれば良い。

電圧調整器は、温度安定電圧源６２を有する。この温度
安定電圧源６２の入力端子は導線６４に接続され、導線
６４は接続点６６に接続される。この接続点６６は抵抗
器６８により導線３６に接続される。コンデンサ７０は
接続点６６と接地点との間に接続される。

温度安定電圧源６２の出力端子は導線６９に接続される
。温度安定電圧源６２は導＄６９の電圧をほぼ一定に維
持するために設けられる。　この種の調整器または電圧
源は当業者には良く知られているので、温度安定電圧源
６２は幾分か概略的に示されている。このように、温度
安定電圧源６２は導線６４および６９の間に接続される
ＮＰＮ　トランジスタ６２Ａを含む。ＮＰＮトラシジス
タ６２Ａのベースは、ＮＰＮトランジスタ６２Ａの導通
を制御するための制御素子６２Ｂに接続される。制御素
子６２Ｂは導線６２Ｃを介して導線６９の電圧に応答し
、導線６９の一定の調整電圧を維持するようにＮＰＮト
ランジスタ６２Ａの導通を制御する。制御素子６２Ｂは
導線６２Ｄを介して低圧比較器７３の出力にも応答する
。低圧比較器７３は導線７５の電圧を基準電圧Ｖａと比
較する。導線７５は信号ランプ１２２と、ＮＰＮトラン
ジスタ１２６のコレクタとの間に接続される接続点７７
に接続される。導線７５の電圧がある所定の最小値を越
えない場合、低比較器７３の出力に従って制御素子６２
ＢはＮＰＮトランジスタ６２Ａを非導通状態にバイアス
し、それにより、導線６４および６９の接続を遮断する
。

導線７５の電圧が所定の最小値を越えると、ＮＰＮ）−
ランジスタロ２Ａは導通するように制御されるので、導
線６９に調整電圧が発生される。

導線６９に現われる温度安定電圧源６２の出力電圧は、
導線６９と接地点との間に直列接続される抵抗器７２，
７４．７６および７８から構成される分圧器７１に印加
される。分圧器は接続点８０．８２および８４を有する
。

温度安定電圧源６２は、温度の変化に伴なってほとんど
変化しない、はぼ一定の電圧を分圧器７１に印加する。

接続点８０．８２および８４の電圧は分圧器７１により
実行される分圧によって徐々に低下する。

電圧調整器は過電圧比較器８６と、設定値比較器８８と
、発電機相電圧応答比較器９０とを有する。これらの比
較器の直流電圧源となるのは導線６９の電圧であり、こ
れらの比較器は従来通りに図示されない導線により導線
６９に接続される。過電圧比較器８６は導線９２の電圧
を導線９４の電圧と比較する。

導線９４は接続点５６に接続され、導線９２は接続点８
０に接続される。過電圧比較器８６の出力端子はＮＡＮ
Ｄゲート９６に接続される。

設定値比較器８８は導線９７の電圧を導線９８の電圧と
比較する。導線９８は接続点８２に接続され、導線９７
は接続点５６に接続される。従って、設定値比較器８８
は一定の基準電圧（接続点８２）を発電機１０の出力電
圧（接続点５６）の変化に伴なって変化する電圧と比較
する。設定値比較器８８の出力端子は導線１００により
制御回路４６に接続される。

発電機相電圧応答比較器９０は導線１０２の電圧を導線
１０４の電圧と比較する。導線１０２は分圧器７１の接
続点８４に接続される。導線１０４は抵抗器１０８を介
して抵抗器１０７および１０９の接続点１０５に接続さ
れる。コンデンサ１０３は導線１０４と接地点との間に
接続される。抵抗器１０７の一端はブリッジ整流器１６
の交流入力端子の１つの接続点１０６に導線１１０に接
続される。

抵抗器１０９の一端は接地される。発電機相電圧応答比
較器９０の出力端子は導線１１２を介してＮＡＮＤゲー
ト９６に接続されると共に、導線１１４を介して制御回
路４６に接続される。界磁巻線１４を支持する発電機１
ｏの回転子が回転していないとき、接続点１０６に電圧
は発生されない。界磁巻線１４が開成している場合にも
発電機１０により電圧は発生されないので、接続点１０
６に電圧は発生されない。接続点１０６に電圧が発生さ
れていない（開成磁界または発電機回転子が回転してい
ない）とき、導線１０２および１０４の電圧は、導線１
１２および１１４に印加される発電機相電圧比較器９０
の出力を低圧状態、すなわち、はぼ接地電位であれば良
いゼロ電圧レベルとするような相対関係を有する。

発電機の出力電圧が所望の調整値に向かって上昇すると
、導線１０４の電圧は最終的には導線１０２の電圧を越
え、その結果、発電機相電圧応答比較器９０の出力は高
い正電圧、すなわち、ルベルと言っても良い電圧レベル
となる。これは１発電機１０の回転子が発電機回転子を
駆動するエンジン１５により所定の速度とされたときに
起こる。

制御回路４６は導線１１８および１２０によりコンデン
サ１１６に接続される。以下、第２図に示される制御回
路４６の詳細な説明に関連してコンデンサ１１６の機能
を説明する。制御回路１１６は導線１２１により接続点
６６にも接続される。

第１図の電圧調整器は信号ランプ１２２を含み、信号ラ
ンプの一方の側は手動操作自在の点火スイッチ１２４に
接続される。点火スイッチ１２４は信号ランプ１２２と
接続点２８との間に接続される。信号ランプ１２２の点
滅動作はＮＰＮトランジスタ１２６により構成される半
導体スイッチにより制御される。

ＮＰＮトランジスタ１２６のコレクタは信号ランプ１２
２の一方の側に接続され、エミッタは抵抗器１２７を介
して接地される。ＮＰＮトランジスタ１２６のベースは
、ＮＰＮトランジスタ１２６を導通状態または非導通状
態にバイアスするＮＡＮＤゲート９６の出力端子に接続
される。点火スイッチ１２４が開成され、ＮＰＮトラン
ジスタ１２６が導通状態にバイアスされると、信号ラン
プ１２２は点灯される。

次に、第２図を参照して、第１図にはブロックとして示
される制御回路４６を説明する。

第２図において、第１図に示される導線に対応する導線
は第１図と同じ図中符号により示されている。第２図に
示されるように、タイミング比較器１３０の出力端子は
導線１３２に接続される。タイミング比較器１３０の負
入力端子は、接続点１３６および１３８と。

抵抗器１４０の一方の側とに接続される導線１３４に接
続される。タイミング比較器１３０の正入力端子は、導
線５０と接地点との間に直列接続される分圧器の抵抗器
１４１および１４３の接続点１３９に供給される正の基
準電圧ＶＲＥＦ１に接続される。　タイミング比較器１
３０の正入力端子への接続は接続点１４２および抵抗器
１４４を介して行なわれる。接続点１４２はＮＰＮトラ
ンジスタ１４６の形態をとる半導体スイッチ、すなわち
ゲートの一方の側に接続される。ＮＰＮトランジスタ１
４６のコレクタは抵抗器１４８を介して接続点１４２に
接続される。ＮＰＮトランジスタ１４６のエミッタは接
地され、ベースは導線１５２の接続点１５０に接続され
る。

制御回路４６はＮＰＮトランジスタ１５４Ａから構成さ
れるスイッチングデバイスを含む別の電圧比較器１５４
を有する。ＮＰＮトランジスタ１５４Ａのコレクタは導
線１５２に接続され、エミッタは接地される。ＮＰＮト
ランジスタ１５４Ａは導通しているとき、導線１５２を
接地する。抵抗器１５３は導線１５２および５０の間に
接続される。電圧比較器１５４の負入力端子は接続点１
３６に接続される。電圧比較器１５４の正入力端子は、
導線１２１と接地点との間に接続される分圧器の抵抗器
１５５および１５７の接続点１５１に発生される正の基
準電圧ＶＲＥＦ２　　に接続される。基準電圧ＶＲＥＦ
２は基準電圧ＶＲＥＦＩより高い値を有する。

コンデンサ１１６の一方の側に接続される導線１２０は
抵抗器１４０の一方の側と、接続点１６０および１６２
とに接続される。接続点１６２は抵抗器１６６を介して
導線１６４に接続される。導線１６４は接続点１６８に
接続され、この接続点１６８は導線４０に。

従って抵抗器４２を介してＭＯ８ＦＥＴ３８のゲートＧ
に接続される。

ダイオード１７０および抵抗器１７２は導線５０と接続
点１６０との間に直列接続される。抵抗器１７６は導線
５０と導線１１８との間に接続される。導線１１８はＮ
ＰＮ）−ランジスタ１７８の形態をとるゲート、すなわ
ち半導体スイッチの一方の側に接続される。

ＮＰＮトランジスタ１７８のコレクタは導線１１８に接
続され、エミッタは接地される。ＮＰＮトランジスタ１
７８のベースは導線１３２および導線１８０に接続され
る。導線１８０は負端トリガＤ形のフリップフロップ１
８２のクロック入力端子に接続される。フリップフロッ
プ１８２　のＤ端子は、設定値比較器８８の出力端子に
接続される導線１００に接続される。フリップフロップ
１８２のＱ端子はＮＰＮトランジスタ１８４のベースに
接続される。ＮＰＮトランジスタ１８２のコレクタは導
線１６４に接続され、エミッタは接地される。ＮＰＮト
ランジスタ１８４は半導体スイッチ、すなわちゲートを
構成する。

ＮＰＮトランジスタ１８６の形態をとるゲート、即ち、
半導体スイッチは接続点１６８と接地点との間に接続さ
れる。ＮＰＮトランジスタ１８６のコレクタは接続点１
６８に接続され、エミッタは接地される。ＮＰＮトラン
ジスタ１８６のベースは導線１９０に接続され、　この
導線１９０は接続点１９２で導線１５２に接続される。

、ＮＰＮトランジスタ１９４の形態をとるゲート、すな
わち半導体スイッチは接続点１９２と接地点との間に接
続される。ＮＰＮトランジスタ１９４のコレクタは接続
点１９２に接続され、エミッタは接地される。ＮＰＮト
ランジスタ１９４のベースは導線１１４に、従って１発
電機相電圧応答比較器９０の出力端子に接続される。

接続点１３８と接地点との間に抵抗器１９６を介してゲ
ート、すなわち半導体スイッチが接続される。このゲー
ト、すなわち半導体スイッチはＮＰＮ　トランジスタ１
９８の形態をとり、このＮＰＮトランジスタ１９８のコ
レクタは抵抗器１９６に接続される。ＮＰＮ）−ランジ
スタ１９８のエミッタは接地され、ベースはＮＰＮトラ
ンジスタ１９７のコレクタに接続される。ＮＰＮトラン
ジスタ１９７のベースは導線１３２に接続され、エミッ
タは接地される。導線１３２の電圧がハイレベルである
とき、ＮＰＮトランジスタ１９８は非導通状態にバイア
スされ、導線１３２の電圧がローレベルであるときは、
ＮＰＮトランジスタ１９８は導通状態にバイアスされる
。

接続点１３６と接地点との間に抵抗器２００を介して別
のゲート、すなわち半導体スイッチが接続される。この
ゲート、すなわち半導体スイッチはＮＰＮトランジスタ
２０２の形態をとり、そのコレクタは抵抗器２ｏＯ゛に
接続され、エミッタは接地される。ＮＰＮトランジスタ
２０２のベースは導線１３２に接続される。

次に、第２図に詳細に示される制御回路４６の動作に特
に重点をおいて電圧調整器の動作を説明する。制御回路
４６の動作を説明するに当たって、電圧調整器が通常の
調整モードで動作しているときに様々な時間周期で導線
１２０と接地点との間に発生される電圧を示す第３図を
参照する。この動作を説明する上で、発電機１０は発電
機相電圧応答比較器９０に導線１１２及び１１４にハイ
レベル。

すなわちルベルの電圧を発生させるほど十分に高い電圧
を接続点１０６に発生するのに十分な速度でエンジン１
５により駆動されているものと仮定する。このとき、電
圧調整器は調整モードで動作している。導線１１４にハ
イレベル電圧が現われると、ＮＰＮトランジスタ１９４
は導通状態にバイアスされることにより、ＮＰＮトラン
ジスタ１４６および１８６を非導通状態にバイアスする
。さらに、発電機１０の出力電圧は、接続点２８と接地
点との間の電圧が電圧調整器により維持されるべき所望
の調整値より低くなるような値であると仮定するにの動
作条件の下で発電機１０により発生される電圧を増加す
るためには、界磁巻線１４にさらに多くの界磁電流を印
加しなければならない、このとき、発電機１０の実際の
出力電圧は、接続点５６の電圧（検出電圧）が接続点８
２の電圧（基準電圧）より低くなるような値であるので
、設定値比較器８８の出力はハイレベル、すなわちルベ
ルである。従って、導線１００の電圧はハイレベル、す
なわちルベルである。

当初、コンデンサ１１６には電圧が印加されておらず、
導線１３２に印加されるタイミング比較器１３０の出力
はハイレベル、すなわちルベルである。導線１３２のハ
イレベル電圧はＮＰＮトランジスタ１７８及び２０２を
導通状態にバイアスするとともに、ＮＰＮトランジスタ
１９８を非導通状態にバイアスする。ＮＰＮトランジス
タ１７８は導通状態であるので、コンデンサ１１６はダ
イオード１７０と、抵抗器１７２と、導線１２ｏと、コ
ンデンサ１１６と、導線１１８と、ＮＰＮトランジスタ
１７８のコレクタ及びエミッタとを介して充電する。コ
ンデンサ１１６は第３図に示される波形の部分Ａに沿っ
て充電する。ＮＰＮトランジスタ２０２は導通状態であ
るので、抵抗器１４０および２００はコンデンサ１１６
に直列に接続される。それらの抵抗器１４０，２００は
コンデンサ１１６の両端電圧の分割値である電圧を有す
る接続点１３６を含む分圧器を形成する。接続点１３６
の電圧が基準電圧ＶＲＥＦＩと等しくなるような電圧ま
でコンデンサ１１６が充電したとき、タイミング比較器
１３０の出力はハイ状態からロー状態に切り替わる。タ
イミング比較器１３０の出力がローになると、ＮＰＮト
ランジスタ１７８および２０２は非導通状態にバイアス
され且つＮＰＮトランジスタ１９８は導通状態にバイア
スされる。ＮＰＮトランジスタ１７８が非導通状態にな
ったとき、コンデンサ１１６の充電経路は形成されなく
なる。

さらに、コンデンサ１１６の電圧は導線５゜の電圧に直
列に加えられることになり、ＭＯＳＦＥＴ３８のゲート
ＧおよびソースＳに印加される。このように、導線１２
０の正のコンデンサ電圧は抵抗器１６６及び導線４ｏを
介してＭＯ８ＦＥＴ３８のゲートＧに印加される。コン
デンサ１１６の負側端部は抵抗器１７６により導線５０
の正電圧に接続される。

以上説明した動作は電圧倍増動作である。電圧の追加、
又は電圧の積重ねと言ってもよい動作は第３図に示され
る電圧遷移Ｂを発生させる。導線１２０に発生されるこ
のゲートバイアス電圧はＭＯ８ＦＥＴ３８を導通状態に
バイアスするほど十分に高く、以下にさらに詳細に説明
するようにＭＯ８ＦＥＴ３８を導通状態に維持する。

前述のように、タイミング比較器１３０の出力がロー状
態となったとき、ＮＰＮトランジスタ２０２は非導通状
態にバイアスされ、且つＮＰＮトランジスタ１９８は導
通状態にバイアスされている。　この動作条件の下で。

抵抗器２００は接地点から遮断され、抵抗器１４０及び
１９６は直列に接続されてコンデンサ１１６の放電回路
、すなわち放電経路を形成する。そこで、コンデンサ１
１６は導線１２０と、抵抗器１４０及び１９６と、蓄電
池３０と、抵抗器４８と、抵抗器１７６とを介して導線
１１８に放電する。電荷はコンデンサ１１６から抵抗器
１１６を介して取出され、コンデンサ１１６の放電期間
中はゲートＧに印加される。コンデンサ１１６が放電し
始めたとき、接続点１６２の電圧は導線５゜の電圧にコ
ンデンサ電圧を加えたものに等しい。この電圧の分割電
圧は分圧器を構成する抵抗器１４０及び１９６に゛より
接続点ｉ３８に供給される。コンデンサ１１６が放電す
るにつれて、接続点１６２の電圧は第３図に示される線
Ｃに沿って指数関数に従って低下し、この電圧の分割電
圧は接続点１３８に発生される。接続点１３８の電圧が
ＶＲＥＦＩと等しくなるレベルまで低下したとき、タイ
ミング比較器１３０の出力はロー状態がらハイ状態に戻
る。この切り替えが起こるとき、接続点１６２の電圧は
第３図に示される急激な負遷移Ｅを示す。この動作サイ
クルは、ＮＰＮトランジスタ１７８が導通状態となると
きのコンデンサ１１６の充電から始まって繰返される。

繰返される動作サイクルは第３図に示され、繰返される
充電電圧遷移はＦで示されている。

第３図において、時間周期ＴＡは、ＮＰＮトランジスタ
１７８が導通状態にある時間周期に対応し、コンデンサ
１１６が充電モードにある時間周期である０時間周期Ｔ
Ｂは１つの動作サイクルのタイミング周期、すなわち１
１６が放電モードにある時間周期Ｔｏに時間周期ＴＡ　
（充電時間）を加えたものである。

コンデンサ１１６が放電モードにある時間周期ＴＯはＮ
ＰＮ）−ランジスタ１７８が非導通状態にある時間周期
に対応する。言いかえれば、時間周期ＴＢは連続して起
こるコンデンサ１１６の放電モードの開始時点の相互間
の時間周期である。時間周期ＴＡは時間周期ＴＢと比べ
て非常に短い。例えば、時間周期ＴＢが約２．５から３
ミリ秒であるとき、時間周期ＴＡは約１００マイクロ秒
であれば良い。

コンデンサ１１６が所定の充電電圧に達するたびに（時
間周期ＴＡの終了時）、タイミング比較器１３０の出力
はロー状態に切替わり、この電圧遷移（ハイからロー）
はフリップフロップ１８２のクロック入力端子に印加さ
れて、導線１００の状態（ハイ又はロー）を　フリップ
フロップ１８２のｄ出方端子に、従ってＮＰＮ　トラン
ジスタ１８４のベースにクロックする。　フリップフロ
ップ１８２は、クロックされると、そのとき導線１００
に現われている電圧の状態を反転する。従って、フリッ
プフロップ１８２がクロックされたときに導線１００の
電圧がハイ状態であれば、Ｑ出力はローになり、その逆
の場合であればＱ出力はハイになる。Ｑ出力端子はクロ
ックされた後の状態を維持し、導線１８０のクロックパ
ルスが発生したときにのみ状態を変えることができる。

ここで、発電機の出力が所望の調整値より低いものと仮
定すると、導線１００はハイレベル、すなわちルベルを
有することになる。

さらに、フリップフロップ１８２のＱ出力端子がローレ
ベルにクロックされていると仮定すると、ＮＰＮトラン
ジスタ１８４は非導通状態にバイアスされる。従って、
ＭＯ８ＦＥＴ３８のゲートに接続される接続点１６８は
ＮＰＮトランジスタ１８４により接地されない。以上説
明した動作条件の下で、コンデンサ１１６は連続して発
生するサイクル、すなわち時間周期ＴＢの間に充電及び
放電を続け、ＭＯ８ＦＥＴ３８は複数の連続して発生す
る時間周期ＴＢの和に実質的に相当する時間周期だけ導
通状態にゲートされる。この点に関して、コンデンサ１
１６の放電モードが完了して、充電モードが開始さ・れ
る時点で、接続点１６２の電圧は％ＮＰＮトランジスタ
１７８が導通状態となることにより導線１１８を接地す
るために、この電圧がコンデンサ１１６の電圧に加えら
れなくなるので、導線５０と接地点との間の電圧の大き
さだけ急激に低下する。この電圧低下は第３図に示され
る電圧遷移Ｅである。接続点１６２の電圧はこの急激な
降下を受けるにもかかわらず、ＭＯ８ＦＥＴ３８は導通
状態にバイアスされたままである。このように、ＭＯ８
ＦＥＴ３８のゲートキャパシタンスは抵抗器４２と共に
、ゲートＧおよびソースＳが急激な低下電圧遷移を受け
ずに、ＭＯ８ＦＥＴ３８が導通状態にバイアスされたま
まであるようにＭＯ８ＦＥＴ３８のゲートに印加される
電圧を平滑化するＲＣフィルタを形成する。抵抗器４２
の抵抗値は約５０にオーム、ＭＯ８ＦＥＴ３８（７）ゲ
ートキャパシタンスは約２０００ピコフアラツドであれ
ば良い。

時間周期Ｔｃの間にコンデンサ１１６が放電することに
より到達する電圧の大きさは、その電圧が導線５０の電
圧に加えられたとき。

結果として発生する接続点１６２のゲート電圧が、ＭＯ
８ＦＥＴ３８を完全にオン状態にバイアスされたままに
保持するのに十分なほど高くなるように、十分に高い値
でなければならない。コンデンサの充電のための時間周
期ＴＡはＭＯ８ＦＥＴ３８のゲートキャパシタンスと抵
抗器４２とのＲＣ時定数に関して短くなければならない
。

発電機の出力電圧が所望の調整値（導線１００のルベル
電圧）より低い間は、ＭＯ３ＦＥＴ３８は複数の連続し
て起こる時間周期ＴＢ　の和にほぼ等しい総時間周期に
わたり連続して導通状態にバイアスされたままである。

このことについては、導線１００に現われる設定値比較
器８８の出力電圧が発電機出力電圧の所望の調整値を超
えるまでの上昇によってルベルから０レベルに移行する
動作モードに関連して以下にさらに説明する。

ここで、界磁巻線１４に十分な界磁電流が印加されたた
め、発電機１０の出力電圧は接続点２８と接地点との間
の電圧（蓄電池３０に印加される電圧）が所望の調整値
を越えるような値まで増加したものと仮定する０発電機
の出力電圧が所望の調整値を越えた時点で、導線１００
の電圧はルベルからＯレベルに変化するので、フリップ
フロップ１８２のＤ入力端子の電圧は０レベルとなる。

フリップフロップ１８２のｄ出力は依然としてローレベ
ルであるので、ＭＯ８ＦＥＴ３８は導通状態にバイアス
されたままである。最終的に。

導線１８０を介してフリップフロップ１８２のクロック
入力端子にクロックパルスが印加され、その結果、Ｑ出
力端子の電圧レベルはローレベルからハイレベルに移行
し、それによりＮＰＮトランジスタ１８４は導通状態に
バイアスされる。クロックパルスはコンデンサ１１６の
充電モードの終了時、すなわち時間周期ＴＡの終了時に
導線１３２および１８０に発生される。賞出力電圧がハ
イレベルとなってＮＰＮトランジスタ１８４を導通状態
にバイアスしたとき、ＮＰＮトランジスタ１８４は接続
点１６８を接地点に接続することにより、ＭＯ８ＦＥＴ
３８のゲートＧに接続される導線４０を接地する。従っ
て、ＭＯ８ＦＥＴ３８は非導通状態にバイアスされて界
磁電流を遮断し、発電機１０の出力電圧は低下する。こ
の動作モードの間、コンデンサ１１６は連続するサイク
ル、すなわち時間周期ＴＢを経て動作し続け、充電と放
電を繰返している。　この動作モードの間の時間周期Ｔ
Ｂは、コンデンサ１１６の放電時間周期Ｔ。が短くなる
ために１Ｍ０８ＦＥＴ３８が導通状態にバイアスされる
モードと比較して短くなる。

このように、ＮＰＮトランジスタ１８４が導通状態にバ
イアスされてＭＯ８ＦＥＴ３８を非導通状態にバイアス
すると、導通したＮＰＮトランジスタ１８４は抵抗器１
６６を接地点に接続する。そこで、コンデンサ１１６の
放電経路は抵抗器１６６と並列に接続される抵抗器１４
０および１９６から構成されることになるので、コンデ
ンサ１１６の放電時間周期はＮＰＮトランジスタ１８４
が非導通状態にバイアスされたときより短くなる。ＭＯ
８ＦＥＴ３８が非導通状態にバイアスされる時間周期は
少なくとも１つの時間周期ＴＢ　　にほぼ対応し、多く
の場合にまたは常に複数の連続して起こる時間周期ＴＢ
　の和に等しい。

これは、導線１００の電圧がロー状態、すなわち０レベ
ルであって、ＭＯ５ＦＥＴ３８を非導通状態にバイアス
したとき、導線１００の電圧がハイ状態となり、続いて
、時間周期ＴＡの終了時に導線１８０にクロックパルス
が印加されたときに、このハイ状態がフリップフロップ
１８２によりクロックされるまで、ＭＯ８ＦＥＴ３８を
導通状態にバイアスすることが不可能であるために起こ
る。この状態が起こると、導線１００のルベル電圧はフ
リップフロップ１８２の６出力端子の０レベル電圧に変
化され、この０レベル電圧はＮＰＮトランジスタ１８４
を非導通状態にバイアスすると共に、ＭＯ８ＦＥＴ３８
を導通状態にバイアスする。

電圧調整器の通常の調整動作モードを次のように要約す
ることができる。

（１）　導線１００の電圧のレベルとは無関係に、コン
デンサ１１６は連続して起こる時間周期ＴＢ　　にわた
り充電と放電を繰返す。

（２）　導線１００の電圧が所望の調整値より低い発電
機出力電圧を示すハイ状態、すなわちルベルであるとき
１Ｍ０８ＦＥＴ３８は導通状態にバイアスされ、少なく
とも１つの時間周期ＴＢ　の間、多くの場合にまたは常
に複数の連続して起こる時間周期ＴＢ　の和に等しい時
間周期にわたり導通状態にバイアスされたままである。

（３）導線１００の電圧が所望の調整値より高い発電機
出力電圧を示すロー状態、すなわち０レベルであるとき
は、ＭＯ３ＦＥＴ３８は非導通状態にバイアスされ、少
なくとも１つの時間周期ＴＢの間、多くの場合にまたは
常に複数の連続して起こる時間周期ＴＢ　の和にほぼ等
しい時間周期にわたり非導通状態のままである。この場
合、前述のように、時間周期ＴＢ　　は発電機出力電圧
が所望の調整値より低い場合より短くなる。これは、コ
ンデンサ１１６の放電周期が短くなるためである。

このように放電周期が短くなることによって、システム
はＭＯ３ＦＥＴ３８が導通状態であるモードから非導通
モードに移行するときより幾分か短い時間周期で、ＭＯ
５ＦＥＴ３８の非導通モードから導通モードへ移行する
ことができる。

（４）　　ＮＰＮトランジスタ１８４の導通または非導
通状態の変化、したがって、ＭＯ５１？　Ｅ　Ｔ　３　
Ｂのスイッチング状態の変化は、導線１００の電圧が状
態を変えた後、導線１３２および１８０にクロックパル
スが発生された後に始めて起こる。クロックパルスはコ
ンデンサ１１６の充電周期の終了時、言いかえれば、時
間周期ＴＡの終了時に発生される。

以上の説明は、発電機１０が導線１１４の電圧をハイ状
態、すなわちルベルとするのに十分な速度で駆動されて
いる通常の調整動作モードに関するものであった。

次に、発電機１０がエンジン１５により駆動されていな
い、言いかえれ°ば、発電機の回転子が回転していない
場合を仮定すると、接続点１０６には電圧が発生されて
おらず、従って、導線１１４に印加される発電機相電圧
比較器９０の出力はロー状態、すなわちＯレベルになる
。その結果、ＮＰＮトランジスタ１９４は非導通状態に
バイアスされる。前述の通常調整モードにおいては、発
電機の速度は導線１１４の電圧をハイ状態、すなわちル
ベルとし、それにより、ＮＰＮトランジスタ１９４を導
通状態にバイアスして接続点１９２を接地点に接続する
のに十分なほどの高速である。再び発電機が回転してい
ないと仮定すると、コンデンサ１１６は前述の場合と同
様に、接続点１３６の電圧がＶＲＥＦＩ　　と等しくな
る電圧レベルまで充電し、そこで、タイミング比較器１
３０は蓄電池電圧をコンデンサ電圧に積重ね、すなわち
追加する。この時点でタイミング比較器１３０は回路を
コンデンサ放電モードとし、従ってコンデンサ１１６は
放電し始める。電圧が加算された。すなわち積重ねられ
たとき、導線１３４および接続点１３６の電圧は電圧の
積重ね、すなわち加算によって相応して急激に上昇し、
電圧比較器１５４の負入力端子に印加される。この電圧
は接続点１５１から電圧比較器１５４の正入力端子に印
加される基準電圧ＶＲＥＦ２　　より高くなり、電圧比
較器１５４の出力はＮＰＮトランジスタ１５４Ａを導通
状態にバイアスすることにより導線１５２を接地する。

その結果、ＮＰＮトランジスタ１４６および１８６は非
導通状態にバイアスされる。ＮＰＮトランジスタ１８６
が非導通状態にバイアスされると、接続点１６８は接地
されないので、接続点１６２の電圧はＭＯ５ＦＥＴ３８
を導通状態にバイアスする。そこで、界磁巻線１４は蓄
電池３０により励磁される。コンデンサ１１６が放電す
ると、電圧比較器１５４の負入力端子に印加される電圧
は低下し、この電圧がＶＲＥＦ２　　まで降下したとき
、電圧比較器１５４はＮＰＮトランジスタ１５４Ａが非
導通状態にバイアスされる状態に切替わる。その結果、
　ＮＰＮトランジスタ１４６は導通状態にバイアスされ
る。ＮＰＮトランジスタ１４６の導通によって、接続点
１４２の電圧は抵抗器１４４のみを介するのではなく、
抵抗器１４４および１４８から構成される分圧器により
供給されるようになる。従って、接続点１４２からタイ
ミング比較器１３０の正端子に印加される基準電圧は低
下または減衰し、接続点１３６の電圧が接続点１４２の
電圧の値まで降下するのにより長い時間を要するため、
コンデンサ１１６の放電時間は長くなる。コンデンサ１
１６の放電に伴なって接続点１３６の電圧がＶＲＥＦ２
　　まで低下したとき、導線１５２はＮＰＮトランジス
タ１５４Ａが非導通状態であることにより接地点から遮
断され、従って、導線１５２および１９０の電圧はＮＰ
Ｎトランジスタ１８６を導通状態にバイアスすることに
より導線４０を接地すると共に、ＭＯ３ＦＥＴ３８を非
導通状態にバイアスする。さらに、導線１５２の電圧は
ＮＰＮトランジスタ１４６を導通状態にバイアスするこ
とにより抵抗器１４８の一端を接地点に接続する。ここ
で、抵抗器１４４および１４８は、前述のように、接続
点１４２を有する分圧器を形成する。

上述の動作モードにおいては、ＭＯ３ＦＥＴ３８は電圧
の積重ね、すなわち加算が起こったときに導通状態にバ
イアスされ、コンデンサ１１６の放電期間中は、導線１
３４の電圧が値ＶＲＥＦ２　　まで降下した時点で非導
通状態にバイアスされる。これは、導、１１３４の電圧
が接続点１４２の電圧まで降下する時点に先立って起こ
る。電圧がＶＲＥＦ２　　まで降下したとき、ＭＯ３Ｆ
Ｅ７３８は非導通状態にバイアスされて界磁電流を遮断
し、電圧がさらに低い電圧まで降下したときにコンデン
サ１１６の放電モードは終了し、充電モードが開始され
る。ＶＲＨＦＩおよびＶ　ＲＥＦ　２の値を含めて５回
路は、この動作モードの間にＭＯ８ＦＥＴ３８が１つの
時間周期の約２７％の時間だけ、言いかえれば２７％の
デユーティサイクルで導通状態にバイアスされるように
構成される。時間周期はコンデンサ１１６の放電周期に
相当する。ＭＯ８ＦＥＴ３８の連続して起こる導通周期
は一定の周波数で起こり、デユーティサイクルもほぼ２
７％で一定である。この動作モードは界磁ストロービン
グモードと言っても良く、発電機の回転子が回転された
ときに発電機出力電圧を上昇させるのに十分な平均電流
で蓄電池３０から界磁巻線１４を励磁するように動作す
る。界磁ストロービングモードは１発電機回転子が回転
しておらず且つ点火スイッチ１２４が閉成されていない
ときは常に作用する。発電機１０か所定の速度を越える
速度で回転しているときは、導線１１４の電圧はハイ状
態となってＮＰＮトランジスタ１９４を導通状態にバイ
アスすると共に、接続点１９２を接地点に接続する。

その結果、導線１５２が接地されるので、電圧比較器１
５４の出力は電圧調整器に影響を与えなくなり、従って
、界磁ストロービングモードは起こることができない。

この時点で電圧調整器は通常調整モードに移行している
。

第１図の電圧調整器は１点火スイッチ１２４が閉成され
たときに信号ランプ１２２を点灯することにより回路の
いくつかの故障を指示することができる。過電圧比較器
８６により検出される過電圧状態の間、ＮＡＮＤゲート
９６に信号が印加されることによりＮＰＮトランジスタ
１２６は導通状態にバイアスされ、その結果、信号ラン
プ１２４は点灯する。発電機回転子が回転していない（
接続点１０６に電圧が発生していない）ときにも１発電
機相電圧応答比較器９０と、ＮＡＮＤゲート９６との動
作によって信号ランプ１２２は点灯される。界磁巻線１
４が開成している場合、接続点１０６に電圧が発生され
ていないので信号ランプ１２２は点灯される。

次に１本発明の電圧調整器の動作を簡単に要約する。自
動車の運転者がエンジン１５を始動するために点火スイ
ッチ１２４を閉成すると、電圧調整器は接続点７７に発
生される電圧により動作される。そこで、電圧調整器は
界磁ストロービングモードで動作し−ＭＯ８ＦＥＴ３８
は前述の２７％デユーティサイクルを提供するようにオ
ン／オフ切替えされる。その結果、蓄電池３０から界磁
巻線１４に界磁巻線１４の初期励磁を発生させる平均電
池が供給される。エンジン１５は、始動すると１発電機
１０の回転子を駆動し１発電機出力電圧は上昇する。発
電機回転子がある速度に達すると、接続点１０６に十分
な高さの電圧が発生されるので、発電機相電圧応答比較
器９０の出力はハイ状態になる。その結果。

電圧調整器は界磁ストロービングモードから調整モード
に移行し、信号ランプ１２２は非動作状態となってオフ
する。

抵抗器４２とＭＯ８ＦＥＴ３８のゲートキャパシタンス
とから構成される低域ＲＣフィルタのゲート電圧を平滑
化する機能は先に説明した通りである。この低域ＲＣフ
ィルタはさらに混信を低減させる。

導線１２０に和電圧を供給するようなコンデンサ１１６
の両端電圧と導線５０の電圧との加算、すなわち積重ね
は先に電圧倍増作用として説明した通りである。電圧調
整器は電圧倍増動作を実行するが、導Ｊｌ１１２０に発
生される電圧が導線３６の電圧の厳密に２倍とはならな
いように構成される。たとえば、電圧調整器が調整モー
ドで動作しているとき、電圧調整器は、導線１２０（コ
ンデンサ充電モードの終了時に）に発生される最大電圧
が導線３６の電圧の約１．８倍となり且つこの電圧がコ
ンデンサ１１６の放電終了時に導線３６の電圧の約１．
６５　倍まで降下するように構成されるのが好ましい。

コンデンサ１１６を充電するための電圧と、接続点１３
９に供給される電圧（ＶＲＥＦ　１　）とは共に導線５
０から供給され二この導線５０は導線３６および接続点
２８により電圧を供給される。導線５０の電圧は接続点
２８の電圧の変化に伴なって、従って蓄電池３０の両端
電圧の変化に伴なって変化する。従って。

コンデンサ充電電圧と基準電圧ＶＲＥＦＩ　　は共に蓄
電池３０の両端電圧の変化に伴なって同じ方向に変化す
る。

本発明の電圧調整器において発生される同じ種類の連続
して起こる時間周期はほぼ等しい時間周期である。たと
えば、電圧調整器が調整モードで動作しており且つ発電
機出力電圧が所望の調整値より低いとき、連続して起こ
る時間周期ＴＡ　は連続して起こる時間周期ＴＢおよび
Ｔ。と同様に等しい持続時間を有する。

導線１８０にクロックパルスが発生されるたびに、フリ
ップフロップ１８２は導線１００の電圧の状態（ハイま
たはロー）を検査する。

導線１００の電圧レベルの状態が１つのクロックパルス
から次に発生するクロックパルスまでに変化しなかった
場合１次に発生するクロックパルスはフリップフロップ
１８２のＣ出力を変化させない。導線１００の電圧レベ
ルの変化がクロックパルス発生の直前に起こった場合は
、　Ｃ出力は状態を変える。導線１００の電圧の状態の
このような検査と、適切なゲート制御信号の出力は、ブ
リッジ整流器１６の正直流電圧出力端子２２に発生され
るリプル電圧のりプル周波数とは無関係である周期的動
作として実行される。従って、電圧調整器はいわゆるリ
プル調整器ではない。

フリップフロップ１８２及びその関連回路はデジタルサ
ンプルおよびホールド機能を実行し、電圧調整器が前述
のような方式で制御される限り、別の形態をとることも
できる。

前述のように、コンデンサ電圧が導線５０の電圧に追加
されたときに発生されるゲート電圧はＭＯ５ＦＥＴ３８
を完全に導通状態にバイアスするのに十分な高さを有し
、コンデンサの放電中もＭＯ８ＦＥＴ３８を完全に導通
状態にバイアスされたままに保持するために十分に高い
値に維持される。このゲート電圧の値はＭＯ８ＦＥＴ３
８の閾値電圧より十分に高いので、ＭＯＳＦＥＴは完全
に導通状態にバイアスされる、すなわち飽和される６導
線５０の電圧は導線３６の電圧よりわずかに低く、従っ
て、電圧が積重ねられるとき、すなわち加算されるとき
にコンデンサ電圧に加えられる電圧の大きさは、蓄電池
３０の両端電圧にほぼ等しい電圧の大きさである。

上述の電圧調整器は発電機の端部フレームに固着するこ
とができる混成集積回路モジュールとして製造されるの
が好ましい。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明によるスイッチング回路を利用する発
電機の電圧調整器の概略的な回路図、 第２図は、第１図にブロックとして示される制御回路の
概略的な回路図、および 第３図は、第２図に示される制御回路により発生される
電圧の電圧波形を示す図である。 ［主要部分の符号の説明］

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、正端子及び負端子を有する直流電圧 源（３０）と； ゲート（Ｇ）、ドレイン（Ｄ）及びソース （Ｓ）を有するＮチャネル電界効果トランジスタと； ドレインを直流電圧源の正端子に接続する 導線（３６、３９）と、電界効果トランジスタのソース
   と負端子との間に接続される電気的負荷（１４）とを有
   し、電圧源と電気的負荷とを接続、遮断するスイッチン
   グ回路において； コンデンサ（１１６）と、コンデンサを充電する充電回
   路（１７０、１７２）と、コンデンサを放電する放電回
   路（１４０、１９６）と、コンデンサが充電していると
   き、コンデンサの両端電圧が所定の充電電圧に達するの
   に応答して充電回路をディスエーブルするのとほぼ同時
   に、コンデンサの放電を開始させるために放電回路をイ
   ネーブルする手段（１３０）と、コンデンサが所定の充
   電電圧に達するのに応答して直流電圧源の電圧とコンデ
   ンサにより達成された電圧とを直列に加算し、直流電圧
   源の電圧とコンデンサにより達成された電圧との和にほ
   ぼ等しいゲートバイアス電圧を供給すると共に、ゲート
   バイアス電圧をゲートに印加することにより電界効果ト
   ランジスタをそのドレインとソースとの間で導通状態に
   バイアスするのに十分なほど高いゲートバイアス電圧を
   供給する手段（１３０）と、ゲートバイアス電圧をコン
   デンサ放電として検出し、ゲートバイアス電圧がコンデ
   ンサの放電によって所定の値まで低下したとき、コンデ
   ンサを再び充電するために充電回路を再びイネーブルす
   る手段（１３０）であって、ゲートバイアス電圧の所定
   の値は電界効果トランジスタを導通状態にバイアスされ
   たままに維持するのに十分なほど高い値であるものと、
   所定の時間間隔でゲートを負端子に接続することにより
   電界効果トランジスタを非導通状態にバイアスするスイ
   ッチング手段（１８４）を含む制御手段（４６）であっ
   て、スイッチング手段は、非導通状態であるとき、電界
   効果トランジスタを導通状態にバイアスするものとを具
   備することを特徴とするスイッチング回路。 ２、特許請求の範囲第１項記載のスイッ チング回路において、 制御手段（４６）は、実質的に充電回路 （１７０、１７２）がディスエーブルされ且つ放電回路
   （１４０、１９６）がイネーブルされる時点にのみスイ
   ッチング手段（１８４）の状態の変化を許す手段を含む
   ことを特徴とするスイッチング回路。 ３、特許請求の範囲第１項又は第２項記 載のスイッチング回路において、 ゲートバイアス電圧をコンデンサ（１１６）の放電とし
   て検出し、ゲートバイアス電圧がコンデンサの放電によ
   って第１の所定の値まで低下したとき、スイッチング手
   段（１８４）を導通状態にバイアスすることにより電界
   効果トランジスタ（３８）を非導通状態にバイアスする
   手段と、ゲートバイアス電圧が第２の所定の値まで低下
   するのに応答して、充電回路（１７０、１７２）を再び
   イネーブルすると共に放電回路（１４０、１９６）をデ
   ィスエーブルする手段であって、第２の所定の値は第１
   の所定の値より低いものとを具備することを特徴とする
   スイッチング回路。 ４、特許請求の範囲第１項から第３項の いずれか１項に記載のスイッチング回路において、 コンデンサ（１１６）の一端を接続点（１６２）に接続
   する導線（１２０）と、コンデンサの他端を直流電圧源
   （３０）の正端子に接続する導線（１１８、５０）と、
   接続点をゲート（Ｇ）に接続する導線（４０）とを具備
   することを特徴とするスイッチング回路。 ５、特許請求の範囲第４項記載のスイッ チング回路において、 コンデンサ（１１６）を充電する充電回路 は、直流電圧源（３０）の正端子と　接続点（１６２）
   との間に接続される回路（１７０、１７２）と、コンデ
   ンサの他端と直流電圧源の負端子との間に接続される第
   ２のスイッチング手段（１７８）とを含むことと；コン
   デンサが充電しているときにコンデンサが所定の充電電
   圧に達するのに応答する手段（１３０）は第２のスイッ
   チング手段を非導通状態にバイアスすることにより充電
   回路をディスエーブルすることと；ゲートバイアス電圧
   をコンデンサの放電として検出する手段（１３０）は、
   ゲートバイアス電圧が所定の値まで低下したとき、コン
   デンサを再び充電するために第２のスイッチング手段を
   導通状態にバイアスすることを特徴とするスイッチング
   回路。 ６、出力巻線（１２）に接続される正直 流電圧出力端子（２２）及び負直流電圧出力端子（２４
   ）を有する回路手段（１６）と、ゲート（Ｇ）、ドレイ
   ン（Ｄ）及びソース （Ｓ）を有する電界効果トランジスタ（３８）と、 ドレインを前記正直流電圧出力端子に接続 する導線（３９、３６、２６）と、 界磁巻線（１４）を電界効果トランジスタ のソースと負直流電圧出力端子との間に接続する手段と
   を含む、出力巻線（１２）及び界磁巻線（１４）を有す
   る発電機（１０）の電圧調整器において、 コンデンサ（１１６）と、 直流電圧出力端子からコンデンサを充電す る充電回路（１７０、１７２）と、 前記コンデンサを放電する放電回路（１４０、１９６）
   と、 コンデンサの両端電圧の大きさに応答して、コンデンサ
   の両端電圧が所定の値に達したときに充電回路をディス
   エーブルすると共に、放電回路をイネーブルする電圧応
   答制御回路（１３０）と、 コンデンサが前記所定の値の電圧に達する のに応答して直流電圧出力端子の直流電圧をコンデンサ
   の両端電圧に直列に加算することにより、直流電圧出力
   端子の電圧とコンデンサが達した電圧との和にほぼ等し
   いゲートバイアス電圧を供給し、ゲートバイアス電圧を
   ゲートに印加することにより電界効果トランジスタをそ
   のドレインとソースとの間で導通状態にバイアスするの
   に十分なほど高いゲート電圧を供給する手段（１３０）
   と、ゲートバイアス電圧をコンデンサの放電として検出
   し、ゲートバイアス電圧が前記コンデンサの放電によっ
   て所定の値まで低下したとき、コンデンサを再び充電す
   るために充電回路を再びイネーブルする手段（１３０）
   であって、ゲートバイアス電圧の所定の値は電界効果ト
   ランジスタを導通状態にバイアスされたままに維持する
   のに十分なほど高い値であるものと、電界効果トランジ
   スタのゲートと負直流電圧出力端子との間に接続される
   第１のスイッチング手段（１８４）であって、第１のス
   イッチング手段は、導通状態にあるとき、電界効果トラ
   ンジスタを非導通状態にバイアスするものと、発電機の
   出力電圧に応答して第１のスイッチング手段のスイッチ
   ング状態を制御し、発電機の出力電圧が所望の調整値よ
   り高いときは第１のスイッチング手段を導通状態にバイ
   アスされるようにするか又は導通状態にバイアスされた
   ままに保持し、出力電圧が所望の調整値より低いときに
   は第１のスイッチング手段を非導通状態にバイアスされ
   るようにするか又は非導通状態にバイアスされたままに
   保持する制御手段（４６）であって、制御手段は、実質
   的に充電回路がディスエーブルされ且つ放電回路がイネ
   ーブルされる時点でのみ第１のスイッチング手段の状態
   の変化を許す手段を含むものとを具備することを特徴と
   する電圧調整器。 ７、特許請求の範囲第６項記載の電圧調 整器において、 接続点（１６２）と、コンデンサ（１１６）の一端を接
   続点に接続する導線（１２０）と、コンデンサの他端を
   正直流電圧出力端子（２２）に接続する導線（１１８、
   ５０、３６）と、接続点をゲート（Ｇ）に接続する導線
   （４０）とを具備することと；充電回路は、正直流電圧
   出力端子と接続点との間に接続される回路（１７０、１
   ７２）と、コンデンサの他端と負直流電圧出力端子（２
   ４）との間に接続される第２のスイッチング手段（１７
   ８）とを含み、第２のスイッチング手段が導通状態にあ
   るとき、コンデンサは第２のスイッチング手段を介して
   充電することと；電圧応答制御回路（１３０）は接続点
   に接続され、第２のスイッチング手段を非導通状態にバ
   イアスすることにより、第２のスイッチング手段が非導
   通状態にバイアスされたときに充電回路をディスエーブ
   ルすることと；ゲートバイアス電圧をコンデンサの放電
   として検出する手段（１３０）は、ゲートバイアス電圧
   が所定の値まで低下したとき、コンデンサを再び充電す
   るために第２のスイッチング手段を導通状態にバイアス
   することと；第１のスイッチング手段（１８４）は、非
   導通状態にあるとき、接続点に発生されるゲートバイア
   ス電圧により電界効果トランジスタ（３８）を導通状態
   にバイアスすることと；制御手段（４６）は第２のスイ
   ッチング手段のスイッチング状態に応答することを特徴
   とする電圧調整器。 ８、特許請求の範囲第７項記載の電圧調 整器において、 抵抗器（４２）はゲート（Ｇ）と　接続点 （１６２）との間に接続され、抵抗器と電界効果トラン
   ジスタ（３８）のゲートキャパシタンスとは接続点から
   ゲートに印加される電圧を平滑化するためのフィルタ回
   路を形成する抵抗器（４２）を有することを特徴とする
   電圧調整器。 ９、特許請求の範囲第７項記載の電圧調 整器において、 電圧調整器は、発電機の出力電圧に応答し て所定のデューティサイクルを有する連続して起こる複
   数の時間周期にわたり電界効果トランジスタ（３８）が
   導通状態にバイアスされるストロービングモードに電圧
   調整器を移行するストローブ制御手段であって、電圧調
   整器は発電機（１０）の出力電圧がゼロであるか又は所
   定の値より低いときにストロービングモードに移行され
   るものと、ゲート（Ｇ）と負直流電圧出力端子（２４）
   との間に接続される第３のスイッチング手段（１８６）
   とを含み、電圧調整器は、ストロービングモードにある
   とき、コンデンサ（１１６）が放電している時間中にコ
   ンデンサを再充電する所定の電圧値より電圧の大きさと
   して高い電圧レベルまで前記ゲート電圧が低下したとき
   に第３のスイッチング手段を導通状態にバイアスするよ
   うに動作する手段（１９４）を含むことを特徴とする電
   圧調整回路。 １０、特許請求の範囲第７項から第９項の いずれか１項に記載の電圧調整器において、コンデンサ
   （１１６）を繰返し充電及び放電し、コンデンサの充電
   が終了し且つコンデンサの放電が開始されるとき、接続
   点（１６２）に発生されるゲートバイアス電圧をコンデ
   ンサ電圧と、正直流電圧出力端子（２２）及び負直流電
   圧出力端子（２４）の電圧との和にほぼ等しくなるよう
   にする手段と、コンデンサの放電中にゲートバイアス電
   圧が所定の値まで低下したとき、コンデンサを再び充電
   し且つコンデンサの放電を終了させる手段とを具備し、
   連続して起こるコンデンサの充電周期及び放電周期は１
   つの時間周期に実質的に等しく、制御手段は、発電機（
   １０）の出力電圧が所望の調整値より低いとき、複数の
   時間周期の和に実質的に等しい総時間周期にわたり電界
   効果トランジスタ（３８）を導通状態にバイアスし、発
   電機の出力電圧が所望の調整値より高いときは、複数の
   時間周期の和に実質的に等しい総時間周期にわたり電界
   効果トランジスタを非導通状態にバイアスすることを特
   徴とする電圧調整器。 １１、特許請求の範囲第１０項記載の電圧 調整器において、発電機（１０）の出力電圧が所望の調
   整値より高いとき、コンデンサ （１１６）の放電周期を発電機の出力電圧が所望の調整
   値より低いときより短くするための手段が設けられるこ
   とを特徴とする電圧調整器。 １２、特許請求の範囲第１０項記載の電圧 調整器において、 制御手段は、実質的にコンデンサの充電周 期が終了し且つコンデンサの放電周期が開始される時点
   にのみ電界効果トランジスタ（３８）のスイッチング状
   態の変化を許す手段を含むことを特徴とする電圧調整回
   路。 １３、特許請求の範囲第６項から第１２項 のいずれか１項に記載の電圧調整器において、電圧調整
   器はダイオード交流発電機（１０）と共に使用され、蓄
   電池（３０）の充電を含めて自動車に電気的負荷を供給
   し、エンジン（１５）により駆動される回転子を有する
   交流発電機（１０）と、出力巻線（１２）に接続され且
   つ正直流電圧出力端子（２２）及び負直流電圧出力端子
   （２４）を有する整流器手段（１６）と、直流電圧出力
   端子に接続される蓄電池（３０）とを具備することを特
   徴とする電圧調整回路。