JPH06197545A - スイッチモード電源 - Google Patents

スイッチモード電源

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JPH06197545A
JPH06197545A JP5203378A JP20337893A JPH06197545A JP H06197545 A JPH06197545 A JP H06197545A JP 5203378 A JP5203378 A JP 5203378A JP 20337893 A JP20337893 A JP 20337893A JP H06197545 A JPH06197545 A JP H06197545A
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power supply
voltage
capacitor
current
transistor
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Application number
JP5203378A
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English (en)
Inventor
Michael W Bandel
ダブリュ バンデル マイケル
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Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Electronics NV
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 安定器用スイッチモード源の無負荷時におけ
るコンデンサの過充電を阻止すると共にＴＨＤを所望レ
ベル以下に保つことにある。 【構成】 安定器用スイッチモード電源は力率制御器Ｉ
Ｃ１を備え、調整ＤＣ出力電圧を出力する。力学制御器
は検知信号にアクティブオフセットが加えられた制御信
号に応答する。検知信号は電源のスイッチング装置Ｑ1
を流れる電流を表す（Ｒ5 ，Ｒ23，Ｃ16）。アクティブ
オフセットは調整ＤＣ出力電圧に基づいて変化する（Ｉ
Ｃ３）。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は力率制御回路を含むスイ
ッチモード電源に関するものである。本発明は放電ラン
プ点灯用安定器にも関するものである。
【０００２】
【従来の技術】モトローラ社（米国、アリゾナ州、フェ
ニックス所在）から市販されているモデルＭＣ34261 及
びＭＣ33261 のような慣例の力率制御器は電子安定器の
スイッチモード電源用に設計されている。この電源は安
定器のインバータ（コミュテータ）を給電する調整ＤＣ
電圧を供給する。
【０００３】一般に、調整ＤＣ電圧は電源の１個以上の
電解コンデンサの両端間又は安定器のインバータの両端
間に現われる。安定器の無負荷又は軽負荷状態、即ち１
個以上の電解コンデンサから認め得るような電流を引き
出すランプ負荷がない状態においては、１個以上の電解
コンデンサの過充電が起り得る。このような過充電はＤ
Ｃ電圧の調整を一層困難にすると共に、コンデンサのみ
ならずインバータの他の構成素子（例えばトランジス
タ）も損傷する惧れがある。
【０００４】無負荷状態（この状態は代表的には安定器
の予備点弧中又は負荷が安定器から切り離されたときに
発生し得る）中の１個以上の電解コンデンサの過充電
は、スイッチモード電源のスイッチを一層急速にターン
オフさせて電解コンデンサに転送されるエネルギー量を
少なくすることにより最少にすることができる。換言す
れば、無負荷及び軽負荷状態時における１個以上のコン
デンサの過大な電荷蓄積はスイッチモード電源のスイッ
チを急速にターンオフさせることによりほぼ除去するこ
とができる。
【０００５】力率制御器は、前記スイッチをターンオフ
すべき時点をこのスイッチを流れる電流を表わす電流検
知信号に部分的に基づいて決定する。このスイッチがタ
ーンオフする速度を増大させて電解コンデンサの過充電
を最少にするために、パッシブ（即ち一定）オフセット
を電流検知信号に付加させている。
【０００６】一定オフセットの付加により無負荷及び軽
負荷状態に対する力率制御器の感度を増大させると、ス
イッチモード電源のスイッチング周波数が高くなる。そ
して電解コンデンサに転送されるエネルギー量が減少
し、電解コンデンサの過大な電荷蓄積が避けられる。し
かし、一定オフセットは安定器の力率も低減し、特に安
定器により引き出される電流の全高調波歪み（ＴＨＤ）
レベルを所望レベルより高くする。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
はランプ安定器の無負荷及び軽負荷状態に感応して電解
コンデンサの過充電を阻止すると共に安定器により引き
出される電流のＴＨＤレベルを最小に維持し得る力率制
御器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の特徴に従
うスイッチモード電源は電流を少くとも一つのコンデン
サに供給して出力電圧を発生させる電流源と、コンデン
サに供給される電流を調整するスイッチング装置と、制
御信号に応答して、コンデンサに供給される電流を調整
する前記スイッチング装置を制御する制御器と、前記制
御信号を発生する検知回路とを含む。制御信号はスイッ
チング装置を流れる電流を表わす検知信号と、出力電圧
に基づいて変化する（アクティブ）オフセットとを含
む。電流源はスイッチング装置に応答して電流をコンデ
ンサに供給するチョークを含む。
【０００９】制御信号の一部としてパッシブオフセット
ではなくアクティブオフセットを与えることによりスイ
ッチング装置をもっと速くターンオフさせることができ
る。このオフセットは無負荷状態中のみスイッチング装
置がターンオフする速度を十分に速くするのに十分な大
きさを有するだけである結果として、スイッチモード電
源の出力側の１個以上のコンデンサの過充電を阻止する
と共に低いＴＨＤを得ることができる。無負荷状態に対
する感度の向上により、このスイッチモード電源はかな
り高い一定の力率を維持する。
【００１０】
【実施例】図面を参照して本発明を実施例につき詳細に
説明する。図１は本発明による安定器回路の一実施例の
略式回路図である。図１に示すように、安定器回路20は
電磁妨害（ＥＭＩ）抑圧フィルタ23を含んでいる。この
フィルタ23は１対の入力端子10を有している。この入力
端子には277 ボルト、60Ｈｚのような電圧が供給される
がこれに限定されない。フィルタ23の１対の出力端子24
及び25の出力はダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 を含
む全波整流器30に供給する。ダイオードＤ1 のアノード
及びダイオードＤ2 のカソードを端子24に接続し、ダイ
オードＤ3 のアノード及びダイオードＤ4 のカソードを
端子25に接続する。整流器30の１対の出力端子31及び32
の出力はブーストコンバータ40に供給する。ダイオード
Ｄ1 及びＤ3 のカソードを端子31に、ダイオードＤ2 及
びＤ4のアノードを端子32に接続する。
【００１１】コンバータ40は整流器30により供給される
整流されたＡＣ信号の大きさをブーストし、１対の出力
端子41及び42に調整ＤＣ電源電圧を発生する。ブースト
コンバータ４０はチョークＬ3 と、アノードがチョーク
Ｌ3 の一端に接続されたダイオードＤ5 を含んでいる。
チョークＬ3 の他端を整流器３０の出力端子３１に接続
する。ブーストコンバータ４０の出力端子４１，４２の
出力は電解（ブースト）コンデンサＣＥの両端に供給さ
れ、このコンデンサの一端をダイオードＤ5 のカソード
に接続する。トランジスタ（スイッチ）Ｑ1 の一端をチ
ョークＬ3 とダイオードＤ5 のアノードとの接続点に、
他端をコンデンサＣＥの他端とフィルタ３０の出力端子
３２と出力端子４２との接続点に接続する。
【００１２】ＤＣ電源電圧Ｖで附勢されるプレコンディ
ショナ制御部５０がトランジスタＱ 1 のスイッチング持
続時間及び周波数を制御する。プレコンディショナ制御
部５０はモトローラ社から市販されているモトローラＭ
Ｃ３３２６１パワーファクタコントローラＩＣとするの
が好適であるがこれに限定されない。トランジスタＱ 1
はＭＯＳＦＥＴとするのが好ましく、そのゲートをプレ
コンディショナ制御部５０に接続する。整流器３０と、
プレコンディショナ制御部５０を含むブーストコンバー
タ４０とが安定器回路２０のプレコンディショナ８０を
形成する。ブーストコンバータ４０の出力端子４１及び
４２はプレコンディショナ８０の出力端子としても作用
し、調整ＤＣ電圧を出力する。
【００１３】プレコンディショナ８０により出力される
調整ＤＣ電圧が給電されるランプ駆動回路９０はレベル
シフタ６０及びハーフブリッジドライバ７０により制御
されるハーフブリッジインバータを含んでいる。このハ
ーフブリッジインバータはスイッチとして作用する１対
のトランジスタＱ6 及びＱ7 、１対のコンデンサＣ5及
びＣ6 及び変成器Ｔ1 を含んでいる。必ずしも必要ない
が、ハーフブリッジドライバ７０はトランジスタＱ7 を
駆動する方形波（５０％デューティサイクル）駆動信号
を発生するものとするのが好ましい。レベルシフタ６０
はトランジスタＱ7 に供給される駆動信号を反転してト
ランジスタＱ6 を駆動する。レベルシフタ６０及びハー
フブリッジドライバ７０により発生される駆動信号はト
ランジスタＱ6 及びＱ7 を同時に導通しないように互に
約１８０°の位相差を有する。
【００１４】トランジスタＱ6 のソースＳ及びレベルシ
フタ６０の一端をブーストコンバータ４０の出力端子４
１に接続する。トランジスタＱ6 のドレインを端子Ａに
接続する。レベルシフタ６０の他端、ハーフブリッジド
ライバ７０の一端及びトランジスタＱ7 のソースＳも端
子Ａに接続する。ハーフブリッジドライバ７０の他端及
びトランジスタＱ7 のドレインをブーストコンバータ４
０の出力端子４２に接続する。コンデンサＣ5 の一端を
出力端子４１に接続し、コンデンサＣ5 の他端及びコン
デンサＣ6 の一端を端子Ｂに接続し、コンデンサＣ6 の
他端を出力端子４２に接続する。
【００１５】変成器Ｔ1 の一次巻線ＴP を端子Ａ及びＢ
間に接続する。変成器Ｔ1 の二次巻線ＴS の一端を一般
に変成器Ｔ1 の洩れインダクタンスを表わすインダクタ
Ｌ7又は個別のチョークに接続する。コンデンサＣ10の
一端及びランプ負荷ＬＬの一端をインダクタＬ7 の他端
に接続する。ランプ負荷ＬＬは任意の組合せのランプを
含むことができ、図には２つのけい光ランプＬＬ1 及び
ＬＬ2 の直列接続を示すが、これに限定されない。コン
デンサＣ10及びランプ負荷ＬＬの他端を二次巻線ＴS の
他端に接続する。
【００１６】無負荷状態において電解コンデンサＣＥが
過充電され、電解コンデンサＣＥのみならずランプ駆動
回路９０内のトランジスタＱ6 及びＱ7 のような他の素
子の損傷を生ずる惧れがある。電解コンデンサＣＦの過
充電状態は、チョークＬ3 が電解コンデンサＣＥに過乗
な電流（エネルギー）をポンピング（供給）することに
より生ずる。チョークＬ3 により電解コンデンサＣＥに
供給される電流の量はプレコンディショナ制御部５０に
より制御されるトランジスタＱ1 のスイッチング持続時
間及び周波数により決まる。従って、前述したように、
また後に更に論ずるように、不所望なＴＨＤレベルを有
する安定器電流を引き出すことなく（即ち力率を高い許
容値に維持したまゝ）電解コンデンサＣＥの端子電圧が
危険レベルに達しないようにするためにはプレコンディ
ショナ制御部５０の無負荷状態に対する感度を極めて高
くすることが不可欠である。
【００１７】ＥＭＩ抑圧フィルタ２３，プレコンディシ
ョナ制御部５０，レベルシフタ６０及びハーフブリッジ
ドライバ７０の構成を含む安定器回路２０の詳細回路図
を図２に示す。
【００１８】もう一度図１につき説明すると、ダイオー
ドブリッジ整流器３０からプレコンディショナ８０に供
給される整流ＡＣ信号（即ち脈動ＤＣ信号）がチョーク
Ｌ3及びダイオードＤ5 によりブーストされてコンデン
サＣＥ，Ｃ5 及びＣ6 を充電する。図１ではコンデンサ
ＣＥとコンデンサＣ5 及びＣ6 とが別個であり、コンデ
ンサＣＥが５〜１００μＦの範囲内の大きな電解コンデ
ンサであり、コンデンサＣ5 及びＣ6 が高周波ブリッジ
コンデンサである。コンデンサＣＥはコンデンサＣ5 及
びＣ6 の直列接続と並列であるため、これら３つのコン
デンサは図２に示すようにコンデンサＣ5′ 及びＣ6′
と置き換えることができる。従って、図１のコンデンサ
ＣＥの起り得る過電圧状態は図２のコンデンサＣ5 ′及
びＣ6 ′の起り得る過電圧状態とみなすべきであり、本
発明ではこの場合についても説明する。
【００１９】整流器３０は図１に示すものと同一の素子
で同様に構成されている。プレコンディショナ制御部５
０は非同期モードで（即ち安定器回路２０に入力される
ＡＣ電圧（ＶLN）と同期しないで）動作するプレコンデ
ィショナ集積回路（ＩＣ）チップＩＣ１を含んでいる。
【００２０】第１制御入力信号が整流ＡＣラインから、
３個の抵抗Ｒ1,Ｒ2 及びＲ3 を含む抵抗分圧器及びコン
デンサ１３を経てチップＩＣ１のピン３に入力する。こ
の第１制御入力信号は整流ＡＣ電圧信号を表わす。
【００２１】第２制御入力信号はチップＩＣ１のピン５
に入力し、チョークＬ3 を流れる電流を表わす。この第
２制御入力信号は、チョークＬ3 を流れる電流がほぼ零
のときにトランジスタＱ1 をターンオンさせるのに使用
される。チップＩＣ１は第２制御入力信号に応答してト
ランジスタＱ1 をターンオンさせる駆動信号を抵抗Ｒ 4
を経て発生する。
【００２２】第３制御入力信号は抵抗Ｒ6,Ｒ24及びＲ9
から成る抵抗分圧器からチップＩＣ１のピン１に入力
し、コンデンサＣ16により平滑化される。この第３制御
入力信号はチップＩＣ１のＤＣ帰還信号であり、プレコ
ンディショナ８０の出力端子のＤＣレベルを表わす。
【００２３】第４制御入力信号はトランジスタＱ1 を流
れる電流を表わし、この信号はトランジスタＱ1 の全電
流をモニタする抵抗Ｒ5 に基づいて決定される。この第
４制御入力信号は低域通過フィルタとして作用する抵抗
Ｒ23及びコンデンサＣ15間の接続点に現われ、チップＩ
Ｃ１のピン４に入力する。チップＩＣ１は第１，第３及
び第４制御入力信号に応答してチップＩＣ１のピン７に
トランジスタＱ1 をターンオフさせる信号を発生する。
【００２４】プレコンディショナ５０は、更に、集積回
路チップＩＣ３、３個の抵抗Ｒ30、Ｒ31及びＲ35及び及
び１対のダイオードＤ13及びＤ14を有するアクティブオ
フセット回路も含んでいる。１対のダイオードＤ13及び
Ｄ14は、安定器２０のターンオン時、点弧前の安定器２
０の動作中及び安定器２０が無負荷状態（軽負荷状態を
含む）のときにコンデンサＣ5 ′及びＣ6 ′のＤＣ電圧
のピーク振幅を制限する。プレコディショナ制御部５０
のこの回路部分は、チップＩＣ１のピン２の電圧がしき
い値レベルより低下したときにチップＩＣ１のピン４に
アクティブＤＣオフセット電流（後に詳述する）を注入
する比較器として機能する。
【００２５】プレコンディショナ８０はアップコンバー
タであり、整流ＡＣ入力電圧を次のようにブーストす
る。トランジスタＱ1(スイッチとして作用する）を閉じ
ると、チョークＬ3 が大地に短絡され、電流がチョーク
Ｌ3 を経て流れる。次に、トランジスタＱ1 を開く( タ
ーンオフ) 。トランジスタＱ1 が開のときチョークＬ3
が蓄積エネルギー（電流）をダイオードＤ5 を経て図１
のコンデンサＣＥ又は図２のコンデンサＣ5 ′及び
Ｃ6 ′に供給（ポンピング）する。図１のコンデンサＣ
Ｅ又は図２のコンデンサＣ5 ′及びＣ6 ′に供給される
エネルギーの量はトランジスタＱ1 がターンオフする時
間、即ちチップＩＣ１により抵抗Ｒ4 を経てトランジス
タＱ1 のゲートに供給される駆動信号の周波数及び持続
時間により決まる。電圧ＶLNに対しトランジスタＱ1 は
非同期動作する。
【００２６】チョークＬ3 は不連続モードで動作し、即
ち各サイクル中にチョークＬ3 を流れる電流は新しいサ
イクルが始まる前にほぼ零に減少する。トランジスタＱ
1 がターンオン及びオフする周波数はプレコンディショ
ナ制御部５０により、チョークＬ3 を流れるピーク電流
が抵抗Ｒ5 （図２）で設定される一定値に維持されるよ
うに変化させられる。コンデンサＣ5 ′, Ｃ6 ′（図
２）両端間のＤＣ電圧はこれらコンデンサが過充電され
ないように一定に維持され、抵抗Ｒ6,Ｒ24およびＲ9 及
びコンデンサＣ10の帰還回路網により設定される。抵抗
Ｒ26及びＲ10をチョークＬ3 の入力端子に接続し、これ
によりハーフブリッジドライバ７０及び集積回路チップ
ＩＣ２の初期電源としてのＤＣバイアスを供給すると共
に抵抗Ｒ31を経てチップＩＣ３のバイアスを供給する。
ハーフブリッジドライバ７０のチップＩＣ２は抵抗Ｒ26
及びＲ10を経て供給される１ミリアンペア程度の極めて
低いＤＣ電流でターンオンし得るＣＭＯＳ５５５タイマ
である。
【００２７】ハーフブリッジインバータが動作すると、
チップＩＣ２のための低電圧（スナッパ）電源が１対の
コンデンサＣ21およびＣ23、１対のダイオードＤ16及び
Ｄ15及びツェナーダイオードＤ11を経てチップＩＣ２に
与えられる。チップＩＣ２は限定された出力駆動容量
（能力）を有している。この容量を増大させるために、
１対のトランジスタＱ4 及びＱ5 を用いてハーフブリッ
ジドライバ７０及びレベルシフタ６０の双方の駆動を助
ける。チップＩＣ２からの方形波信号はトランジスタＱ
4,Ｑ5 を介して抵抗Ｒ17及びダイオードＤ17を経てトラ
ンジスタＱ7 のゲートに供給する。抵抗Ｒ17と並列のダ
イオードＤ17はトランジスタＱ7 のゲートの高速放電用
高速ターンオフダイオードとして動作する。抵抗Ｒ17と
トランジスタＱ7 の内部ゲート容量はトランジスタＱ7
のターンオンに遅延を与える。こうしてトランジスタＱ
7 の制御されたターンオン及び高速ターンオフが得られ
る。トランジスタＱ4 及びＱ5 のエミッタに存在する信
号はレベルシフタ６０のトランジスタＱ2 の駆動にも使
用する。
【００２８】レベルシフタ６０は次のように動作する。
トランジスタＱ7 がターンオンすると、コンデンサＣ7
がトランジスタＱ7 を経て大地に接続される。このとき
コンデンサＣ7 が抵抗Ｒ11及びダイオードＤ6 を経てチ
ップＩＣ２の低電圧電源（即ちツェナーダイオードＤ11
及びコンデンサＣ21の接続点）から充電される。トラン
ジスタＱ7 がターンオンする期間中にコンデンサＣ7 は
電源電圧まで十分に充電される。同時に、トランジスタ
Ｑ6 のゲートがダイオードＤ7 、抵抗Ｒ14、Ｒ 15及びト
ランジスタＱ2 を経て大地電位に引き下げられる。
【００２９】トランジスタＱ2 はトランジスタＱ7 と並
列であるとみなせるためトランジスタＱ2 及びＱ7 は同
時にターンオン及びターンオフする。トランジスタＱ2
及びＱ7 がターンオフすると、コンデンサＣ7 の蓄積電
荷がトランジスタＱ6 のソースとトランジスタＱ7 のド
レインとの接続点に供給される。このときこの接続点は
低電源電圧に充電される。抵抗Ｒ12がトランジスタＱ3
を急速にターンオンさせるため、コンデンサＣ7 の電荷
がトランジスタＱ3 及び抵抗Ｒ13を経てトランジスタＱ
6 のゲート容量に供給される。トランジスタＱ6 がター
ンオンし、電流を流す。
【００３０】トランジスタＱ6 及びＱ7 は内部ダイオー
ドを有する（図示せず）。これらダイオード（外部ダイ
オードとすることもできる）はトランジスタＱ6 及びＱ
7 の初期ターンオン及びターンオフ時にトランジスタＱ
6 及びＱ7 を経て誘導電流を流れさせる。
【００３１】コンデンサＣ5 ′及びＣ6 ′は１対の放電
抵抗Ｒ5 ′及びＲ6 ′を並列に有する電解コンデンサと
するのが好ましい。変成器Ｔ1 は漏れ変成器、即ちラン
プ負荷ＬＬの安定器として作用する（即ちランプ負荷を
流れる定常電流を制限する）インダクタンスＬM の漏れ
インダクタを有する変成器とする。或は又、変成器Ｔ 1
が漏れインダクタンスを殆んど或は全く有しない場合に
はこの安定器用にインダクタンスＬM の外部インダクタ
を設ける必要がある。３つの巻線ＴＨ1,ＴＨ2及びＴＨ
3 は点弧中及び定常動作中にランプＬＬ１及びＬＬ２の
フィラメントを加熱する電流を供給する。巻線ＴＨ1,Ｔ
Ｈ2 及びＴＨ3 と直列にそれぞれインダクタＬ4,Ｌ5 及
びＬ6 を接続して、ランプフィラメント電流を制限す
る。
【００３２】変成器Ｔ1 は主二次巻線ＴM を有する。共
振コンデンサＣ10はインダクタＬ7と直列であり、ハー
フブリッジインバータ間の直列ＬＣ回路として変成器Ｔ
1 の一次巻線側に反射する。コンデンサＣ11はＤＣ阻止
コンデンサとして作用し、ランプ負荷内に整流が生ずる
ときこれを阻止する。コンデンサＣ11と並列の抵抗Ｒ 34
は整流が生ずる場合にコンデンサＣ11を放電させる。阻
止コンデンサＣ11は殆ど安定器機能を有さず（即ちラン
プ負荷を流れる定常電流を制限せず）、代表的には数ボ
ルト程度の小さな電圧降下を生ずる。コンデンサＣ12は
ランプＬＬ２のバイパスコンデンサとして作用し、ラン
プの始動時にランプ系列の一部として作用する。
【００３３】本発明においては、アクティブオフセット
をチップＩＣ１の電流検知入力端子（ピン４）に供給す
る。図２に戻り説明すれば、アクティブオフセットを与
えると、トランジスタＱ1 が一層急速にターンオフし、
トランジスタＱ1 のスイッチング周波数が増大して、チ
ップＩＣ１が無負荷状態に一層敏感になる。スイッチン
グ周波数の増大はチョークＬ3 に蓄積されチョークＬ3
により図１の電解コンデンサＣＥ又は図２のコンデンサ
Ｃ5 ′及びＣ6 ′に供給されるエネルギーの量を制限す
る。
【００３４】図３はモトローラ社（米国、アリゾナ州、
フェニックス所在）からＭＣ３４２６１及びＭＣ３３２
６１型パワーファクタコントローラとして市販されてい
る公知のチップＩＣ１のブロック図である。チップＩＣ
１はピン１，３及び４の制御入力に基づいてトランジス
タＱ1 のターンオフ時点を決定する。ピン３はチップＩ
Ｃ１のマルチプライヤに供給される整流ＡＣ電圧を表す
信号を受信する。
【００３５】チップＩＣ１の電圧帰還入力端子（ピン
１）に供給されるＤＣ電圧信号はチップＩＣ１のエラー
増幅器１１０の反転入力端子に供給される。エラー増幅
器１１０の非反転入力端子は２．５ボルトの基準電圧に
接続する。従って、コンデンサＣ5 ′及びＣ6 ′両端間
の電圧が高すぎるとき（即ち過充電のとき）、エラー増
幅器１１０の出力が増大する。この出力がマルチプライ
ヤ１００に供給されると共にＩＣ１のピン２に補償信号
として出力される。特に図２に示すように、コンデンサ
Ｃ16をチップＩＣ１のピン１及び２間に接続する。従っ
て、エラー増幅器１１０の出力電圧が増大すると、ピン
２に出力される補償信号がコンデンサＣ16を経てエラー
増幅器１１０の反転入力端子へ帰還され、エラー増幅器
１１０のピン１の電圧が約２．５ボルトに維持される。
同様に、コンデンサＣ5 ′及びＣ6′両端間の電圧が所
望値より低下すると、ピン１への補償信号が反転入力端
子（ピン１）の電圧を約２．５ボルトに上昇させる。
【００３６】マルチプライヤ１００の出力はプレコンデ
ィョナ制御部５０に入力する整流ＡＣ電圧とこれから出
力されるＤＣ電圧との組合せを表す。マルチプライヤ１
００の出力はマルチプライヤ、ラッチ、ＲＷＭ（パルス
幅変調器）、タイマ及び論理回路１２０に供給される。
回路１２０は電流検知入力端子（ピン４）からの信号、
零電流検出入力端子（ピン５）から零電流検出器１３０
を経て供給される信号及びピン８に入力されるＤＣ電源
電圧Ｖccも受信する。ＤＣ電源電圧Ｖccは回路１２０に
供給される前に不足電圧ロックアウト１４０及び２．５
ボルト基準電圧１５０により処理される。回路１２０の
出力が増幅器１６０を経てピン７に駆動出力として供給
される。
【００３７】図２に示すように、チップＩＣ１のピン４
（即ち電流検知入力端子）は２つの成分、即ちトランジ
スタＱ1 を流れる電流（即ち抵抗Ｒ23を流れる電流）を
表す信号と、アクティブオフセット（即ち、ダイオード
Ｄ14及び抵抗Ｒ30を流れる電流）とを有する。アクティ
ブオフセットはチップＩＣ３のカソードＫの電圧により
決まる。カソードＫの電圧はチップＩＣ１のピン２に出
力される補償電圧により決まる。この補償電圧は図１の
コンデンサＣＥ又は図２のコンデンサＣ5 ′及びＣ6 ′
の両端間の電圧（即ちプレコンディショナ８０の電圧出
力）を反映させる。図１のコンデンサＣＥ又は図２のコ
ンデンサＣ5 ′及びＣ6 ′の両端間電圧が予め決められ
た値を越えて上昇すると（即ち過充電）、カソードＫの
電圧が約２ボルトの低レベルから約１１ボルトの高レベ
ルに変化する。従って、カソードＫの電圧はプレコンデ
ィショナ８０の出力電圧に正比例する（即ち、このカソ
ード電圧はプレコンディショナ８０の出力電圧の上昇及
び低下に従って上昇及び低下する）。
【００３８】換言すれば、図１のコンデンサＣＥ又は図
２のコンデンサＣ5 ′及びＣ6 ′の両端間電圧が予め決
められたレベルを越えて上昇するときにのみチップＩＣ
３のカソードＫの電圧が十分大きくなり、その結果チッ
プＩＣ１のピン４に入力されるオフセット（電流）が十
分大きくなってトランジスタＱ1 をターンオフする速度
が十分に速くなる。トランジスタＱ1 のターンオフが速
くなればなるほど、チョークＬ3 に蓄えられるエネルギ
ーが少なくなる。チョークＬ3 の制限された蓄積エネル
ギーの図１のコンデンサＣＥ又は図２のコンデンサ
Ｃ5 ′，Ｃ6 ′への供給はこのようなコンデンサの過充
電を生じない。
【００３９】チップＩＣ１のピン４へパッシブ（即ち一
定）オフセットを供給する慣例の力率制御器と比較し
て、本発明によるアクティブオフセットは、図１のコン
デンサＣＥ又は図２のコンデンサＣ5 ′，Ｃ6 ′の両端
間電圧が予め決められたレベルを越えるとき（過充電）
にのみ十分な大きさになる。このアクティブオフセット
は、図１のコンデンサＣＥ又は図２のコンデンサ
Ｃ5 ′，Ｃ6 ′の過充電状態が安定器２０の常規定常動
作中に生じない限り、無負荷状態（軽負荷状態を含む）
中のみ十分な大きさになる。
【００４０】図２及び４に示すように、チップＩＣ３の
カソードＫの電圧はチップＩＣ３の入力端子（Ｒ）に供
給される入力電圧に基づいて決定される。特に、チップ
ＩＣ３は入力端子Ｒに接続された非反転入力端子及び
２．５ボルト基準電圧が供給される反転入力端子を有す
る比較器２００を含んでいる。チップＩＣ３のアノード
Ａは接地する。比較器２００の出力はＮＰＮトランジス
タ２１０のベースに接続する。トランジスタ２００のコ
レクタはチップＩＣ３のカソードＫに接続する。
【００４１】入力端子Ｒに供給される電圧が２．５ボル
ト以下のとき、トランジスタ２１０がターンオフする。
逆に、入力端子Ｒに供給される電圧が２．５ボルトより
大きいときはトランジスタ２１０がターンオンする。コ
ンデンサＣ5 ′及びＣ6 ′の両端間電圧が高すぎるとき
（無負荷状態における過充電）、チップＩＣ１のピン２
に出力される補償電圧が２．５ボルトより低くなる。こ
のときトランジスタ２１０がターンオフし、チップＩＣ
３のカソードＫの電圧は約１１ボルトになり、その結果
４０〜６０マイクロアンペアの電流（オフセット）が抵
抗Ｒ30を経てチップＩＣ１のピン４に流れる。抵抗Ｒ30
を流れるこの電流は抵抗Ｒ23を経てチップＩＣ１のピン
４へ流入する検知電流（即ちトランジスタＱ1 を流れる
電流を表す）を十分にオフセットさせる。
【００４２】ランプ負荷ＬＬの点弧に続く安定器２０の
常規動作（即ち定常動作）中はチップＩＣ１のピン２の
補償電圧がチップＩＣ３のトランジスタ２１０をターン
オンさせる。チップＩＣ３のカソードＫの電圧が約２ボ
ルトに低下し、抵抗Ｒ30を流れるオフセット電流は約１
０マイクロアンペアになる。トランジスタＱ1 がターン
オフする速度はこのような小オフセットにより殆ど影響
されない。
【００４３】無負荷状態中のみ十分大きなオフセットを
与えることによりチップＩＣ１はプレコンディショナ８
０の無負荷出力状態に対する感度を向上（増大）する。
本発明は、図１のコンデンサＣＥ又は図２のコンデンサ
Ｃ5 ′及びＣ6 ′の過充電状態は主として安定器２０の
無負荷状態中に生ずることを認識し、無負荷状態中のみ
十分大きなオフセットを与えるようにしたものである。
従って、図１のコンデンサＣＥ又は図２のコンデンサＣ
5 ′及びＣ6 ′の過充電を十分に避けることができる。
一定のパッシブオフセットを与えるものでないから、安
定器２０のＴＨＤがパッシブオフセットを力率制御器と
組合せて使用する慣例の安定器と比較して著しく減少す
る。特に、チップＩＣ１（即ち力率制御器）にパッシブ
オフセットではなくアクティブオフセットを与えること
により、トランジスタＱ1 が無負荷状態中のみ一層急速
にスイッチオフし、図１のコンデンサＣＥ又は図２のコ
ンデンサＣ5 ′及びＣ6 ′の過充電の阻止とともに全体
的に一層低いＴＨＤが得られる。無負荷状態に対する感
度の向上により、安定器２０は約０．９６〜０．９９の
範囲内のかなり一定の力率に維持することができる。必
ずしも必要ないが、アクティブオフセットはプレコンデ
ィショナ８０の両端間電圧を約５２５〜５５０ボルトに
制限するのが好ましい（オフセットがない場合にはこの
電圧は約６６０ボルトまで上昇し得る）。
【００４４】以上から明らかなように、前述した目的は
十分に達成され、上述した方法及び構成には本発明の範
囲内において種々の変更を加えることができ、本発明は
上述し且つ図面に示した実施例にのみ限定されるもので
ないこと勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による安定器回路の略式回路図である。
【図２】図１の詳細回路図である。
【図３】慣例の力率制御器のブロック図である。
【図４】ツェナーダイオードとして作用する慣例の集積
回路のブロック図である。
【符号の説明】
２０ 安定器回路 ３０ 全波整流器 ４０ ブーストコンバータ ５０ プレコンディショナ制御部 ６０ レベルシフタ ７０ ハーフブリッジドライバ ８０ プレコンディショナ ９０ ランプ駆動回路 Ｌ3 チョーク Ｑ1 トランジスタ（スイッチ） ＣE ；Ｃ5 ′，Ｃ6 ′ 電解コンデンサ Ｑ6 ，Ｑ7 ハーフブリッジインバータ Ｔ1 変成器 ＬＬ 負荷 ＩＣ１ 力率制御器 ＩＣ３ ，Ｒ30，Ｒ31，Ｒ35，Ｄ13，Ｄ14 アクティブ
オフセット回路

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電流を発生する電流源と、 前記電流に応答して出力電圧を発生する出力手段と、 前記出力手段に供給される電流を調整するスイッチ手段
    と、 制御信号に応答して、前記出力手段に供給される電流を
    調整するスイッチング手段を制御する制御手段と、 前記制御信号として、前記スイッチを流れる電流を表わ
    す検知信号と前記出力手段の出力電圧に基づいて変化す
    るオフセットとを含む制御信号を発生する検知手段と、 を具えたことを特徴とするスイッチモード電源。
  2. 【請求項２】 前記電流源は前記スイッチ手段に応答し
    て電流を前記出力手段に供給するインダクタ手段を含む
    ことを特徴とする請求項１記載のスイッチモード電源。
  3. 【請求項３】 前記出力手段は両端間に前記出力電圧を
    発生する少くとも１個のコンデンサを含むことを特徴と
    する請求項１記載のスイッチモード電源。
  4. 【請求項４】 前記制御手段は電源の力率を制御するよ
    う作用する力率制御器であることを特徴とする請求項１
    〜３の何れかに記載のスイッチモード電源。
  5. 【請求項５】 前記オフセットは前記出力電圧に正比例
    することを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載のス
    イッチモード電源。
  6. 【請求項６】 前記検知手段は、カソード電圧が前記出
    力手段の出力電圧に基づいて低電圧レベルと高電圧レベ
    ルとの間で変化するツェナーダイオード手段を含むこと
    を特徴とする請求項１〜５の何れかに記載のスイッチモ
    ード電源。
  7. 【請求項７】 前記オフセットの大きさは２つのレベル
    間で変化することを特徴とする請求項１〜６の何れかに
    記載のスイッチモード電源。
  8. 【請求項８】 請求項１〜７の何れかに記載のスイッチ
    モード電源を具えたことを特徴とする放電ランプ点灯用
    安定器。
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