JPS6194568A - Controller for voltage supply type resonance inverter - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電圧供給型共振インバータ、詳しくは、直列
共振回路の構成要素の一つの両端に並列に接続された負
荷を有する電圧供給型直列共Ｊ辰インバータを作動する
制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention operates a voltage-fed resonant inverter, in particular a voltage-fed series resonant inverter having a load connected in parallel across one of the components of a series resonant circuit. Regarding a control device.

共振負荷を持つ直流−交流インバータを作動づることは
、正弦波出力電流および電圧を得ることができ、かつイ
ンバータのスイッチング素子を低いスイッチング損失で
作動し１りるので魅力的である。共振インバータの他の
利点は、正弦波出力電流および電圧に含まれる高調波成
分か少なく、これにより電磁障害が少ないことである。Operating a DC-AC inverter with a resonant load is attractive because sinusoidal output currents and voltages can be obtained and the switching elements of the inverter can be operated with low switching losses. Another advantage of resonant inverters is that their sinusoidal output currents and voltages contain fewer harmonics, thereby reducing electromagnetic interference.

直列共振構成要素の一つに負荷が並列に接続されている
電圧供給型直列共振インバータにおいては、周知の共振
型インバータ制御装置を使用して軽負荷動作を行なった
場合、共振回路のりアクタンス構成要素に大きな循環電
流が発生する。共振インバータを医療用のＸ線用途に用
いてＸ線管の両端に必要とされる高電圧を供給する場合
、直流電圧が高周波交流電圧に変換し、次いで昇圧して
整流することにより高電圧直流をＸ線管に供給する。、
Ｘ線用途においては、透過Ｘ線を必要とする場合には最
大電力出力が短期間必要とされ、走査用Ｘ線を必要とす
る場合には低電力出力が長期間必要となる。最大電力出
力は短期間必要とされるので、定常状態の電力を取扱う
能力を持つ変圧器を設計する必要がなく、小形で軽量の
経済的な変圧器を使用できることが好ましい。しかしな
がら、共振用のりアクタンス構成要素の一つに並列に接
続される負荷を有する直列インバータにおいては、無負
荷および軽負荷状態の間、回路に大きな循環リアクタン
ス電流が存在し、このためインバータ出力変圧器のよう
な素子を、定常状態の全負荷電流を取扱う能力を有する
ように設計することが必要となる。In a voltage-fed series resonant inverter in which a load is connected in parallel to one of the series resonant components, when light load operation is performed using a well-known resonant inverter control device, the resonant circuit's resistance to the actance component A large circulating current is generated. When a resonant inverter is used in medical X-ray applications to supply the required high voltage across the X-ray tube, the DC voltage is converted to a high frequency AC voltage, then boosted and rectified to create a high voltage DC voltage. is supplied to the X-ray tube. ,
In x-ray applications, maximum power output is required for short periods of time when transmitting x-rays are required, and lower power output is required for long periods of time when scanning x-rays are required. Since maximum power output is required for short periods of time, it is preferable to avoid the need to design a transformer capable of handling steady state power and to be able to use a small, lightweight, economical transformer. However, in a series inverter with a load connected in parallel to one of the resonant reactance components, there is a large circulating reactance current in the circuit during no-load and light-load conditions, and therefore the inverter output transformer It is necessary to design such devices to have the ability to handle the steady state full load current.

本発明の目的は、無負荷および軽負荷動作の間に過度の
電力消費がないように共振用構成要素内端環電流を低減
する電圧供給型共振インバータ用制御装置を提供するこ
とにある。It is an object of the present invention to provide a control device for a voltage-fed resonant inverter that reduces the internal ring current of the resonant components so that there is no excessive power consumption during no-load and light-load operation.

光　　明　　の　　概　　要 本発明の一面においては、電圧供給型置＋１１共振イン
バータ用の制御装置は、矩形波電圧信号を直列共振回路
に供給する制御可能なスイッチ手段を備えている。イン
バータの出力は、直流電力を負荷に供給するために整流
器に接続されている。制御装置は、指令直流電圧を実際
の直流出力電圧と比較して、誤差信号を発生ずる加障手
段を有する。SUMMARY OF THE INVENTION In one aspect of the invention, a control device for a voltage-fed stationary +11 resonant inverter includes controllable switching means for supplying a square wave voltage signal to a series resonant circuit. The output of the inverter is connected to a rectifier to provide DC power to the load. The control device has interference means for comparing the commanded DC voltage with the actual DC output voltage and generating an error signal.

発振手段が誤差信号に応答して周波数信号を発生し、こ
の周波数信号は制御可能なスイッチ手段に供給されて、
閉ループ制御に＋１により、共振回路に供給される矩形
波電圧の周波数を変える。制御可能なスイッチ手段に供
給される周波数信号のデユーティサイクルは、軽負荷状
態の間、周波数信号かバースト状に供給されて、閉ルー
プ周波数制σＵにより出力電圧を維持しながら循環電流
を最小にするように調整される。Oscillating means generates a frequency signal in response to the error signal, the frequency signal being provided to controllable switching means;
+1 for closed loop control changes the frequency of the square wave voltage supplied to the resonant circuit. The duty cycle of the frequency signal supplied to the controllable switching means is such that during light load conditions, the frequency signal is supplied in bursts to minimize circulating current while maintaining the output voltage through closed-loop frequency control σU. It is adjusted as follows.

本発明は特許請求の範囲に員体的に記載されているが、
本発明の目的および利点は添付図面を参照した好適実施
例の次の説明から一層容易に理解されよう。Although the present invention is specifically described in the claims,
The objects and advantages of the invention will be more readily understood from the following description of a preferred embodiment, taken in conjunction with the accompanying drawings.

好適実施例の説明 図面を参照すると、各図中の同じ符号は同じ構成要素を
表わしているが、第１図には共成型直流−直流］ンバー
タが示されている。外部直流電源（図示せず）から端子
３および４に直流電力が供給される。端子３と高周波容
量性フィルタ５の一端との間に　１２０ヘルツ誘導性フ
イルタ６が接続されている。容量性フィルタ５の他端は
端子４に接続されている。全ブリッジ形式のインバータ
７が、逆電流を通すことができると共に、スイッチング
信号にＪ、リターンオフできる４つのスイッチング素子
を有する。スイッチング素子は電力用のバイポーラ接合
トランジスタ　９．１１．１３および１５として示され
ており、各スイッチング素子はそれぞれ並列に接続され
た逆方向のダイオード１７．１９．２１および２３を有
している。この並列に接続されたトランジスタとダイオ
ードの組合せの代りに用いることの出来るゲートターン
オフ能力を有する他のスイッチング素子としては、電力
用金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳ
ＦＥＴ＞（この場合、逆電流は一体的に構成されている
寄生ダイオードを通る）、モノリシックグー９２１〜２
回路（逆電流は寄生ダイオードを通る）、および各々が
逆並列に接続されたダイオードを有するゲートターンオ
フシリコン制御２１１整流素子である。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Referring to the drawings, where like numbers in each figure represent like components, FIG. 1 shows a co-molded DC-DC converter. DC power is supplied to terminals 3 and 4 from an external DC power source (not shown). A 120 Hz inductive filter 6 is connected between the terminal 3 and one end of the high frequency capacitive filter 5. The other end of the capacitive filter 5 is connected to the terminal 4. The full-bridge type inverter 7 has four switching elements that can pass reverse current and return off the switching signal. The switching elements are shown as power bipolar junction transistors 9.11.13 and 15, each having a parallel-connected opposite diode 17.19.21 and 23, respectively. Other switching elements with gate turn-off capability that can be used in place of this parallel-connected transistor and diode combination include power metal-oxide-semiconductor field-effect transistors (MOS).
FET> (in this case the reverse current passes through the integrally constructed parasitic diode), monolithic goo 921-2
circuit (reverse current passes through parasitic diodes), and gate turn-off silicon controlled 211 rectifier elements, each with diodes connected in anti-parallel.

電力用トランジスタ　９および１１はコンデンサ５の両
端に互いに直列に接続され、電力用トランジスタ１３お
よび１５も同様に接続されている。インバー　　　−タ
フの出力は直列接続のトランジスタ　９および１１の接
続点と直列接続のトランジスタ１３および１５の１き続
点との間から取り出される。スナツパ回路を構成するコ
ンデンサ２５．２７．２９および３１がそれぞれトラン
ジスタ９．１１．１３および１５と並列に接続されてい
る。Power transistors 9 and 11 are connected in series with each other across capacitor 5, and power transistors 13 and 15 are similarly connected. The output of the inverter is taken from between the connection point of series connected transistors 9 and 11 and one successive point of series connected transistors 13 and 15. Capacitors 25, 27, 29 and 31 forming the snapper circuit are connected in parallel with transistors 9, 11, 13 and 15, respectively.

典型的には５乃至３０キロヘルツで作動する８周波高電
圧昇圧変圧器３５の一次巻線３３がインバータ７の接続
点ａおよびｂの間に接続されている。変ＩＥ器３５は２
つの二次巻線３７および３９を有している。A primary winding 33 of an eight frequency high voltage step-up transformer 35, typically operating between 5 and 30 kilohertz, is connected between nodes a and b of the inverter 7. Change IE device 35 is 2
It has two secondary windings 37 and 39.

高電圧用の全ブリッジ形式のダオオード整流器４１が二
次巻線３７の両端に接続され、高電圧用の全ブリッジ形
式の整流器４３が二次巻線３９の両端に接続されている
。２つの整流器４１および４３の出力は互いに直列に接
続され、その２つの整流器の接続点はアースに接続され
て、変圧器のアースに対する絶縁要件を低減し、制御用
の電圧および電流測定を容易にしている。２つの整流器
はＸＩＩ管４管上５て第１図に示されている負荷に電力
を供給する。A high voltage full bridge type diode rectifier 41 is connected to both ends of the secondary winding 37 , and a high voltage full bridge type rectifier 43 is connected to both ends of the secondary winding 39 . The outputs of the two rectifiers 41 and 43 are connected in series with each other, and the connection point of the two rectifiers is connected to earth to reduce the insulation requirements for the transformer earth and to facilitate voltage and current measurements for control purposes. ing. Two rectifiers power the loads shown in FIG. 1 on XII tubes 4 and 5.

Ｒ１１ｌ　Ｉｌｌ装置４７は、入力信号として、直流−
直流コンバータ用の指令直流出力電圧Ｅ。＊と実際の直
流出力電圧Ｅｏに比例するフィードバック電圧信号とを
受は取る。フィードバック電圧信号は、Ｘ線管４５の両
端に互いに直列に接続された抵抗４９゜５０、５１およ
び５２からなる分圧器から取り出される。The R11l Ill device 47 receives a direct current as an input signal.
Command DC output voltage E for DC converter. * and a feedback voltage signal proportional to the actual DC output voltage Eo. The feedback voltage signal is taken from a voltage divider consisting of resistors 49.50, 51 and 52 connected in series with each other across the x-ray tube 45.

抵抗５０および５１間の接続点はアースに接続され、分
圧器の出力電圧は抵抗５１および５０の両端から取り出
されでいる。分圧器の出力電圧は差動増幅器５３に供給
されて（抵抗４９および５０間の分圧器の出力電圧はア
ースに対して正であり、抵抗５１および５２間の出力電
圧はアースに対して負である）、差動増幅器は出力電圧
に比例した信号を発生する。The junction between resistors 50 and 51 is connected to ground, and the output voltage of the voltage divider is taken across resistors 51 and 50. The output voltage of the voltage divider is fed into a differential amplifier 53 (the output voltage of the voltage divider between resistors 49 and 50 is positive with respect to ground, and the output voltage between resistors 51 and 52 is negative with respect to ground). ), a differential amplifier generates a signal proportional to the output voltage.

指令電圧は加算器５８において実際の出力電圧Ｅ。The command voltage is the actual output voltage E in the adder 58.

に比例する信号と比較されて、誤差信号を発生づる。こ
の誤差信号は比例積分調整器６０を介して制限回路６２
に供給される。図示の調整器６０は信号を反転しない。is compared with a signal proportional to , generating an error signal. This error signal is passed through a proportional-integral regulator 60 to a limiting circuit 62.
supplied to The illustrated regulator 60 does not invert the signal.

制限回路６２は、インバータを直列共振回路の共振周波
数またはそれより高い周波数で作動することによって遅
れ負荷がインバータに対して現われるように保証する。Limiting circuit 62 ensures that a lagging load appears on the inverter by operating the inverter at or above the resonant frequency of the series resonant circuit.

第１図の共振回路は、共振インダクタとして作用する変
圧器の漏洩リアクタンスおよび共振コンデンサとして作
用する変圧器の分路容量からなる奇生要素で実現される
。寄生共振構成要素は、豆いに直列であって、負荷が共
振コンデンサの両端間に接続されているかのように作用
する。より訂細な説明は、１９８２年１１月３日に出願
された米国特許出願第４３８，８２８号を参照されたい
。制限回路の出力は電圧制御発振器６４に接続される。The resonant circuit of FIG. 1 is realized with parasitic elements consisting of the leakage reactance of the transformer acting as a resonant inductor and the shunt capacitance of the transformer acting as a resonant capacitor. The parasitic resonant component is in series with the capacitor and acts as if the load were connected across a resonant capacitor. For a more detailed description, see US Patent Application No. 438,828, filed November 3, 1982. The output of the limiting circuit is connected to a voltage controlled oscillator 64.

電圧制御発振は２人カアンドゲート６５の一方の入力に
接続されている。アンドゲート６５の他方の入力は、ス
イッチ６７によって論理１の電圧レベル＋Ｖまたはパル
ス発生器６６に接続されている。アンドゲートの出力は
ベース駆動器６８に接続されている。このへ−ス駆動器
６８はトランジスタ９．１１．１３および１５のベース
に接続され、インバータの対角状に向い合うトランジス
タを交互に切換える。The voltage controlled oscillator is connected to one input of the two-person gate 65. The other input of AND gate 65 is connected by switch 67 to a logic one voltage level +V or to a pulse generator 66 . The output of the AND gate is connected to base driver 68. This head driver 68 is connected to the bases of transistors 9, 11, 13 and 15 and alternately switches the diagonally opposite transistors of the inverter.

次に第１図の回路の作用を説明する。指令直流電圧Ｅｏ
本は、加算器５８において実際の出力電圧Ｅｏに比例す
る信号と比較されて、誤差信号を発生づる。誤差信号は
、フィードバックループを安定化りる作用をすると共に
利得を与える比例積分調整器６０に供給された後、制限
回路６２の入力に供給される。制限回路は最小の誤差信
号に対して最大の出力信号を発生し、最大の誤差信号に
対して５↓小の出力信号を発生する。制限回路を示す箱
６２内の曲線はこの回路の増幅器の伝達関数を表し、Ｘ
軸は人力信号をおよびｙ軸は出力信号を表している。制
限回路の出力信号は、電圧制御発振器６４に供給されて
、選ばれた周波数の信号、すなわち周波＠信号を発生さ
せる。この信号は、スイッチ６７がアンドゲート６５を
作動する第１の位置にある時、ベース駆動器６８に供給
されて、インバータ７のトランジスタ９．１１．１３お
よび１５を切換える。Next, the operation of the circuit shown in FIG. 1 will be explained. Command DC voltage Eo
This is compared in adder 58 with a signal proportional to the actual output voltage Eo to generate an error signal. The error signal is provided to an input of a limiting circuit 62 after being provided to a proportional-integral regulator 60 which acts to stabilize the feedback loop and provides gain. The limiting circuit generates a maximum output signal for the smallest error signal and a 5↓ smaller output signal for the largest error signal. The curve in box 62 representing the limiting circuit represents the transfer function of the amplifier in this circuit and is
The axis represents the human input signal and the y-axis represents the output signal. The output signal of the limiting circuit is provided to a voltage controlled oscillator 64 to generate a signal at a selected frequency, ie, a Frequency@ signal. This signal is applied to base driver 68 to switch transistors 9, 11, 13 and 15 of inverter 7 when switch 67 is in the first position activating AND gate 65.

スイッチ６７は、高電力Ｘ線が必要ぐある時、第１の位
置に位置決めされる。スイッチは、Ｘ線操作者がＸ線管
電圧およびフィラメント加熱電流を選択する時に設定す
ることが出来る。スイッチ６７が低電力パルスＸ線に対
応する第２の位置に設定されているとき、パルス発生器
６６からのパルスが論理１のレベルにある時、パルス発
生器６６はアンドゲート６５を作動し、そしてパルスが
論理Ｏのレベルにある時、アンドゲート６５は作動され
ない。パルス発生器６６からのパルスにより、バースト
状のスイッチング信号がトランジスタ　９．１１．１３
および１５に印加される。このバースト・モー１−の際
に、共振回路の両端にトランジスタ９．１１．１３およ
び１５によって発生される矩形波が第２図に例示されて
いる。図示の応用例においては１０％のデユーティサイ
クルが、バースト期間の間、認められ１ｑる程の出力リ
ップルもなく、調整されたＸ線管陽惨電圧値を維持する
ために満足に作用することがわかった。変圧器の直列共
振回路の寄生素子をその共振周波数以上で駆動するため
にインバータのブリッジから供給する矩形波の周波数は
、バースト・し−ドにおける動作を含めて、常に閉ルー
プ制御される。加算器５８からの誤差信号が正方向に増
加−するにつれて（これは電圧を更に上昇することを要
求することを意味しているが）、制限回路６２は電圧制
御発振器に供給される電圧を減少させ、これによって寄
生共振回路に供給される信号の周波数を低下させ、回路
をその減衰共振周波数に一層近づけて作動する。Switch 67 is positioned in the first position when high power x-rays are required. The switches can be set by the x-ray operator to select the x-ray tube voltage and filament heating current. When switch 67 is set to the second position corresponding to low power pulsed x-rays, pulse generator 66 activates AND gate 65 when the pulse from pulse generator 66 is at a logic one level; And when the pulse is at a logic O level, AND gate 65 is not activated. The pulse from the pulse generator 66 sends a burst switching signal to the transistor 9.11.13
and 15. The square wave generated by transistors 9, 11, 13 and 15 across the resonant circuit during this burst mode 1- is illustrated in FIG. In the illustrated application, a 10% duty cycle works satisfactorily to maintain a regulated x-ray tube failure voltage value during the burst period with no appreciable output ripple. I understand. The frequency of the square wave supplied from the bridge of the inverter to drive the parasitic elements of the series resonant circuit of the transformer above its resonant frequency is always closed loop controlled, including operation in the burst mode. As the error signal from summer 58 increases in the positive direction (meaning that the voltage is required to be increased further), limiting circuit 62 decreases the voltage provided to the voltage controlled oscillator. , thereby lowering the frequency of the signal applied to the parasitic resonant circuit, causing the circuit to operate closer to its damped resonant frequency.

第３図を参照すると、正規化されたインバータ周波数に
対する出力電圧と入力電圧との比が、次式によって表さ
れる負荷インビダンスの場合に対して図示されている。Referring to FIG. 3, the ratio of output voltage to input voltage versus normalized inverter frequency is illustrated for the case of a load impedance expressed by:

ＲＯ’　＝Ｒ／ｒＵ７で　　　　　　　（１）ここにお
いて、Ｒは共振回路に接続された負荷抵抗値であり、し
およびＣはそれぞれ寄生回路の実効インダクタンスおよ
び容量である。RO' = R/rU7 (1) where R is the load resistance value connected to the resonant circuit, and and C are the effective inductance and capacitance of the parasitic circuit, respectively.

奇生回路の共振周波数よりもわずかに低い減衰共振周波
数において減衰が最小となって最大の電圧上昇が発生す
る。共振周波数Ｆｏは次式によって定められる。At the damped resonant frequency, which is slightly lower than the resonant frequency of the parasitic circuit, the minimum damping occurs and the maximum voltage rise occurs. The resonant frequency Fo is determined by the following equation.

Ｆｏ＝１／（２πｍ　＞　　　　　　　（２）共振周波
数の比（Ｆ／Ｆｏ）が１であることは、分子にある実際
の周波数Ｆが分母の共振周波数１−０に等しいことを意
味している。個々のエネルギ蓄積要素および直列共振回
路の両端に形成される電圧は、整流器、フィルタおよび
Ｘ線管による減衰および動作周波数に依存している。Fo=1/(2πm>(2) The ratio of resonant frequencies (F/Fo) being 1 means that the actual frequency F in the numerator is equal to the resonant frequency 1-0 in the denominator. The voltage developed across the individual energy storage elements and the series resonant circuit depends on the attenuation by the rectifier, filter and x-ray tube and on the operating frequency.

共振回路においては、一つの直列エネルギ蓄積要素の両
端の電圧は、共振回路の構成要素の直列の組合せの両端
における電圧よりも大きくなることがある。インダクタ
ンスおよび容量の両端の瞬時高電圧は、互いに位相が１
８０°ずれて発生する。In a resonant circuit, the voltage across one series energy storage element may be greater than the voltage across the series combination of resonant circuit components. The instantaneous high voltages across the inductance and capacitance are in phase with each other.
Occurs with an 80° shift.

第１図の装置における共振回路の出力電圧は、変圧器の
奇生共振回路にＪ５　Ｓｊる共振回路の等価分路容量の
両端から取り出ざ゛れる。９荷が小さい状態の場合には
、これは比較的小さなフィラメント加熱電流が流れる場
合に生じるものであるが、最大電力がＸ線管に供給され
る時とほぼ同じ値の大きな循環電流が共振回路に流れる
。インバータをバース］〜状の振動信号で作動すること
により、過度の出力リップルもなく、はぼ調整された値
に寄生容量の電荷を維持することができ、この容量はバ
ーストの期間中に再充電される。変圧器に大きなｊル続
的な循環電流が流れないようにすることができるので、
消費される電力を減少させるとともに変ｎ器の大きさを
小さくすることができる。The output voltage of the resonant circuit in the device of FIG. 1 is taken from both ends of the equivalent shunt capacitance of the resonant circuit which is connected to the transformer's paranormal resonant circuit. 9 In the case of low load conditions, which occurs when a relatively small filament heating current flows, a large circulating current of approximately the same value as when maximum power is supplied to the x-ray tube flows through the resonant circuit. flows to By operating the inverter with a burst-like oscillating signal, we are able to maintain the charge on the parasitic capacitance at a regulated value without excessive output ripple, and this capacitance is recharged during the burst period. be done. Since it is possible to prevent large continuous circulating currents from flowing through the transformer,
The power consumed can be reduced and the size of the transformer can be reduced.

次に第４図を参照すると、本発明の半ブリツジ構成のも
のが示されている。外部電源（図示せず）から得られる
直流入力電力がインダクタ１５を介して半ブリツジ形式
のインバータ７７に接続されている。このインバータ７
７は、直流入力電力の正側の線と０側の線との間に直列
に接続された２つのコンデンサ１９および８１を有し、
分割電力供給装置を形成している。逆電流を導通し得る
２つの直列に接続されたスイッチが半ブリツジ形式の一
インバータ７７の正側の線と負側の線との間に接続され
ている。図示のスイッチはバイポーラトランジスタ８３
および８５であり、各スイッチ間にそれぞれ逆並列にダ
イオード８７および８９が接続されている。コンデンサ
９１および９３からなる損失のイ１いスナツパ回路がそ
れぞれスイッチの両端に接続されている。Referring now to FIG. 4, a half-bridge configuration of the present invention is shown. DC input power obtained from an external power source (not shown) is connected to a half-bridge type inverter 77 via an inductor 15. This inverter 7
7 has two capacitors 19 and 81 connected in series between the positive side line and the zero side line of the DC input power,
A split power supply is formed. Two series connected switches capable of conducting reverse currents are connected between the positive and negative lines of an inverter 77 of the half-bridge type. The switch shown is a bipolar transistor 83
and 85, and diodes 87 and 89 are connected in antiparallel between each switch. A low-loss snapper circuit consisting of capacitors 91 and 93 is connected to both ends of the switch, respectively.

半ブリツジ形式のインバータの出力は、直列接続のコン
デンサ７９および８１間の接続点と２つの直列接続のス
イッチ間の接続点から得られる。共振回路・は、半ブリ
ツジ形式のインバータの出力間に直列に接続されたイン
ダクタ９５とコンデンサ９７を有する。共振回路の出力
はコンデンサの両端から得られ、整流器９９の入力に接
続されている。整流器の出力は並列にフ、イルタコンデ
ンサ１０１および図示しない負荷に接続されている。The output of the half-bridge type inverter is obtained from the connection point between the series connected capacitors 79 and 81 and the connection point between the two series connected switches. The resonant circuit has an inductor 95 and a capacitor 97 connected in series between the outputs of a half-bridge type inverter. The output of the resonant circuit is obtained across the capacitor and is connected to the input of rectifier 99. The output of the rectifier is connected in parallel to a filter capacitor 101 and a load (not shown).

制御装置１０３は分離用増幅器１０５に供給される負荷
電圧の入力を有する。分離用増幅器の出力と指令出力電
圧Ｅｏ＊とは、加停器５８で比較され、その結果の誤差
信号が比例積分調整器６０を介して制限回路６２の入力
に供給される。図示の調整器６０は信号を反転しない。The controller 103 has an input for the load voltage that is supplied to the isolation amplifier 105. The output of the separation amplifier and the command output voltage Eo* are compared by an add/stop device 58, and the resulting error signal is supplied to the input of a limiting circuit 62 via a proportional-integral regulator 60. The illustrated regulator 60 does not invert the signal.

制限回路６２は、直列共振回路の共振周波数またはそれ
より高い周波数でインバータを作ｅ　することにより遅
れ負荷がインバータに現われるように保証する。制限回
路６２の出力は電圧Ｒ１ｌ制御発掘器６４に接続される
。電圧制御発振器の出力は２人カアンドゲート　１０７
の一方の入力に接続される。Limiting circuit 62 ensures that lagging loads appear on the inverter by making the inverter at or above the resonant frequency of the series resonant circuit. The output of limiting circuit 62 is connected to voltage R11 controlled excavator 64. The output of the voltage controlled oscillator is a two-person AND gate 107
connected to one input of the

電流ヒンサ１０９が共振コンバータの負荷に供給される
電流を測定する。負荷電流はヒステリシス特性を右する
差動比較器１１１において所定の負荷電流値［ＬＯと比
較される。比較器１１１の出力は２人カアンドゲート　
１１３の一方の入力に接続される。他方の入力にはパル
ス発生器１１５の出力が接続される。アンドゲート　１
１３の出力は論理インバータ　１１７に接続される。論
理インバータの出力はｊ′ンドゲート　１０７の他方の
入力に接続されている。A current hinger 109 measures the current supplied to the load of the resonant converter. The load current is compared with a predetermined load current value [LO] in a differential comparator 111 that has a hysteresis characteristic. The output of comparator 111 is a two-person AND gate.
113. The output of pulse generator 115 is connected to the other input. and gate 1
The output of 13 is connected to a logic inverter 117. The output of the logic inverter is connected to the other input of the j'nd gate 107.

アンドグー１〜１０１の出力はベース駆動器１１９に対
する入力信号を供給する。ベース駆動器１１９はトラン
ジスタ８３および８５のベースに接続され、２つの１〜
ランジスタ８３および８５を交互に切換える。The outputs of Ando Goo 1-101 provide input signals to base driver 119. Base driver 119 is connected to the bases of transistors 83 and 85, and is connected to the bases of transistors 83 and 85 to
Transistors 83 and 85 are switched alternately.

動作においては、第４図は、半ブリツジ形式のインバー
タを使用して直列共振回路の両端に矩形波電圧を発生し
、パース１−・モードの動作が共振回路によって負荷（
図示せず）に供給される電流の大きさによって決定され
ているということを除いて、第１図と伺じように動作す
る。In operation, Figure 4 uses a half-bridge type inverter to generate a square wave voltage across a series resonant circuit, and the perspective 1-mode of operation is shown in Figure 4, when the load (
It operates as in FIG. 1, except that it is determined by the magnitude of the current supplied to the circuit (not shown).

コンバータから負荷に供給される電流がＩＬＯで示す所
定の値以下に低下すると、ヒステリシス％性を有する差
動増幅器の出力はアンドゲート１１３を作動する高レベ
ル、１なわち論理１の状態に変化する。所定のデューテ
ィナイクルを有するパルスがインバータ　１１７におい
て反転され、アンドゲート　１０７を短期間作動して電
圧制御発振器が１）のバースト状の周波数信号を通し、
もって矩形波電圧を共振回路に供給させる。印加パルス
の周波数は、全体として指令電圧と実際の口筒電圧との
間の差に応答する構成要素１０５．’５８．６０．６２
゜〔；４および１１９からなる閉ループによって決定さ
れる。負荷電流が所定の値ｊｃ　ｏよりも大きい場合に
は、アンドゲート　１１３は不作動にされ、アンドゲー
ト　１０７は作動される。これによって、電圧制御発振
器６４の出力は連続的に周波数信号をスイッチηなわら
トランジスタ８３および８５に供給する。When the current supplied by the converter to the load falls below a predetermined value indicated by ILO, the output of the hysteretic differential amplifier changes to a high level, or logic 1 state, which activates AND gate 113. . A pulse with a predetermined duty cycle is inverted in the inverter 117 and briefly activates the AND gate 107 so that the voltage controlled oscillator passes the burst frequency signal of 1).
This causes a square wave voltage to be supplied to the resonant circuit. The frequency of the applied pulses is determined by component 105. which is generally responsive to the difference between the commanded voltage and the actual tube voltage. '58.60.62
It is determined by a closed loop consisting of ゜[;4 and 119. If the load current is greater than a predetermined value jco, AND gate 113 is deactivated and AND gate 107 is activated. This causes the output of voltage controlled oscillator 64 to continuously provide a frequency signal to switch η and transistors 83 and 85.

フィルタ用コンデンサ１０１の大きさは、特定のデユー
ティサイクルのバースト・モード動作の間においてバー
スト信号が存在する時、コンデンサの両端の電圧が過度
の出力リップルもなく指令値になるように選択されてい
る。The size of filter capacitor 101 is selected such that during burst mode operation for a particular duty cycle, when a burst signal is present, the voltage across the capacitor is at the commanded value without excessive output ripple. There is.

図示のパルス発生器１１５は一定のデユーティサイクル
を右しているが、負荷電流が大きい場合にはより良いバ
ースト信号を発生するように、負荷電流の関数としてデ
ユーティサイクルを変えるようにすることもできる。Although the illustrated pulse generator 115 has a constant duty cycle, it is possible to vary the duty cycle as a function of load current to produce a better burst signal at higher load currents. You can also do it.

以上、無負荷から全負荷にわたってインバータの出力電
圧を良好に調整し、無負荷および軽負荷動作の際に過度
の電力消費を生させるおそれのある共振用構成要素内の
連続的な循環電流を低減する電圧供給型直列共成インバ
ータ用の制御装置について説明した。This allows for better regulation of the inverter output voltage from no load to full load, reducing continuous circulating currents in resonant components that can cause excessive power consumption during no load and light load operation. A control device for a voltage-supplied series co-inverter has been described.

本発明は特にいくつかの実施例について図示し説明した
が、本技術分野に専門知識を有する者にとっては本発明
の精神および範囲から逸脱することなく、形式および細
部に種々の変更を行なうことができることを理解されｌ
〔い。Although the invention has been particularly illustrated and described with respect to several embodiments, it will be apparent to those skilled in the art that various changes in form and detail may be made therein without departing from the spirit and scope of the invention. Understand what you can do
〔stomach.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は、本発明による電圧供給型共１辰コンバータお
よび制御装置の概略図である。 第２図は、軽負荷動作の際の昇圧変圧器の一次側の予想
される電流を示η−波形図である。 第３図は、共振電圧変化による第１図のインバータの入
力電圧に対する出力電圧の比を示すグラフである。 第４図は、本発明による共（辰コンバータおよび制御装
置の他の実施例の概略図である。 ７・・・全ブリッジ形式のインバータ、９、１１．１３
．１５・・・トランジスタ、３５・・・変圧器、３３・
・・−次巻線、３７．３９・・・二次巻線、４１、４３
・・・整流器、４７・・・制御装置、５３・・・差動増
幅器、５８・・・加０器、６０・・・比例積分調整器、
６２・・・制限回路、６４・・・電圧制御発振器、６６
・・・パルス発生器、６８・・・ベース駆動器。FIG. 1 is a schematic diagram of a voltage-supplied dual-input converter and control device according to the present invention. FIG. 2 is an η-waveform diagram showing the expected current in the primary side of the step-up transformer during light load operation. FIG. 3 is a graph showing the ratio of the output voltage to the input voltage of the inverter of FIG. 1 due to changes in the resonant voltage. FIG. 4 is a schematic diagram of another embodiment of the dual converter and control device according to the present invention. 7...Full bridge type inverter, 9, 11.13
．． 15...Transistor, 35...Transformer, 33.
...-Secondary winding, 37.39...Secondary winding, 41, 43
... Rectifier, 47... Control device, 53... Differential amplifier, 58... Adder, 60... Proportional-integral regulator,
62... Limiting circuit, 64... Voltage controlled oscillator, 66
...Pulse generator, 68...Base driver.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、矩形波電圧を直列共振回路に供給する制御可能なス
イッチ手段を有し、直流電力を負荷に供給するようにイ
ンバータ出力が整流器に接続されている電圧供給型直列
共振インバータに対する制御装置であつて、 指令直流電圧を前記インバータの実際の直流出力電圧と
比較して誤差信号を発生する加算手段と、前記誤差信号
に応答して周波数信号を発生すると共に、前記制御可能
なスイッチ手段に接続されていて、前記共振回路に供給
される矩形波電圧の周波数を変化させる発振器手段と、 軽負荷状態の間は前記周波数信号をバースト状に供給し
て、リップルの小さい出力電圧を維持しながら連続的な
循環電流を最小にするように、前記制御可能なスイッチ
手段に供給される前記周波数信号のデューティサイクル
を制御する手段と、を有する制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の制御装置において、前
記周波数信号のデューティサイクルを制御する前記手段
が、更に、負荷に供給される電流を感知する手段と、前
記感知された電流が所定の値を越えたことを決定する比
較手段と、前記比較手段に応答して、前記所定の値が前
記感知された電流を越えたときは前記制御可能なスイッ
チ手段に供給される周波数信号のデューティサイクルを
低減する手段とを含んでいる、制御装置。 ３、直流電力を負荷に供給する電圧供給型直列共振イン
バータおよび制御装置であって、 矩形波電圧を直列共振回路に供給する制御可能なスイッ
チ手段を有する電圧供給型直列共振インバータと、 直流電力を負荷に供給するため前記インバータの出力に
接続された整流器と、 指令直流電圧を前記インバータの実際の直流出力電圧と
比較して誤差信号を発生する加算手段と、前記誤差信号
に応答して周波数信号を発生すると共に、前記制御可能
なスイッチ手段に接続されて、前記共振回路に供給され
る矩形波電圧の周波数を変える発振器手段と、 軽負荷状態の間は前記周波数信号をバースト状に供給し
て、リップルの小さい出力電圧を維持しながら連続的な
循環電流を最小にするように、前記制御可能なスイッチ
手段に供給される前記周波数信号のデューティサイクル
を制御する手段と、を有する電圧供給型直列共振インバ
ータおよび制御装置。 ４、特許請求の範囲第３項記載のインバータおよび制御
装置において、前記周波数信号のデューティサイクルを
制御する前記手段が、更に、負荷に供給される電流を感
知する手段と、前記感知された電流が所定の値を越えた
ことを決定する比較手段と、前記比較手段に応答して、
前記所定の値が前記感知された電流を越えたときは前記
制御可能なスイッチ手段に供給される周波数信号のデュ
ーティサイクルを低減する手段とを含んでいる、インバ
ータおよび制御装置。[Claims] 1. A voltage-fed series resonant circuit having a controllable switch means for supplying a rectangular wave voltage to a series resonant circuit, the inverter output being connected to a rectifier to supply DC power to a load. A control device for an inverter, comprising: adding means for generating an error signal by comparing a commanded DC voltage with an actual DC output voltage of the inverter; and generating a frequency signal in response to the error signal; oscillator means connected to a switching means for varying the frequency of a square wave voltage supplied to said resonant circuit; and oscillator means for supplying said frequency signal in bursts during light load conditions to produce an output voltage with low ripple; means for controlling the duty cycle of the frequency signal supplied to the controllable switch means so as to minimize continuous circulating current while maintaining the control device. 2. The control device of claim 1, wherein said means for controlling the duty cycle of said frequency signal further comprises means for sensing a current supplied to a load, and said sensed current is a predetermined value. comparing means for determining that a value has been exceeded; and in response to said comparing means, a duty cycle of a frequency signal provided to said controllable switching means when said predetermined value exceeds said sensed current. and means for reducing. 3. A voltage supply type series resonant inverter and a control device for supplying DC power to a load, the voltage supply type series resonant inverter having a controllable switch means for supplying a rectangular wave voltage to a series resonant circuit; a rectifier connected to the output of said inverter for supplying a load; summing means for comparing a commanded DC voltage with an actual DC output voltage of said inverter to generate an error signal; and a frequency signal in response to said error signal. oscillator means connected to said controllable switch means for generating a frequency signal and for varying the frequency of a square wave voltage supplied to said resonant circuit; and for providing said frequency signal in bursts during light load conditions; , means for controlling the duty cycle of said frequency signal supplied to said controllable switch means so as to minimize continuous circulating current while maintaining a low ripple output voltage. Resonant inverter and control equipment. 4. The inverter and control device of claim 3, wherein said means for controlling the duty cycle of said frequency signal further comprises means for sensing a current supplied to a load; a comparison means for determining that a predetermined value has been exceeded; and in response to said comparison means;
and means for reducing the duty cycle of a frequency signal provided to the controllable switch means when the predetermined value exceeds the sensed current.