JPH06197545A - スイッチモード電源 - Google Patents
スイッチモード電源Info
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- JPH06197545A JPH06197545A JP5203378A JP20337893A JPH06197545A JP H06197545 A JPH06197545 A JP H06197545A JP 5203378 A JP5203378 A JP 5203378A JP 20337893 A JP20337893 A JP 20337893A JP H06197545 A JPH06197545 A JP H06197545A
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- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
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- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
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- H—ELECTRICITY
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
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- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 安定器用スイッチモード源の無負荷時におけ
るコンデンサの過充電を阻止すると共にTHDを所望レ
ベル以下に保つことにある。 【構成】 安定器用スイッチモード電源は力率制御器I
C1を備え、調整DC出力電圧を出力する。力学制御器
は検知信号にアクティブオフセットが加えられた制御信
号に応答する。検知信号は電源のスイッチング装置Q1
を流れる電流を表す(R5 ,R23,C16)。アクティブ
オフセットは調整DC出力電圧に基づいて変化する(I
C3)。
るコンデンサの過充電を阻止すると共にTHDを所望レ
ベル以下に保つことにある。 【構成】 安定器用スイッチモード電源は力率制御器I
C1を備え、調整DC出力電圧を出力する。力学制御器
は検知信号にアクティブオフセットが加えられた制御信
号に応答する。検知信号は電源のスイッチング装置Q1
を流れる電流を表す(R5 ,R23,C16)。アクティブ
オフセットは調整DC出力電圧に基づいて変化する(I
C3)。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は力率制御回路を含むスイ
ッチモード電源に関するものである。本発明は放電ラン
プ点灯用安定器にも関するものである。
ッチモード電源に関するものである。本発明は放電ラン
プ点灯用安定器にも関するものである。
【0002】
【従来の技術】モトローラ社(米国、アリゾナ州、フェ
ニックス所在)から市販されているモデルMC34261 及
びMC33261 のような慣例の力率制御器は電子安定器の
スイッチモード電源用に設計されている。この電源は安
定器のインバータ(コミュテータ)を給電する調整DC
電圧を供給する。
ニックス所在)から市販されているモデルMC34261 及
びMC33261 のような慣例の力率制御器は電子安定器の
スイッチモード電源用に設計されている。この電源は安
定器のインバータ(コミュテータ)を給電する調整DC
電圧を供給する。
【0003】一般に、調整DC電圧は電源の1個以上の
電解コンデンサの両端間又は安定器のインバータの両端
間に現われる。安定器の無負荷又は軽負荷状態、即ち1
個以上の電解コンデンサから認め得るような電流を引き
出すランプ負荷がない状態においては、1個以上の電解
コンデンサの過充電が起り得る。このような過充電はD
C電圧の調整を一層困難にすると共に、コンデンサのみ
ならずインバータの他の構成素子(例えばトランジス
タ)も損傷する惧れがある。
電解コンデンサの両端間又は安定器のインバータの両端
間に現われる。安定器の無負荷又は軽負荷状態、即ち1
個以上の電解コンデンサから認め得るような電流を引き
出すランプ負荷がない状態においては、1個以上の電解
コンデンサの過充電が起り得る。このような過充電はD
C電圧の調整を一層困難にすると共に、コンデンサのみ
ならずインバータの他の構成素子(例えばトランジス
タ)も損傷する惧れがある。
【0004】無負荷状態(この状態は代表的には安定器
の予備点弧中又は負荷が安定器から切り離されたときに
発生し得る)中の1個以上の電解コンデンサの過充電
は、スイッチモード電源のスイッチを一層急速にターン
オフさせて電解コンデンサに転送されるエネルギー量を
少なくすることにより最少にすることができる。換言す
れば、無負荷及び軽負荷状態時における1個以上のコン
デンサの過大な電荷蓄積はスイッチモード電源のスイッ
チを急速にターンオフさせることによりほぼ除去するこ
とができる。
の予備点弧中又は負荷が安定器から切り離されたときに
発生し得る)中の1個以上の電解コンデンサの過充電
は、スイッチモード電源のスイッチを一層急速にターン
オフさせて電解コンデンサに転送されるエネルギー量を
少なくすることにより最少にすることができる。換言す
れば、無負荷及び軽負荷状態時における1個以上のコン
デンサの過大な電荷蓄積はスイッチモード電源のスイッ
チを急速にターンオフさせることによりほぼ除去するこ
とができる。
【0005】力率制御器は、前記スイッチをターンオフ
すべき時点をこのスイッチを流れる電流を表わす電流検
知信号に部分的に基づいて決定する。このスイッチがタ
ーンオフする速度を増大させて電解コンデンサの過充電
を最少にするために、パッシブ(即ち一定)オフセット
を電流検知信号に付加させている。
すべき時点をこのスイッチを流れる電流を表わす電流検
知信号に部分的に基づいて決定する。このスイッチがタ
ーンオフする速度を増大させて電解コンデンサの過充電
を最少にするために、パッシブ(即ち一定)オフセット
を電流検知信号に付加させている。
【0006】一定オフセットの付加により無負荷及び軽
負荷状態に対する力率制御器の感度を増大させると、ス
イッチモード電源のスイッチング周波数が高くなる。そ
して電解コンデンサに転送されるエネルギー量が減少
し、電解コンデンサの過大な電荷蓄積が避けられる。し
かし、一定オフセットは安定器の力率も低減し、特に安
定器により引き出される電流の全高調波歪み(THD)
レベルを所望レベルより高くする。
負荷状態に対する力率制御器の感度を増大させると、ス
イッチモード電源のスイッチング周波数が高くなる。そ
して電解コンデンサに転送されるエネルギー量が減少
し、電解コンデンサの過大な電荷蓄積が避けられる。し
かし、一定オフセットは安定器の力率も低減し、特に安
定器により引き出される電流の全高調波歪み(THD)
レベルを所望レベルより高くする。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
はランプ安定器の無負荷及び軽負荷状態に感応して電解
コンデンサの過充電を阻止すると共に安定器により引き
出される電流のTHDレベルを最小に維持し得る力率制
御器を提供することにある。
はランプ安定器の無負荷及び軽負荷状態に感応して電解
コンデンサの過充電を阻止すると共に安定器により引き
出される電流のTHDレベルを最小に維持し得る力率制
御器を提供することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明の第1の特徴に従
うスイッチモード電源は電流を少くとも一つのコンデン
サに供給して出力電圧を発生させる電流源と、コンデン
サに供給される電流を調整するスイッチング装置と、制
御信号に応答して、コンデンサに供給される電流を調整
する前記スイッチング装置を制御する制御器と、前記制
御信号を発生する検知回路とを含む。制御信号はスイッ
チング装置を流れる電流を表わす検知信号と、出力電圧
に基づいて変化する(アクティブ)オフセットとを含
む。電流源はスイッチング装置に応答して電流をコンデ
ンサに供給するチョークを含む。
うスイッチモード電源は電流を少くとも一つのコンデン
サに供給して出力電圧を発生させる電流源と、コンデン
サに供給される電流を調整するスイッチング装置と、制
御信号に応答して、コンデンサに供給される電流を調整
する前記スイッチング装置を制御する制御器と、前記制
御信号を発生する検知回路とを含む。制御信号はスイッ
チング装置を流れる電流を表わす検知信号と、出力電圧
に基づいて変化する(アクティブ)オフセットとを含
む。電流源はスイッチング装置に応答して電流をコンデ
ンサに供給するチョークを含む。
【0009】制御信号の一部としてパッシブオフセット
ではなくアクティブオフセットを与えることによりスイ
ッチング装置をもっと速くターンオフさせることができ
る。このオフセットは無負荷状態中のみスイッチング装
置がターンオフする速度を十分に速くするのに十分な大
きさを有するだけである結果として、スイッチモード電
源の出力側の1個以上のコンデンサの過充電を阻止する
と共に低いTHDを得ることができる。無負荷状態に対
する感度の向上により、このスイッチモード電源はかな
り高い一定の力率を維持する。
ではなくアクティブオフセットを与えることによりスイ
ッチング装置をもっと速くターンオフさせることができ
る。このオフセットは無負荷状態中のみスイッチング装
置がターンオフする速度を十分に速くするのに十分な大
きさを有するだけである結果として、スイッチモード電
源の出力側の1個以上のコンデンサの過充電を阻止する
と共に低いTHDを得ることができる。無負荷状態に対
する感度の向上により、このスイッチモード電源はかな
り高い一定の力率を維持する。
【0010】
【実施例】図面を参照して本発明を実施例につき詳細に
説明する。図1は本発明による安定器回路の一実施例の
略式回路図である。図1に示すように、安定器回路20は
電磁妨害(EMI)抑圧フィルタ23を含んでいる。この
フィルタ23は1対の入力端子10を有している。この入力
端子には277 ボルト、60Hzのような電圧が供給される
がこれに限定されない。フィルタ23の1対の出力端子24
及び25の出力はダイオードD1 ,D2 ,D3 ,D4 を含
む全波整流器30に供給する。ダイオードD1 のアノード
及びダイオードD2 のカソードを端子24に接続し、ダイ
オードD3 のアノード及びダイオードD4 のカソードを
端子25に接続する。整流器30の1対の出力端子31及び32
の出力はブーストコンバータ40に供給する。ダイオード
D1 及びD3 のカソードを端子31に、ダイオードD2 及
びD4のアノードを端子32に接続する。
説明する。図1は本発明による安定器回路の一実施例の
略式回路図である。図1に示すように、安定器回路20は
電磁妨害(EMI)抑圧フィルタ23を含んでいる。この
フィルタ23は1対の入力端子10を有している。この入力
端子には277 ボルト、60Hzのような電圧が供給される
がこれに限定されない。フィルタ23の1対の出力端子24
及び25の出力はダイオードD1 ,D2 ,D3 ,D4 を含
む全波整流器30に供給する。ダイオードD1 のアノード
及びダイオードD2 のカソードを端子24に接続し、ダイ
オードD3 のアノード及びダイオードD4 のカソードを
端子25に接続する。整流器30の1対の出力端子31及び32
の出力はブーストコンバータ40に供給する。ダイオード
D1 及びD3 のカソードを端子31に、ダイオードD2 及
びD4のアノードを端子32に接続する。
【0011】コンバータ40は整流器30により供給される
整流されたAC信号の大きさをブーストし、1対の出力
端子41及び42に調整DC電源電圧を発生する。ブースト
コンバータ40はチョークL3 と、アノードがチョーク
L3 の一端に接続されたダイオードD5 を含んでいる。
チョークL3 の他端を整流器30の出力端子31に接続
する。ブーストコンバータ40の出力端子41,42の
出力は電解(ブースト)コンデンサCEの両端に供給さ
れ、このコンデンサの一端をダイオードD5 のカソード
に接続する。トランジスタ(スイッチ)Q1 の一端をチ
ョークL3 とダイオードD5 のアノードとの接続点に、
他端をコンデンサCEの他端とフィルタ30の出力端子
32と出力端子42との接続点に接続する。
整流されたAC信号の大きさをブーストし、1対の出力
端子41及び42に調整DC電源電圧を発生する。ブースト
コンバータ40はチョークL3 と、アノードがチョーク
L3 の一端に接続されたダイオードD5 を含んでいる。
チョークL3 の他端を整流器30の出力端子31に接続
する。ブーストコンバータ40の出力端子41,42の
出力は電解(ブースト)コンデンサCEの両端に供給さ
れ、このコンデンサの一端をダイオードD5 のカソード
に接続する。トランジスタ(スイッチ)Q1 の一端をチ
ョークL3 とダイオードD5 のアノードとの接続点に、
他端をコンデンサCEの他端とフィルタ30の出力端子
32と出力端子42との接続点に接続する。
【0012】DC電源電圧Vで附勢されるプレコンディ
ショナ制御部50がトランジスタQ 1 のスイッチング持
続時間及び周波数を制御する。プレコンディショナ制御
部50はモトローラ社から市販されているモトローラM
C33261パワーファクタコントローラICとするの
が好適であるがこれに限定されない。トランジスタQ 1
はMOSFETとするのが好ましく、そのゲートをプレ
コンディショナ制御部50に接続する。整流器30と、
プレコンディショナ制御部50を含むブーストコンバー
タ40とが安定器回路20のプレコンディショナ80を
形成する。ブーストコンバータ40の出力端子41及び
42はプレコンディショナ80の出力端子としても作用
し、調整DC電圧を出力する。
ショナ制御部50がトランジスタQ 1 のスイッチング持
続時間及び周波数を制御する。プレコンディショナ制御
部50はモトローラ社から市販されているモトローラM
C33261パワーファクタコントローラICとするの
が好適であるがこれに限定されない。トランジスタQ 1
はMOSFETとするのが好ましく、そのゲートをプレ
コンディショナ制御部50に接続する。整流器30と、
プレコンディショナ制御部50を含むブーストコンバー
タ40とが安定器回路20のプレコンディショナ80を
形成する。ブーストコンバータ40の出力端子41及び
42はプレコンディショナ80の出力端子としても作用
し、調整DC電圧を出力する。
【0013】プレコンディショナ80により出力される
調整DC電圧が給電されるランプ駆動回路90はレベル
シフタ60及びハーフブリッジドライバ70により制御
されるハーフブリッジインバータを含んでいる。このハ
ーフブリッジインバータはスイッチとして作用する1対
のトランジスタQ6 及びQ7 、1対のコンデンサC5及
びC6 及び変成器T1 を含んでいる。必ずしも必要ない
が、ハーフブリッジドライバ70はトランジスタQ7 を
駆動する方形波(50%デューティサイクル)駆動信号
を発生するものとするのが好ましい。レベルシフタ60
はトランジスタQ7 に供給される駆動信号を反転してト
ランジスタQ6 を駆動する。レベルシフタ60及びハー
フブリッジドライバ70により発生される駆動信号はト
ランジスタQ6 及びQ7 を同時に導通しないように互に
約180°の位相差を有する。
調整DC電圧が給電されるランプ駆動回路90はレベル
シフタ60及びハーフブリッジドライバ70により制御
されるハーフブリッジインバータを含んでいる。このハ
ーフブリッジインバータはスイッチとして作用する1対
のトランジスタQ6 及びQ7 、1対のコンデンサC5及
びC6 及び変成器T1 を含んでいる。必ずしも必要ない
が、ハーフブリッジドライバ70はトランジスタQ7 を
駆動する方形波(50%デューティサイクル)駆動信号
を発生するものとするのが好ましい。レベルシフタ60
はトランジスタQ7 に供給される駆動信号を反転してト
ランジスタQ6 を駆動する。レベルシフタ60及びハー
フブリッジドライバ70により発生される駆動信号はト
ランジスタQ6 及びQ7 を同時に導通しないように互に
約180°の位相差を有する。
【0014】トランジスタQ6 のソースS及びレベルシ
フタ60の一端をブーストコンバータ40の出力端子4
1に接続する。トランジスタQ6 のドレインを端子Aに
接続する。レベルシフタ60の他端、ハーフブリッジド
ライバ70の一端及びトランジスタQ7 のソースSも端
子Aに接続する。ハーフブリッジドライバ70の他端及
びトランジスタQ7 のドレインをブーストコンバータ4
0の出力端子42に接続する。コンデンサC5 の一端を
出力端子41に接続し、コンデンサC5 の他端及びコン
デンサC6 の一端を端子Bに接続し、コンデンサC6 の
他端を出力端子42に接続する。
フタ60の一端をブーストコンバータ40の出力端子4
1に接続する。トランジスタQ6 のドレインを端子Aに
接続する。レベルシフタ60の他端、ハーフブリッジド
ライバ70の一端及びトランジスタQ7 のソースSも端
子Aに接続する。ハーフブリッジドライバ70の他端及
びトランジスタQ7 のドレインをブーストコンバータ4
0の出力端子42に接続する。コンデンサC5 の一端を
出力端子41に接続し、コンデンサC5 の他端及びコン
デンサC6 の一端を端子Bに接続し、コンデンサC6 の
他端を出力端子42に接続する。
【0015】変成器T1 の一次巻線TP を端子A及びB
間に接続する。変成器T1 の二次巻線TS の一端を一般
に変成器T1 の洩れインダクタンスを表わすインダクタ
L7又は個別のチョークに接続する。コンデンサC10の
一端及びランプ負荷LLの一端をインダクタL7 の他端
に接続する。ランプ負荷LLは任意の組合せのランプを
含むことができ、図には2つのけい光ランプLL1 及び
LL2 の直列接続を示すが、これに限定されない。コン
デンサC10及びランプ負荷LLの他端を二次巻線TS の
他端に接続する。
間に接続する。変成器T1 の二次巻線TS の一端を一般
に変成器T1 の洩れインダクタンスを表わすインダクタ
L7又は個別のチョークに接続する。コンデンサC10の
一端及びランプ負荷LLの一端をインダクタL7 の他端
に接続する。ランプ負荷LLは任意の組合せのランプを
含むことができ、図には2つのけい光ランプLL1 及び
LL2 の直列接続を示すが、これに限定されない。コン
デンサC10及びランプ負荷LLの他端を二次巻線TS の
他端に接続する。
【0016】無負荷状態において電解コンデンサCEが
過充電され、電解コンデンサCEのみならずランプ駆動
回路90内のトランジスタQ6 及びQ7 のような他の素
子の損傷を生ずる惧れがある。電解コンデンサCFの過
充電状態は、チョークL3 が電解コンデンサCEに過乗
な電流(エネルギー)をポンピング(供給)することに
より生ずる。チョークL3 により電解コンデンサCEに
供給される電流の量はプレコンディショナ制御部50に
より制御されるトランジスタQ1 のスイッチング持続時
間及び周波数により決まる。従って、前述したように、
また後に更に論ずるように、不所望なTHDレベルを有
する安定器電流を引き出すことなく(即ち力率を高い許
容値に維持したまゝ)電解コンデンサCEの端子電圧が
危険レベルに達しないようにするためにはプレコンディ
ショナ制御部50の無負荷状態に対する感度を極めて高
くすることが不可欠である。
過充電され、電解コンデンサCEのみならずランプ駆動
回路90内のトランジスタQ6 及びQ7 のような他の素
子の損傷を生ずる惧れがある。電解コンデンサCFの過
充電状態は、チョークL3 が電解コンデンサCEに過乗
な電流(エネルギー)をポンピング(供給)することに
より生ずる。チョークL3 により電解コンデンサCEに
供給される電流の量はプレコンディショナ制御部50に
より制御されるトランジスタQ1 のスイッチング持続時
間及び周波数により決まる。従って、前述したように、
また後に更に論ずるように、不所望なTHDレベルを有
する安定器電流を引き出すことなく(即ち力率を高い許
容値に維持したまゝ)電解コンデンサCEの端子電圧が
危険レベルに達しないようにするためにはプレコンディ
ショナ制御部50の無負荷状態に対する感度を極めて高
くすることが不可欠である。
【0017】EMI抑圧フィルタ23,プレコンディシ
ョナ制御部50,レベルシフタ60及びハーフブリッジ
ドライバ70の構成を含む安定器回路20の詳細回路図
を図2に示す。
ョナ制御部50,レベルシフタ60及びハーフブリッジ
ドライバ70の構成を含む安定器回路20の詳細回路図
を図2に示す。
【0018】もう一度図1につき説明すると、ダイオー
ドブリッジ整流器30からプレコンディショナ80に供
給される整流AC信号(即ち脈動DC信号)がチョーク
L3及びダイオードD5 によりブーストされてコンデン
サCE,C5 及びC6 を充電する。図1ではコンデンサ
CEとコンデンサC5 及びC6 とが別個であり、コンデ
ンサCEが5〜100μFの範囲内の大きな電解コンデ
ンサであり、コンデンサC5 及びC6 が高周波ブリッジ
コンデンサである。コンデンサCEはコンデンサC5 及
びC6 の直列接続と並列であるため、これら3つのコン
デンサは図2に示すようにコンデンサC5′ 及びC6′
と置き換えることができる。従って、図1のコンデンサ
CEの起り得る過電圧状態は図2のコンデンサC5 ′及
びC6 ′の起り得る過電圧状態とみなすべきであり、本
発明ではこの場合についても説明する。
ドブリッジ整流器30からプレコンディショナ80に供
給される整流AC信号(即ち脈動DC信号)がチョーク
L3及びダイオードD5 によりブーストされてコンデン
サCE,C5 及びC6 を充電する。図1ではコンデンサ
CEとコンデンサC5 及びC6 とが別個であり、コンデ
ンサCEが5〜100μFの範囲内の大きな電解コンデ
ンサであり、コンデンサC5 及びC6 が高周波ブリッジ
コンデンサである。コンデンサCEはコンデンサC5 及
びC6 の直列接続と並列であるため、これら3つのコン
デンサは図2に示すようにコンデンサC5′ 及びC6′
と置き換えることができる。従って、図1のコンデンサ
CEの起り得る過電圧状態は図2のコンデンサC5 ′及
びC6 ′の起り得る過電圧状態とみなすべきであり、本
発明ではこの場合についても説明する。
【0019】整流器30は図1に示すものと同一の素子
で同様に構成されている。プレコンディショナ制御部5
0は非同期モードで(即ち安定器回路20に入力される
AC電圧(VLN)と同期しないで)動作するプレコンデ
ィショナ集積回路(IC)チップIC1を含んでいる。
で同様に構成されている。プレコンディショナ制御部5
0は非同期モードで(即ち安定器回路20に入力される
AC電圧(VLN)と同期しないで)動作するプレコンデ
ィショナ集積回路(IC)チップIC1を含んでいる。
【0020】第1制御入力信号が整流ACラインから、
3個の抵抗R1,R2 及びR3 を含む抵抗分圧器及びコン
デンサ13を経てチップIC1のピン3に入力する。こ
の第1制御入力信号は整流AC電圧信号を表わす。
3個の抵抗R1,R2 及びR3 を含む抵抗分圧器及びコン
デンサ13を経てチップIC1のピン3に入力する。こ
の第1制御入力信号は整流AC電圧信号を表わす。
【0021】第2制御入力信号はチップIC1のピン5
に入力し、チョークL3 を流れる電流を表わす。この第
2制御入力信号は、チョークL3 を流れる電流がほぼ零
のときにトランジスタQ1 をターンオンさせるのに使用
される。チップIC1は第2制御入力信号に応答してト
ランジスタQ1 をターンオンさせる駆動信号を抵抗R 4
を経て発生する。
に入力し、チョークL3 を流れる電流を表わす。この第
2制御入力信号は、チョークL3 を流れる電流がほぼ零
のときにトランジスタQ1 をターンオンさせるのに使用
される。チップIC1は第2制御入力信号に応答してト
ランジスタQ1 をターンオンさせる駆動信号を抵抗R 4
を経て発生する。
【0022】第3制御入力信号は抵抗R6,R24及びR9
から成る抵抗分圧器からチップIC1のピン1に入力
し、コンデンサC16により平滑化される。この第3制御
入力信号はチップIC1のDC帰還信号であり、プレコ
ンディショナ80の出力端子のDCレベルを表わす。
から成る抵抗分圧器からチップIC1のピン1に入力
し、コンデンサC16により平滑化される。この第3制御
入力信号はチップIC1のDC帰還信号であり、プレコ
ンディショナ80の出力端子のDCレベルを表わす。
【0023】第4制御入力信号はトランジスタQ1 を流
れる電流を表わし、この信号はトランジスタQ1 の全電
流をモニタする抵抗R5 に基づいて決定される。この第
4制御入力信号は低域通過フィルタとして作用する抵抗
R23及びコンデンサC15間の接続点に現われ、チップI
C1のピン4に入力する。チップIC1は第1,第3及
び第4制御入力信号に応答してチップIC1のピン7に
トランジスタQ1 をターンオフさせる信号を発生する。
れる電流を表わし、この信号はトランジスタQ1 の全電
流をモニタする抵抗R5 に基づいて決定される。この第
4制御入力信号は低域通過フィルタとして作用する抵抗
R23及びコンデンサC15間の接続点に現われ、チップI
C1のピン4に入力する。チップIC1は第1,第3及
び第4制御入力信号に応答してチップIC1のピン7に
トランジスタQ1 をターンオフさせる信号を発生する。
【0024】プレコンディショナ50は、更に、集積回
路チップIC3、3個の抵抗R30、R31及びR35及び及
び1対のダイオードD13及びD14を有するアクティブオ
フセット回路も含んでいる。1対のダイオードD13及び
D14は、安定器20のターンオン時、点弧前の安定器2
0の動作中及び安定器20が無負荷状態(軽負荷状態を
含む)のときにコンデンサC5 ′及びC6 ′のDC電圧
のピーク振幅を制限する。プレコディショナ制御部50
のこの回路部分は、チップIC1のピン2の電圧がしき
い値レベルより低下したときにチップIC1のピン4に
アクティブDCオフセット電流(後に詳述する)を注入
する比較器として機能する。
路チップIC3、3個の抵抗R30、R31及びR35及び及
び1対のダイオードD13及びD14を有するアクティブオ
フセット回路も含んでいる。1対のダイオードD13及び
D14は、安定器20のターンオン時、点弧前の安定器2
0の動作中及び安定器20が無負荷状態(軽負荷状態を
含む)のときにコンデンサC5 ′及びC6 ′のDC電圧
のピーク振幅を制限する。プレコディショナ制御部50
のこの回路部分は、チップIC1のピン2の電圧がしき
い値レベルより低下したときにチップIC1のピン4に
アクティブDCオフセット電流(後に詳述する)を注入
する比較器として機能する。
【0025】プレコンディショナ80はアップコンバー
タであり、整流AC入力電圧を次のようにブーストす
る。トランジスタQ1(スイッチとして作用する)を閉じ
ると、チョークL3 が大地に短絡され、電流がチョーク
L3 を経て流れる。次に、トランジスタQ1 を開く( タ
ーンオフ) 。トランジスタQ1 が開のときチョークL3
が蓄積エネルギー(電流)をダイオードD5 を経て図1
のコンデンサCE又は図2のコンデンサC5 ′及び
C6 ′に供給(ポンピング)する。図1のコンデンサC
E又は図2のコンデンサC5 ′及びC6 ′に供給される
エネルギーの量はトランジスタQ1 がターンオフする時
間、即ちチップIC1により抵抗R4 を経てトランジス
タQ1 のゲートに供給される駆動信号の周波数及び持続
時間により決まる。電圧VLNに対しトランジスタQ1 は
非同期動作する。
タであり、整流AC入力電圧を次のようにブーストす
る。トランジスタQ1(スイッチとして作用する)を閉じ
ると、チョークL3 が大地に短絡され、電流がチョーク
L3 を経て流れる。次に、トランジスタQ1 を開く( タ
ーンオフ) 。トランジスタQ1 が開のときチョークL3
が蓄積エネルギー(電流)をダイオードD5 を経て図1
のコンデンサCE又は図2のコンデンサC5 ′及び
C6 ′に供給(ポンピング)する。図1のコンデンサC
E又は図2のコンデンサC5 ′及びC6 ′に供給される
エネルギーの量はトランジスタQ1 がターンオフする時
間、即ちチップIC1により抵抗R4 を経てトランジス
タQ1 のゲートに供給される駆動信号の周波数及び持続
時間により決まる。電圧VLNに対しトランジスタQ1 は
非同期動作する。
【0026】チョークL3 は不連続モードで動作し、即
ち各サイクル中にチョークL3 を流れる電流は新しいサ
イクルが始まる前にほぼ零に減少する。トランジスタQ
1 がターンオン及びオフする周波数はプレコンディショ
ナ制御部50により、チョークL3 を流れるピーク電流
が抵抗R5 (図2)で設定される一定値に維持されるよ
うに変化させられる。コンデンサC5 ′, C6 ′(図
2)両端間のDC電圧はこれらコンデンサが過充電され
ないように一定に維持され、抵抗R6,R24およびR9 及
びコンデンサC10の帰還回路網により設定される。抵抗
R26及びR10をチョークL3 の入力端子に接続し、これ
によりハーフブリッジドライバ70及び集積回路チップ
IC2の初期電源としてのDCバイアスを供給すると共
に抵抗R31を経てチップIC3のバイアスを供給する。
ハーフブリッジドライバ70のチップIC2は抵抗R26
及びR10を経て供給される1ミリアンペア程度の極めて
低いDC電流でターンオンし得るCMOS555タイマ
である。
ち各サイクル中にチョークL3 を流れる電流は新しいサ
イクルが始まる前にほぼ零に減少する。トランジスタQ
1 がターンオン及びオフする周波数はプレコンディショ
ナ制御部50により、チョークL3 を流れるピーク電流
が抵抗R5 (図2)で設定される一定値に維持されるよ
うに変化させられる。コンデンサC5 ′, C6 ′(図
2)両端間のDC電圧はこれらコンデンサが過充電され
ないように一定に維持され、抵抗R6,R24およびR9 及
びコンデンサC10の帰還回路網により設定される。抵抗
R26及びR10をチョークL3 の入力端子に接続し、これ
によりハーフブリッジドライバ70及び集積回路チップ
IC2の初期電源としてのDCバイアスを供給すると共
に抵抗R31を経てチップIC3のバイアスを供給する。
ハーフブリッジドライバ70のチップIC2は抵抗R26
及びR10を経て供給される1ミリアンペア程度の極めて
低いDC電流でターンオンし得るCMOS555タイマ
である。
【0027】ハーフブリッジインバータが動作すると、
チップIC2のための低電圧(スナッパ)電源が1対の
コンデンサC21およびC23、1対のダイオードD16及び
D15及びツェナーダイオードD11を経てチップIC2に
与えられる。チップIC2は限定された出力駆動容量
(能力)を有している。この容量を増大させるために、
1対のトランジスタQ4 及びQ5 を用いてハーフブリッ
ジドライバ70及びレベルシフタ60の双方の駆動を助
ける。チップIC2からの方形波信号はトランジスタQ
4,Q5 を介して抵抗R17及びダイオードD17を経てトラ
ンジスタQ7 のゲートに供給する。抵抗R17と並列のダ
イオードD17はトランジスタQ7 のゲートの高速放電用
高速ターンオフダイオードとして動作する。抵抗R17と
トランジスタQ7 の内部ゲート容量はトランジスタQ7
のターンオンに遅延を与える。こうしてトランジスタQ
7 の制御されたターンオン及び高速ターンオフが得られ
る。トランジスタQ4 及びQ5 のエミッタに存在する信
号はレベルシフタ60のトランジスタQ2 の駆動にも使
用する。
チップIC2のための低電圧(スナッパ)電源が1対の
コンデンサC21およびC23、1対のダイオードD16及び
D15及びツェナーダイオードD11を経てチップIC2に
与えられる。チップIC2は限定された出力駆動容量
(能力)を有している。この容量を増大させるために、
1対のトランジスタQ4 及びQ5 を用いてハーフブリッ
ジドライバ70及びレベルシフタ60の双方の駆動を助
ける。チップIC2からの方形波信号はトランジスタQ
4,Q5 を介して抵抗R17及びダイオードD17を経てトラ
ンジスタQ7 のゲートに供給する。抵抗R17と並列のダ
イオードD17はトランジスタQ7 のゲートの高速放電用
高速ターンオフダイオードとして動作する。抵抗R17と
トランジスタQ7 の内部ゲート容量はトランジスタQ7
のターンオンに遅延を与える。こうしてトランジスタQ
7 の制御されたターンオン及び高速ターンオフが得られ
る。トランジスタQ4 及びQ5 のエミッタに存在する信
号はレベルシフタ60のトランジスタQ2 の駆動にも使
用する。
【0028】レベルシフタ60は次のように動作する。
トランジスタQ7 がターンオンすると、コンデンサC7
がトランジスタQ7 を経て大地に接続される。このとき
コンデンサC7 が抵抗R11及びダイオードD6 を経てチ
ップIC2の低電圧電源(即ちツェナーダイオードD11
及びコンデンサC21の接続点)から充電される。トラン
ジスタQ7 がターンオンする期間中にコンデンサC7 は
電源電圧まで十分に充電される。同時に、トランジスタ
Q6 のゲートがダイオードD7 、抵抗R14、R 15及びト
ランジスタQ2 を経て大地電位に引き下げられる。
トランジスタQ7 がターンオンすると、コンデンサC7
がトランジスタQ7 を経て大地に接続される。このとき
コンデンサC7 が抵抗R11及びダイオードD6 を経てチ
ップIC2の低電圧電源(即ちツェナーダイオードD11
及びコンデンサC21の接続点)から充電される。トラン
ジスタQ7 がターンオンする期間中にコンデンサC7 は
電源電圧まで十分に充電される。同時に、トランジスタ
Q6 のゲートがダイオードD7 、抵抗R14、R 15及びト
ランジスタQ2 を経て大地電位に引き下げられる。
【0029】トランジスタQ2 はトランジスタQ7 と並
列であるとみなせるためトランジスタQ2 及びQ7 は同
時にターンオン及びターンオフする。トランジスタQ2
及びQ7 がターンオフすると、コンデンサC7 の蓄積電
荷がトランジスタQ6 のソースとトランジスタQ7 のド
レインとの接続点に供給される。このときこの接続点は
低電源電圧に充電される。抵抗R12がトランジスタQ3
を急速にターンオンさせるため、コンデンサC7 の電荷
がトランジスタQ3 及び抵抗R13を経てトランジスタQ
6 のゲート容量に供給される。トランジスタQ6 がター
ンオンし、電流を流す。
列であるとみなせるためトランジスタQ2 及びQ7 は同
時にターンオン及びターンオフする。トランジスタQ2
及びQ7 がターンオフすると、コンデンサC7 の蓄積電
荷がトランジスタQ6 のソースとトランジスタQ7 のド
レインとの接続点に供給される。このときこの接続点は
低電源電圧に充電される。抵抗R12がトランジスタQ3
を急速にターンオンさせるため、コンデンサC7 の電荷
がトランジスタQ3 及び抵抗R13を経てトランジスタQ
6 のゲート容量に供給される。トランジスタQ6 がター
ンオンし、電流を流す。
【0030】トランジスタQ6 及びQ7 は内部ダイオー
ドを有する(図示せず)。これらダイオード(外部ダイ
オードとすることもできる)はトランジスタQ6 及びQ
7 の初期ターンオン及びターンオフ時にトランジスタQ
6 及びQ7 を経て誘導電流を流れさせる。
ドを有する(図示せず)。これらダイオード(外部ダイ
オードとすることもできる)はトランジスタQ6 及びQ
7 の初期ターンオン及びターンオフ時にトランジスタQ
6 及びQ7 を経て誘導電流を流れさせる。
【0031】コンデンサC5 ′及びC6 ′は1対の放電
抵抗R5 ′及びR6 ′を並列に有する電解コンデンサと
するのが好ましい。変成器T1 は漏れ変成器、即ちラン
プ負荷LLの安定器として作用する(即ちランプ負荷を
流れる定常電流を制限する)インダクタンスLM の漏れ
インダクタを有する変成器とする。或は又、変成器T 1
が漏れインダクタンスを殆んど或は全く有しない場合に
はこの安定器用にインダクタンスLM の外部インダクタ
を設ける必要がある。3つの巻線TH1,TH2及びTH
3 は点弧中及び定常動作中にランプLL1及びLL2の
フィラメントを加熱する電流を供給する。巻線TH1,T
H2 及びTH3 と直列にそれぞれインダクタL4,L5 及
びL6 を接続して、ランプフィラメント電流を制限す
る。
抵抗R5 ′及びR6 ′を並列に有する電解コンデンサと
するのが好ましい。変成器T1 は漏れ変成器、即ちラン
プ負荷LLの安定器として作用する(即ちランプ負荷を
流れる定常電流を制限する)インダクタンスLM の漏れ
インダクタを有する変成器とする。或は又、変成器T 1
が漏れインダクタンスを殆んど或は全く有しない場合に
はこの安定器用にインダクタンスLM の外部インダクタ
を設ける必要がある。3つの巻線TH1,TH2及びTH
3 は点弧中及び定常動作中にランプLL1及びLL2の
フィラメントを加熱する電流を供給する。巻線TH1,T
H2 及びTH3 と直列にそれぞれインダクタL4,L5 及
びL6 を接続して、ランプフィラメント電流を制限す
る。
【0032】変成器T1 は主二次巻線TM を有する。共
振コンデンサC10はインダクタL7と直列であり、ハー
フブリッジインバータ間の直列LC回路として変成器T
1 の一次巻線側に反射する。コンデンサC11はDC阻止
コンデンサとして作用し、ランプ負荷内に整流が生ずる
ときこれを阻止する。コンデンサC11と並列の抵抗R 34
は整流が生ずる場合にコンデンサC11を放電させる。阻
止コンデンサC11は殆ど安定器機能を有さず(即ちラン
プ負荷を流れる定常電流を制限せず)、代表的には数ボ
ルト程度の小さな電圧降下を生ずる。コンデンサC12は
ランプLL2のバイパスコンデンサとして作用し、ラン
プの始動時にランプ系列の一部として作用する。
振コンデンサC10はインダクタL7と直列であり、ハー
フブリッジインバータ間の直列LC回路として変成器T
1 の一次巻線側に反射する。コンデンサC11はDC阻止
コンデンサとして作用し、ランプ負荷内に整流が生ずる
ときこれを阻止する。コンデンサC11と並列の抵抗R 34
は整流が生ずる場合にコンデンサC11を放電させる。阻
止コンデンサC11は殆ど安定器機能を有さず(即ちラン
プ負荷を流れる定常電流を制限せず)、代表的には数ボ
ルト程度の小さな電圧降下を生ずる。コンデンサC12は
ランプLL2のバイパスコンデンサとして作用し、ラン
プの始動時にランプ系列の一部として作用する。
【0033】本発明においては、アクティブオフセット
をチップIC1の電流検知入力端子(ピン4)に供給す
る。図2に戻り説明すれば、アクティブオフセットを与
えると、トランジスタQ1 が一層急速にターンオフし、
トランジスタQ1 のスイッチング周波数が増大して、チ
ップIC1が無負荷状態に一層敏感になる。スイッチン
グ周波数の増大はチョークL3 に蓄積されチョークL3
により図1の電解コンデンサCE又は図2のコンデンサ
C5 ′及びC6 ′に供給されるエネルギーの量を制限す
る。
をチップIC1の電流検知入力端子(ピン4)に供給す
る。図2に戻り説明すれば、アクティブオフセットを与
えると、トランジスタQ1 が一層急速にターンオフし、
トランジスタQ1 のスイッチング周波数が増大して、チ
ップIC1が無負荷状態に一層敏感になる。スイッチン
グ周波数の増大はチョークL3 に蓄積されチョークL3
により図1の電解コンデンサCE又は図2のコンデンサ
C5 ′及びC6 ′に供給されるエネルギーの量を制限す
る。
【0034】図3はモトローラ社(米国、アリゾナ州、
フェニックス所在)からMC34261及びMC332
61型パワーファクタコントローラとして市販されてい
る公知のチップIC1のブロック図である。チップIC
1はピン1,3及び4の制御入力に基づいてトランジス
タQ1 のターンオフ時点を決定する。ピン3はチップI
C1のマルチプライヤに供給される整流AC電圧を表す
信号を受信する。
フェニックス所在)からMC34261及びMC332
61型パワーファクタコントローラとして市販されてい
る公知のチップIC1のブロック図である。チップIC
1はピン1,3及び4の制御入力に基づいてトランジス
タQ1 のターンオフ時点を決定する。ピン3はチップI
C1のマルチプライヤに供給される整流AC電圧を表す
信号を受信する。
【0035】チップIC1の電圧帰還入力端子(ピン
1)に供給されるDC電圧信号はチップIC1のエラー
増幅器110の反転入力端子に供給される。エラー増幅
器110の非反転入力端子は2.5ボルトの基準電圧に
接続する。従って、コンデンサC5 ′及びC6 ′両端間
の電圧が高すぎるとき(即ち過充電のとき)、エラー増
幅器110の出力が増大する。この出力がマルチプライ
ヤ100に供給されると共にIC1のピン2に補償信号
として出力される。特に図2に示すように、コンデンサ
C16をチップIC1のピン1及び2間に接続する。従っ
て、エラー増幅器110の出力電圧が増大すると、ピン
2に出力される補償信号がコンデンサC16を経てエラー
増幅器110の反転入力端子へ帰還され、エラー増幅器
110のピン1の電圧が約2.5ボルトに維持される。
同様に、コンデンサC5 ′及びC6′両端間の電圧が所
望値より低下すると、ピン1への補償信号が反転入力端
子(ピン1)の電圧を約2.5ボルトに上昇させる。
1)に供給されるDC電圧信号はチップIC1のエラー
増幅器110の反転入力端子に供給される。エラー増幅
器110の非反転入力端子は2.5ボルトの基準電圧に
接続する。従って、コンデンサC5 ′及びC6 ′両端間
の電圧が高すぎるとき(即ち過充電のとき)、エラー増
幅器110の出力が増大する。この出力がマルチプライ
ヤ100に供給されると共にIC1のピン2に補償信号
として出力される。特に図2に示すように、コンデンサ
C16をチップIC1のピン1及び2間に接続する。従っ
て、エラー増幅器110の出力電圧が増大すると、ピン
2に出力される補償信号がコンデンサC16を経てエラー
増幅器110の反転入力端子へ帰還され、エラー増幅器
110のピン1の電圧が約2.5ボルトに維持される。
同様に、コンデンサC5 ′及びC6′両端間の電圧が所
望値より低下すると、ピン1への補償信号が反転入力端
子(ピン1)の電圧を約2.5ボルトに上昇させる。
【0036】マルチプライヤ100の出力はプレコンデ
ィョナ制御部50に入力する整流AC電圧とこれから出
力されるDC電圧との組合せを表す。マルチプライヤ1
00の出力はマルチプライヤ、ラッチ、RWM(パルス
幅変調器)、タイマ及び論理回路120に供給される。
回路120は電流検知入力端子(ピン4)からの信号、
零電流検出入力端子(ピン5)から零電流検出器130
を経て供給される信号及びピン8に入力されるDC電源
電圧Vccも受信する。DC電源電圧Vccは回路120に
供給される前に不足電圧ロックアウト140及び2.5
ボルト基準電圧150により処理される。回路120の
出力が増幅器160を経てピン7に駆動出力として供給
される。
ィョナ制御部50に入力する整流AC電圧とこれから出
力されるDC電圧との組合せを表す。マルチプライヤ1
00の出力はマルチプライヤ、ラッチ、RWM(パルス
幅変調器)、タイマ及び論理回路120に供給される。
回路120は電流検知入力端子(ピン4)からの信号、
零電流検出入力端子(ピン5)から零電流検出器130
を経て供給される信号及びピン8に入力されるDC電源
電圧Vccも受信する。DC電源電圧Vccは回路120に
供給される前に不足電圧ロックアウト140及び2.5
ボルト基準電圧150により処理される。回路120の
出力が増幅器160を経てピン7に駆動出力として供給
される。
【0037】図2に示すように、チップIC1のピン4
(即ち電流検知入力端子)は2つの成分、即ちトランジ
スタQ1 を流れる電流(即ち抵抗R23を流れる電流)を
表す信号と、アクティブオフセット(即ち、ダイオード
D14及び抵抗R30を流れる電流)とを有する。アクティ
ブオフセットはチップIC3のカソードKの電圧により
決まる。カソードKの電圧はチップIC1のピン2に出
力される補償電圧により決まる。この補償電圧は図1の
コンデンサCE又は図2のコンデンサC5 ′及びC6 ′
の両端間の電圧(即ちプレコンディショナ80の電圧出
力)を反映させる。図1のコンデンサCE又は図2のコ
ンデンサC5 ′及びC6 ′の両端間電圧が予め決められ
た値を越えて上昇すると(即ち過充電)、カソードKの
電圧が約2ボルトの低レベルから約11ボルトの高レベ
ルに変化する。従って、カソードKの電圧はプレコンデ
ィショナ80の出力電圧に正比例する(即ち、このカソ
ード電圧はプレコンディショナ80の出力電圧の上昇及
び低下に従って上昇及び低下する)。
(即ち電流検知入力端子)は2つの成分、即ちトランジ
スタQ1 を流れる電流(即ち抵抗R23を流れる電流)を
表す信号と、アクティブオフセット(即ち、ダイオード
D14及び抵抗R30を流れる電流)とを有する。アクティ
ブオフセットはチップIC3のカソードKの電圧により
決まる。カソードKの電圧はチップIC1のピン2に出
力される補償電圧により決まる。この補償電圧は図1の
コンデンサCE又は図2のコンデンサC5 ′及びC6 ′
の両端間の電圧(即ちプレコンディショナ80の電圧出
力)を反映させる。図1のコンデンサCE又は図2のコ
ンデンサC5 ′及びC6 ′の両端間電圧が予め決められ
た値を越えて上昇すると(即ち過充電)、カソードKの
電圧が約2ボルトの低レベルから約11ボルトの高レベ
ルに変化する。従って、カソードKの電圧はプレコンデ
ィショナ80の出力電圧に正比例する(即ち、このカソ
ード電圧はプレコンディショナ80の出力電圧の上昇及
び低下に従って上昇及び低下する)。
【0038】換言すれば、図1のコンデンサCE又は図
2のコンデンサC5 ′及びC6 ′の両端間電圧が予め決
められたレベルを越えて上昇するときにのみチップIC
3のカソードKの電圧が十分大きくなり、その結果チッ
プIC1のピン4に入力されるオフセット(電流)が十
分大きくなってトランジスタQ1 をターンオフする速度
が十分に速くなる。トランジスタQ1 のターンオフが速
くなればなるほど、チョークL3 に蓄えられるエネルギ
ーが少なくなる。チョークL3 の制限された蓄積エネル
ギーの図1のコンデンサCE又は図2のコンデンサ
C5 ′,C6 ′への供給はこのようなコンデンサの過充
電を生じない。
2のコンデンサC5 ′及びC6 ′の両端間電圧が予め決
められたレベルを越えて上昇するときにのみチップIC
3のカソードKの電圧が十分大きくなり、その結果チッ
プIC1のピン4に入力されるオフセット(電流)が十
分大きくなってトランジスタQ1 をターンオフする速度
が十分に速くなる。トランジスタQ1 のターンオフが速
くなればなるほど、チョークL3 に蓄えられるエネルギ
ーが少なくなる。チョークL3 の制限された蓄積エネル
ギーの図1のコンデンサCE又は図2のコンデンサ
C5 ′,C6 ′への供給はこのようなコンデンサの過充
電を生じない。
【0039】チップIC1のピン4へパッシブ(即ち一
定)オフセットを供給する慣例の力率制御器と比較し
て、本発明によるアクティブオフセットは、図1のコン
デンサCE又は図2のコンデンサC5 ′,C6 ′の両端
間電圧が予め決められたレベルを越えるとき(過充電)
にのみ十分な大きさになる。このアクティブオフセット
は、図1のコンデンサCE又は図2のコンデンサ
C5 ′,C6 ′の過充電状態が安定器20の常規定常動
作中に生じない限り、無負荷状態(軽負荷状態を含む)
中のみ十分な大きさになる。
定)オフセットを供給する慣例の力率制御器と比較し
て、本発明によるアクティブオフセットは、図1のコン
デンサCE又は図2のコンデンサC5 ′,C6 ′の両端
間電圧が予め決められたレベルを越えるとき(過充電)
にのみ十分な大きさになる。このアクティブオフセット
は、図1のコンデンサCE又は図2のコンデンサ
C5 ′,C6 ′の過充電状態が安定器20の常規定常動
作中に生じない限り、無負荷状態(軽負荷状態を含む)
中のみ十分な大きさになる。
【0040】図2及び4に示すように、チップIC3の
カソードKの電圧はチップIC3の入力端子(R)に供
給される入力電圧に基づいて決定される。特に、チップ
IC3は入力端子Rに接続された非反転入力端子及び
2.5ボルト基準電圧が供給される反転入力端子を有す
る比較器200を含んでいる。チップIC3のアノード
Aは接地する。比較器200の出力はNPNトランジス
タ210のベースに接続する。トランジスタ200のコ
レクタはチップIC3のカソードKに接続する。
カソードKの電圧はチップIC3の入力端子(R)に供
給される入力電圧に基づいて決定される。特に、チップ
IC3は入力端子Rに接続された非反転入力端子及び
2.5ボルト基準電圧が供給される反転入力端子を有す
る比較器200を含んでいる。チップIC3のアノード
Aは接地する。比較器200の出力はNPNトランジス
タ210のベースに接続する。トランジスタ200のコ
レクタはチップIC3のカソードKに接続する。
【0041】入力端子Rに供給される電圧が2.5ボル
ト以下のとき、トランジスタ210がターンオフする。
逆に、入力端子Rに供給される電圧が2.5ボルトより
大きいときはトランジスタ210がターンオンする。コ
ンデンサC5 ′及びC6 ′の両端間電圧が高すぎるとき
(無負荷状態における過充電)、チップIC1のピン2
に出力される補償電圧が2.5ボルトより低くなる。こ
のときトランジスタ210がターンオフし、チップIC
3のカソードKの電圧は約11ボルトになり、その結果
40〜60マイクロアンペアの電流(オフセット)が抵
抗R30を経てチップIC1のピン4に流れる。抵抗R30
を流れるこの電流は抵抗R23を経てチップIC1のピン
4へ流入する検知電流(即ちトランジスタQ1 を流れる
電流を表す)を十分にオフセットさせる。
ト以下のとき、トランジスタ210がターンオフする。
逆に、入力端子Rに供給される電圧が2.5ボルトより
大きいときはトランジスタ210がターンオンする。コ
ンデンサC5 ′及びC6 ′の両端間電圧が高すぎるとき
(無負荷状態における過充電)、チップIC1のピン2
に出力される補償電圧が2.5ボルトより低くなる。こ
のときトランジスタ210がターンオフし、チップIC
3のカソードKの電圧は約11ボルトになり、その結果
40〜60マイクロアンペアの電流(オフセット)が抵
抗R30を経てチップIC1のピン4に流れる。抵抗R30
を流れるこの電流は抵抗R23を経てチップIC1のピン
4へ流入する検知電流(即ちトランジスタQ1 を流れる
電流を表す)を十分にオフセットさせる。
【0042】ランプ負荷LLの点弧に続く安定器20の
常規動作(即ち定常動作)中はチップIC1のピン2の
補償電圧がチップIC3のトランジスタ210をターン
オンさせる。チップIC3のカソードKの電圧が約2ボ
ルトに低下し、抵抗R30を流れるオフセット電流は約1
0マイクロアンペアになる。トランジスタQ1 がターン
オフする速度はこのような小オフセットにより殆ど影響
されない。
常規動作(即ち定常動作)中はチップIC1のピン2の
補償電圧がチップIC3のトランジスタ210をターン
オンさせる。チップIC3のカソードKの電圧が約2ボ
ルトに低下し、抵抗R30を流れるオフセット電流は約1
0マイクロアンペアになる。トランジスタQ1 がターン
オフする速度はこのような小オフセットにより殆ど影響
されない。
【0043】無負荷状態中のみ十分大きなオフセットを
与えることによりチップIC1はプレコンディショナ8
0の無負荷出力状態に対する感度を向上(増大)する。
本発明は、図1のコンデンサCE又は図2のコンデンサ
C5 ′及びC6 ′の過充電状態は主として安定器20の
無負荷状態中に生ずることを認識し、無負荷状態中のみ
十分大きなオフセットを与えるようにしたものである。
従って、図1のコンデンサCE又は図2のコンデンサC
5 ′及びC6 ′の過充電を十分に避けることができる。
一定のパッシブオフセットを与えるものでないから、安
定器20のTHDがパッシブオフセットを力率制御器と
組合せて使用する慣例の安定器と比較して著しく減少す
る。特に、チップIC1(即ち力率制御器)にパッシブ
オフセットではなくアクティブオフセットを与えること
により、トランジスタQ1 が無負荷状態中のみ一層急速
にスイッチオフし、図1のコンデンサCE又は図2のコ
ンデンサC5 ′及びC6 ′の過充電の阻止とともに全体
的に一層低いTHDが得られる。無負荷状態に対する感
度の向上により、安定器20は約0.96〜0.99の
範囲内のかなり一定の力率に維持することができる。必
ずしも必要ないが、アクティブオフセットはプレコンデ
ィショナ80の両端間電圧を約525〜550ボルトに
制限するのが好ましい(オフセットがない場合にはこの
電圧は約660ボルトまで上昇し得る)。
与えることによりチップIC1はプレコンディショナ8
0の無負荷出力状態に対する感度を向上(増大)する。
本発明は、図1のコンデンサCE又は図2のコンデンサ
C5 ′及びC6 ′の過充電状態は主として安定器20の
無負荷状態中に生ずることを認識し、無負荷状態中のみ
十分大きなオフセットを与えるようにしたものである。
従って、図1のコンデンサCE又は図2のコンデンサC
5 ′及びC6 ′の過充電を十分に避けることができる。
一定のパッシブオフセットを与えるものでないから、安
定器20のTHDがパッシブオフセットを力率制御器と
組合せて使用する慣例の安定器と比較して著しく減少す
る。特に、チップIC1(即ち力率制御器)にパッシブ
オフセットではなくアクティブオフセットを与えること
により、トランジスタQ1 が無負荷状態中のみ一層急速
にスイッチオフし、図1のコンデンサCE又は図2のコ
ンデンサC5 ′及びC6 ′の過充電の阻止とともに全体
的に一層低いTHDが得られる。無負荷状態に対する感
度の向上により、安定器20は約0.96〜0.99の
範囲内のかなり一定の力率に維持することができる。必
ずしも必要ないが、アクティブオフセットはプレコンデ
ィショナ80の両端間電圧を約525〜550ボルトに
制限するのが好ましい(オフセットがない場合にはこの
電圧は約660ボルトまで上昇し得る)。
【0044】以上から明らかなように、前述した目的は
十分に達成され、上述した方法及び構成には本発明の範
囲内において種々の変更を加えることができ、本発明は
上述し且つ図面に示した実施例にのみ限定されるもので
ないこと勿論である。
十分に達成され、上述した方法及び構成には本発明の範
囲内において種々の変更を加えることができ、本発明は
上述し且つ図面に示した実施例にのみ限定されるもので
ないこと勿論である。
【図1】本発明による安定器回路の略式回路図である。
【図2】図1の詳細回路図である。
【図3】慣例の力率制御器のブロック図である。
【図4】ツェナーダイオードとして作用する慣例の集積
回路のブロック図である。
回路のブロック図である。
20 安定器回路 30 全波整流器 40 ブーストコンバータ 50 プレコンディショナ制御部 60 レベルシフタ 70 ハーフブリッジドライバ 80 プレコンディショナ 90 ランプ駆動回路 L3 チョーク Q1 トランジスタ(スイッチ) CE ;C5 ′,C6 ′ 電解コンデンサ Q6 ,Q7 ハーフブリッジインバータ T1 変成器 LL 負荷 IC1 力率制御器 IC3 ,R30,R31,R35,D13,D14 アクティブ
オフセット回路
オフセット回路
Claims (8)
- 【請求項1】 電流を発生する電流源と、 前記電流に応答して出力電圧を発生する出力手段と、 前記出力手段に供給される電流を調整するスイッチ手段
と、 制御信号に応答して、前記出力手段に供給される電流を
調整するスイッチング手段を制御する制御手段と、 前記制御信号として、前記スイッチを流れる電流を表わ
す検知信号と前記出力手段の出力電圧に基づいて変化す
るオフセットとを含む制御信号を発生する検知手段と、 を具えたことを特徴とするスイッチモード電源。 - 【請求項2】 前記電流源は前記スイッチ手段に応答し
て電流を前記出力手段に供給するインダクタ手段を含む
ことを特徴とする請求項1記載のスイッチモード電源。 - 【請求項3】 前記出力手段は両端間に前記出力電圧を
発生する少くとも1個のコンデンサを含むことを特徴と
する請求項1記載のスイッチモード電源。 - 【請求項4】 前記制御手段は電源の力率を制御するよ
う作用する力率制御器であることを特徴とする請求項1
〜3の何れかに記載のスイッチモード電源。 - 【請求項5】 前記オフセットは前記出力電圧に正比例
することを特徴とする請求項1〜4の何れかに記載のス
イッチモード電源。 - 【請求項6】 前記検知手段は、カソード電圧が前記出
力手段の出力電圧に基づいて低電圧レベルと高電圧レベ
ルとの間で変化するツェナーダイオード手段を含むこと
を特徴とする請求項1〜5の何れかに記載のスイッチモ
ード電源。 - 【請求項7】 前記オフセットの大きさは2つのレベル
間で変化することを特徴とする請求項1〜6の何れかに
記載のスイッチモード電源。 - 【請求項8】 請求項1〜7の何れかに記載のスイッチ
モード電源を具えたことを特徴とする放電ランプ点灯用
安定器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/932,839 US5359274A (en) | 1992-08-20 | 1992-08-20 | Active offset for power factor controller |
US07/932839 | 1992-08-20 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06197545A true JPH06197545A (ja) | 1994-07-15 |
Family
ID=25463031
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5203378A Pending JPH06197545A (ja) | 1992-08-20 | 1993-08-17 | スイッチモード電源 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5359274A (ja) |
EP (1) | EP0583841A3 (ja) |
JP (1) | JPH06197545A (ja) |
KR (1) | KR940004924A (ja) |
CA (1) | CA2104251A1 (ja) |
Cited By (3)
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JP2008210597A (ja) * | 2007-02-26 | 2008-09-11 | Mitsubishi Electric Corp | 点灯装置及び照明器具 |
JP2012100485A (ja) * | 2010-11-04 | 2012-05-24 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 電源装置 |
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- 1993-08-17 CA CA002104251A patent/CA2104251A1/en not_active Abandoned
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