JPS6323563A - Power supply unit - Google Patents
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- JPS6323563A JPS6323563A JP16498786A JP16498786A JPS6323563A JP S6323563 A JPS6323563 A JP S6323563A JP 16498786 A JP16498786 A JP 16498786A JP 16498786 A JP16498786 A JP 16498786A JP S6323563 A JPS6323563 A JP S6323563A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［技術分野１
本発明は１．高速スイッチング素子とインダクタンス成
分や平滑コンデンサ等で構成されるスイッチング電源回
路を備えた電源装置に関するものである。[Detailed Description of the Invention] [Technical Field 1] The present invention consists of 1. The present invention relates to a power supply device equipped with a switching power supply circuit composed of a high-speed switching element, an inductance component, a smoothing capacitor, and the like.
［背景技術１
近年、電気機器の小型化のために電源部分にチクツバ回
路のような所謂スイッチング電源回路を用いることが増
えて米ている。−殻に、このスイ・／チングミ源回路は
商用電源を入力とし、任意の直流電圧、ないしは任意の
周波数の交流電源に変換Ｖるものである。このスイッチ
ング電源回路を複雑か−〕高高度制御するための制御回
路は、一般的には数■から十数■の直流電源が必要であ
る。このため、制御回路の電源として別途電源を用意す
る必要があった。更にスイッチング電源回路のスイッチ
ング素子に、たとえばトランジスタを用いると、そのベ
ース駆動電源も制御回路の電源にて供給することがあり
、この場合などは制御回路の電源に相当な電力を供給す
る必要がある。[Background Art 1] In recent years, so-called switching power supply circuits such as a chikutsuba circuit are increasingly being used in power supply portions in order to downsize electrical equipment. - Basically, this power supply circuit takes commercial power as input and converts it to any DC voltage or AC power of any frequency. Is this switching power supply circuit complicated? A control circuit for high altitude control generally requires several to several dozen DC power supplies. Therefore, it was necessary to prepare a separate power source as a power source for the control circuit. Furthermore, if a transistor, for example, is used as a switching element in a switching power supply circuit, its base drive power may also be supplied by the power supply of the control circuit, and in this case, it is necessary to supply a considerable amount of power to the power supply of the control circuit. .
この制御回路の電源を得るためには、以下の方法があっ
た。まず、第１には第７図に示すように商用電源ＡＣを
ダイオードブリッジＤＢにて整流し、抵抗Ｒ８ｌ ｔ
ＲＯ２にて分圧する方法であり、第２には第８図に示す
ように降圧トランスＴ。、を用いて商用電源ＡＣを降圧
してダイオードＤ０１、平滑コンデンサ００１等にて整
流４Ｌ滑する方法である。The following methods were used to obtain power for this control circuit. First, as shown in Fig. 7, commercial power supply AC is rectified by diode bridge DB, and resistor R8l t
This is a method of voltage division using RO2, and the second method is to use a step-down transformer T as shown in FIG. , is used to step down the commercial power supply AC and rectify it by 4L using a diode D01, a smoothing capacitor 001, etc.
しかしながら、第１の方法では抵抗Ｒ６１ｌＲｏ２によ
り分圧するために損失が異常に大きくなり、特に制御回
路２の電源として必要な電力が大きいときには実用的で
はない問題があった。また、第２の方法では電力容量、
あるいは損失の問題はないが、電力容量が増すとトラン
スＴ。１の形状が必然的に大型重量化するため、スイッ
チング電源回路１を用いることによる小型軽量化の目的
に反する問題があった。However, in the first method, since the voltage is divided by the resistor R61lRo2, the loss becomes abnormally large, and there is a problem that this method is not practical, especially when the power required as the power supply for the control circuit 2 is large. In addition, in the second method, the power capacity,
Alternatively, there is no loss problem, but if the power capacity increases, transformer T. Since the shape of the switching power supply circuit 1 inevitably increases in size and weight, there is a problem that it goes against the purpose of reducing the size and weight by using the switching power supply circuit 1.
そこで、第９図に示す従来回路が従来用いられている。Therefore, the conventional circuit shown in FIG. 9 has been conventionally used.
放電灯ＤＬの点灯回路であり、商用電源ＡＣを整流する
ダイオードブリッジＤＢと、このダイオードブリッジＤ
Ｂ出力を高周波電圧に変換するスイッチング電源回路１
と、このスイッチング電源回路１．のスイッチングトラ
ンジスタＱ Ｏｌ ｔＱ ０２のスイッチングを制御す
る制御回路２とを備え、さらに商用電源ＡＣとダイオー
ドブリッジＤＢとの間にトライアックなどの双方向性の
位相制御素子Ｑ。、を挿入しである。上記スイッチング
電源回路１は、限流用インダクタンスＩ、１１発振トラ
ンスＴ１スイッチングトランジスタＱ。ＩｔＱ０２より
なる所謂Ｌ−プッシュプルインバータにて構成しである
。上記位相制御素子Ｑ。３０位相角は制御回路２にで制
御するようになっている。なお、上記制御回路２の電源
を作成するために、発振トランスＴに４大巻＃ＸＬ、。The lighting circuit for the discharge lamp DL includes a diode bridge DB that rectifies the commercial power supply AC, and this diode bridge D.
Switching power supply circuit 1 that converts B output to high frequency voltage
And this switching power supply circuit 1. The control circuit 2 controls the switching of the switching transistor QOl tQ 02, and further includes a bidirectional phase control element Q such as a triac between the commercial power supply AC and the diode bridge DB. , is inserted. The switching power supply circuit 1 includes a current-limiting inductance I, 11 oscillation transformers T1, and a switching transistor Q. It is composed of a so-called L-push-pull inverter made of ItQ02. The above phase control element Q. 30 phase angles are controlled by a control circuit 2. In addition, in order to create a power source for the control circuit 2, the oscillation transformer T has four large turns #XL.
、を設け、この４大巻＃；［Ｌ、。, and these four large volumes #; [L,.
に誘起された電圧をダイオードＤ ｏ ２ 、コンデン
サＣＯ３にて整流平滑して制御回路２の電源、及びスイ
ッチングトランジスタＱ ０ ＋ ｔ Ｑ Ｏ２のベー
ス駆動電源を作成している。The voltage induced is rectified and smoothed by the diode D o 2 and the capacitor CO3 to create a power source for the control circuit 2 and a base drive power source for the switching transistor Q 0 +t Q O2.
この従来回路では、第１０図（ａ）に示すように、商用
電源ＡＣの電圧Ｖｓを位相制御素子Ｑ １１３にて、同
図（ｂ）に示すように位相制御し、この位相制御電圧を
入力電圧Ｖｉとしてスイッチング電源回路１のスイッチ
ングトランジスタＱ。１ｌＱＯ２が高速スイッチングし
て高周波電圧を発生する。このスイッチング電源回路１
の発振トランスＴの１大巻＃ｌＬ 、 、の両端電圧の
巻数比に応じた電圧が４次巻線り。４に誘起され、この
誘起電圧■、をダイオードＤ。２、コンデンサＣ８３に
て整流平滑して直流電圧である制御電圧Ｖｃｃを発生し
、制御回路２の電源及びスイッチングトランジスタＱ。In this conventional circuit, as shown in FIG. 10(a), the voltage Vs of the commercial power supply AC is controlled in phase by a phase control element Q113 as shown in FIG. 10(b), and this phase control voltage is input. Switching transistor Q of switching power supply circuit 1 as voltage Vi. 1lQO2 switches at high speed and generates a high frequency voltage. This switching power supply circuit 1
The voltage corresponding to the turns ratio of the voltage across the 1 large winding #lL, , of the oscillation transformer T is applied to the fourth winding. 4, and this induced voltage (■) is caused by diode D. 2. A control voltage Vcc, which is a DC voltage, is generated by rectification and smoothing by a capacitor C83, and serves as a power source for the control circuit 2 and a switching transistor Q.
ＩＩＱＯ２のべ−４〜
−ス駆動電源として供給する。この従来例では、放電灯
ＤＬを高周波点灯し、位相制御素子Ｑ。、の位相制御で
放電灯ＤＩ−の調光を行うものであり、位相制御素子Ｑ
０３の制御などに制御電圧Ｖｃｃが必要となる。しか
し、発振トランスＴより４次巻線１−ｏ、を分巻きする
ことにより、制御電圧Ｖｃｃを得ているので、上述の従
来例よ２）は損失が少なく小型にできる。Supplied as a base drive power source for IIQO2. In this conventional example, the discharge lamp DL is lit at high frequency, and the phase control element Q is turned on. , the discharge lamp DI- is dimmed by the phase control of the phase control element Q.
A control voltage Vcc is required for controlling 03 and the like. However, since the control voltage Vcc is obtained by dividing the quaternary winding 1-o from the oscillation transformer T, the conventional example 2) described above has less loss and can be made smaller.
ところで、制御回路２の電源としで用いられる制御電圧
Ｖｃｃは、安定した一定値であることが望まれる。上記
従来例においでは、商用電源ＡＣが変動したり、位相制
御素子Ｑ。３の位相角が９０度を越えたりすると、４次
巻線り。、に誘起される誘起される電圧■、は著しく変
動する。これを防止するためには、予め電圧ｖ４を十分
に高くとっておき、整流平滑後のシリーズレギエレータ
等の安定化回路を付加する必要があり、このため高価と
なり損失も増大する問題があった。By the way, it is desired that the control voltage Vcc used as a power source for the control circuit 2 is a stable constant value. In the above conventional example, if the commercial power supply AC fluctuates or the phase control element Q changes. If the phase angle of 3 exceeds 90 degrees, the fourth winding will occur. The induced voltage ■, induced in , varies significantly. In order to prevent this, it is necessary to set the voltage v4 sufficiently high in advance and add a stabilizing circuit such as a series regiator after rectification and smoothing, which causes the problem of increased cost and increased loss.
そこで、上述の点を改善した第１１図に示す従来回路が
さらに案出されている。これは、［実用新案公報昭６１
−５９０２、松下電器、ＤＣ−ＤＣコンバータ」を引用
したものである。この従来回路では、商用電源ＡＣを整
流平滑するダイオードブリッジＤＢ及び平滑コンデンサ
Ｃ１と、この整流平滑出力をスイッチングトランジスタ
Ｑ０、インダクタンス素子Ｌ１、慣性ダイオードＩ）１
、及び平滑コンデンサＣ２からなる所謂降圧チョッパ回
路４とを備え、負荷りに安定な直流電圧ｖＯを供給する
ものである。インダクタンス素子Ｌ 、には図示するよ
うに極性を逆にして電気的に結合した付加巻線Ｌ２を設
けてあり、この付加巻＃１１ｘ−２に誘起される電圧を
倍電圧整流して制御電圧Ｖｃｃを作成するダイオードＤ
２ ＊ Ｄ ａ、及びコンデンサＣ３１Ｃ１からなる
制御電圧作成回路３“を備えている。Therefore, a conventional circuit shown in FIG. 11 has been devised which improves the above-mentioned points. This is [Utility Model Publication 1986]
-5902, Matsushita Electric, DC-DC Converter. This conventional circuit includes a diode bridge DB and a smoothing capacitor C1 for rectifying and smoothing the commercial power supply AC, and a switching transistor Q0, an inductance element L1, and an inertia diode I)1 for transmitting the rectified and smoothed output.
, and a so-called step-down chopper circuit 4 consisting of a smoothing capacitor C2, and supplies a stable DC voltage vO to the load. The inductance element L is provided with an additional winding L2 electrically coupled with reversed polarity as shown in the figure, and the voltage induced in this additional winding #11x-2 is voltage-doubled and rectified to provide a control voltage Vcc. diode D to create
2*D a and a control voltage generation circuit 3'' consisting of a capacitor C31C1.
動作としては、商用電源ＡＣをダイオードブリソノＤＢ
及び平滑コンデンサＣＩにて整流平滑して得られた入力
電圧Ｖｉを降圧チョッパ回路にて構成したスイッチング
電源回路１にで降圧して低い出力電圧Ｖｏを作成する。In operation, the commercial power supply AC is connected to a diode Brisono DB.
The input voltage Vi obtained by rectification and smoothing by a smoothing capacitor CI is stepped down by a switching power supply circuit 1 constituted by a step-down chopper circuit to create a low output voltage Vo.
このスイッチング電源回路はインダクタンス素子り、に
流れる電流にて付加巻＃ｉ Ｌ ２に誘起される電圧を
ダイオードＤ２゜Ｄ３、及びコンデンサＣ３，Ｃ，にて
倍電圧整流して制御電圧Ｖｃｃを得る。さらに詳述する
と、スイッチングトランジスタＱ１がオンのときには、
第１２図（ａ）に示す等価回路となり、付加巻線Ｌ２に
は（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｎの電圧が誘起され、この電圧にて
ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４が充電され、ま
たスイッチングトランジスタＱ、がオフのときには付加
巻線Ｌ２にＶｏ／Ｎの電圧が誘起され、この電圧にてダ
イオードＤ３を介してコンデンサＣ３が充電される。こ
こで、インダクタンス素子１＝ 。This switching power supply circuit obtains a control voltage Vcc by rectifying the voltage induced in the additional winding #i L2 by the current flowing through the inductance element through the diodes D2 and D3 and the capacitors C3 and C. More specifically, when the switching transistor Q1 is on,
The equivalent circuit is shown in FIG. 12(a), where a voltage of (Vi-Vo)/N is induced in the additional winding L2, the capacitor C4 is charged with this voltage via the diode D2, and the switching transistor Q , is off, a voltage of Vo/N is induced in the additional winding L2, and the capacitor C3 is charged with this voltage via the diode D3. Here, inductance element 1=.
及び付加巻＃ｉｔ ｔ−２との巻数比をＮ（＝Ｎ、／Ｎ
２）としである。従って、制御電圧Ｖｃｃｌｉ’コンデ
ンサＣ２，Ｃ１の両端電圧の和であるから、
Ｖｃｃ＃Ｖｏ／Ｎ＋（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｎ＃Ｖｉ／Ｎとな
９、入力電圧Ｖｉだけに関係し、出力電圧Ｖ。and the additional winding #it t-2, the turns ratio is N (=N, /N
2) It is Toshishita. Therefore, the control voltage Vccli' is the sum of the voltages across the capacitors C2 and C1, so Vcc#Vo/N+(Vi-Vo)/N#Vi/N9, which is related only to the input voltage Vi, and the output voltage V .
には関係しない制御電圧を作成することがで詐る。It is deceptive to create a control voltage that is not related to the control voltage.
しかし、この制御電圧Ｖｃｃは入力端子■１に比例する
ため、入力電圧■１が変動すると、制御電圧Ｖｃｃ（１
著しく変動してしまう問題があった。However, since this control voltage Vcc is proportional to the input terminal ■1, when the input voltage ■1 fluctuates, the control voltage Vcc(1
The problem was that it fluctuated significantly.
１発明の目的１
本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、制御回路の電源を効率良く得ること
ができ、しかも入力電圧の変動の影響を受けることがな
い電源装置を提供することにある。1.Objective of the Invention 1. The present invention has been made in view of the above-mentioned points, and its purpose is to efficiently obtain power for a control circuit and to avoid being affected by fluctuations in input voltage. There is no power supply available.
［発明の開示１
本発明は一般にスイッチング電源回路１の出力電圧Ｖｏ
が負荷りの如何に拘わらず一定、つまり定電圧出力であ
ることに着目し、この出力電圧■０を別に設けた巻線に
て取り出して制御電圧Ｖｃｃを得るものである。従って
、制御電圧Ｖｅｃは入力電圧Ｖｉの変動に影響されるこ
となく、常に出力電圧Ｖｏに比例した定電圧となり、先
の従来例にて述べた問題、αを完全に除去できる。なお
、出力電圧が一定である理由は、通常のスイッチング電
源回路１においては負荷りに供給される出力電圧Ｖｏが
一定になるように、負荷１−７の両端電圧を検出してス
イッチングトランジスタＱ１などの導通を制御する所謂
ＰＷＭ（パルス幅制御）、あるいはＶ−Ｆ（ＩＮ波数変
換）などの制御が行なわれるからである。[Disclosure 1 of the Invention The present invention generally relates to an output voltage Vo of a switching power supply circuit 1.
Focusing on the fact that is constant regardless of the load, that is, a constant voltage output, this output voltage 0 is taken out by a separately provided winding to obtain the control voltage Vcc. Therefore, the control voltage Vec is always a constant voltage proportional to the output voltage Vo without being affected by fluctuations in the input voltage Vi, and the problem α described in the prior art example can be completely eliminated. The reason why the output voltage is constant is that in a normal switching power supply circuit 1, the voltage across the loads 1-7 is detected and the switching transistor Q1 etc. This is because so-called PWM (pulse width control) or V-F (IN wave number conversion) control is performed to control the conduction of the signal.
（実施例１）
第１図及び第２図は本発明の一実施例を示す図であり、
本実施例では」二連の第１０図の回路構成と略同様であ
るので、本実施例の特徴とする部分についてのみ説明す
る。本実施例はインダクタンス素子り、に電気的に結合
された付加巻線Ｉ７．にて出力電圧Ｖｏに比例した電圧
を得るものであり、本実施例ではイングクタス素子Ｌ１
と同方向に付加巻線Ｌ２を巻回し、ダイオードＤ２及び
コンデンサＣ３のみを備え、単に整流平滑するものであ
る１゜以下、動作について説明する。第２図（ａ）に示
す商用電源ＡＣをダイオードブリッジＤ １１及び平滑
コンデンサＣ１にて整流平滑すると同図（１））に示す
入力電圧Ｖｉとなる。この入力電圧＼ｌｉにて降圧チョ
ッパ回路４が動作し、同図（ｃ）に示すようにスイッチ
ングトランジスタＱ、のオン時には、イングクタス素子
Ｌ 、にＶｏ Ｖｉなる電圧が負方向に発生し、また
スイッチングトランジスタＱ、がオフ時には出力電圧■
０がイングクタス素子り、に発生する。しかし、上記負
方向に発生した電圧はダイオードＤ２により制御電圧作
成回路３出力には現れず、第２図（ｄ）に示すように出
力電圧Ｖｏに比例した電圧、Ｖ ｃｃ＃ Ｖ ｏ／ Ｎ
となり、最早入力電圧Ｖｉが変動しても制御電圧Ｖｃｃ
が変動せず、安定な制御電源となる。従って、巻＃ｉ
Ｌ、 、 、 Ｌ、 ２の巻数を適当に選択すれば、シ
リーズレギュレータなどの別途の安定化回路も不要とな
り、コスト及び損失を着しく低減できる。(Example 1) FIG. 1 and FIG. 2 are diagrams showing an example of the present invention,
In this embodiment, the circuit configuration is substantially the same as that of the double series shown in FIG. 10, so only the features of this embodiment will be explained. In this embodiment, an additional winding I7. is electrically coupled to an inductance element. A voltage proportional to the output voltage Vo is obtained in this embodiment.
The operation will be described below, where the additional winding L2 is wound in the same direction as , the diode D2 and the capacitor C3 are provided, and only rectification and smoothing is performed. When the commercial power supply AC shown in FIG. 2(a) is rectified and smoothed by a diode bridge D11 and a smoothing capacitor C1, the input voltage Vi shown in FIG. 2(1) is obtained. The step-down chopper circuit 4 operates with this input voltage \li, and when the switching transistor Q is turned on as shown in FIG. When transistor Q is off, the output voltage is
0 is generated in the inctus element. However, the voltage generated in the negative direction does not appear at the output of the control voltage generation circuit 3 due to the diode D2, and as shown in FIG. 2(d), a voltage proportional to the output voltage Vo, Vcc# Vo/N
Therefore, even if the input voltage Vi changes, the control voltage Vcc
does not fluctuate, providing a stable control power source. Therefore, volume #i
If the number of turns of L, , , L, 2 is appropriately selected, a separate stabilizing circuit such as a series regulator is not required, and costs and losses can be significantly reduced.
（実施例２）
第３図及び第４図は本発明の他の実施例を示す図であり
、所謂昇降圧チョッパ回路５に本発明を適用した場合を
示す。回路構成的にはインダクタンス素子Ｌ 、の挿入
場所などが異なるが、実質は第１の実施例と同様の構成
である。動作としては、第４図（ｃ）、（ｄ）に示すよ
うに、スイッチングトランジスタＱ、のオン時にイング
クタス素子１．Ｉの両端電圧が−Ｖｉとなり、スイッチ
ングトランジスタＱ１のオフ時に１次巻線り、の両端電
圧が■０となる。従って、上述のｔｊｔＪｌの実施例と
同様に出力電圧Ｖｏを付加巻線１−２及びダイオードＤ
２、コンデンサＣ３にで取り出すことにより、ｔＩｆＪ
４図（ｄ）の一定な制御電圧Ｖｃｅを得ることができる
。(Embodiment 2) FIGS. 3 and 4 are diagrams showing other embodiments of the present invention, in which the present invention is applied to a so-called buck-boost chopper circuit 5. Although the circuit configuration differs in the insertion location of the inductance element L, etc., the configuration is substantially the same as that of the first embodiment. In operation, as shown in FIGS. 4(c) and 4(d), when the switching transistor Q is turned on, the inctus element 1. The voltage across I becomes -Vi, and when the switching transistor Q1 is off, the voltage across the primary winding becomes 0. Therefore, similarly to the above-mentioned embodiment of tjtJl, the output voltage Vo is connected to the additional winding 1-2 and the diode D.
2. By taking out the capacitor C3, tIfJ
A constant control voltage Vce as shown in FIG. 4(d) can be obtained.
（実施例３）
第５図及び第６図は本発明の他の実施例を示す図であり
、スイッチング電源回路１として昇圧チタッパ回路を用
い、このスイッチング電源回路１のインダクタンス素子
り、から制御電圧Ｖｃｃを得るものであり、入力電圧Ｖ
ｉとしでは商用電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢにて
整流して得た脈流電圧を用いている。本実施例では大々
巻回方向を異ならせた付加巻線Ｌ２及び付加巻＃ｉｌＬ
、を設け、付加巻線Ｌ２に現れる電圧を整流平滑するダ
イオードＤ２、及びコンデンサＣ１と、付加巻線り、に
現れる電圧を整流平滑するダイオードＤ１、及びコンデ
ンサＤ、とを夫々備えている。(Embodiment 3) FIGS. 5 and 6 are diagrams showing other embodiments of the present invention, in which a step-up chitappa circuit is used as the switching power supply circuit 1, and a control voltage is generated from the inductance element of this switching power supply circuit 1. Vcc, and the input voltage V
For i, a pulsating voltage obtained by rectifying the commercial power supply AC with a diode bridge DB is used. In this embodiment, the additional winding L2 and the additional winding #ilL have significantly different winding directions.
, a diode D2 and a capacitor C1 for rectifying and smoothing the voltage appearing on the additional winding L2, and a diode D1 and a capacitor D for rectifying and smoothing the voltage appearing on the additional winding.
第６図（ｃ）に示すようにスイッチングトランジスタＱ
、のオン時にはイングクタス素子Ｌ１の両端電圧は−Ｖ
ｉとなり、またスイッチングトランジスタＱ、のオフ時
にはインダクタス素子Ｌ１の両端電圧はＶｏ−Ｖｉとな
る。この電圧にて夫々の巻線１−２１１−３には第６図
（ｄ）ｌ（ｅ）に示す電圧が発生し、この両型圧を加え
ることにより同図（「）に示すように制御電圧Ｖｃｃと
して一定の直流電圧を得ている。このように、インダク
タンス素子Ｌ 、の両端に出力電圧Ｖｏに比例した電圧
が現れないスイッチング電源回路１において、付加巻線
Ｌ２，１．．３を設けることにより出力電圧Ｖｏに比例
した電圧を得ることができる。なお、上述の説明におい
ては加算を行っているが、減算にても上述と略同様の結
果を得ることができる。As shown in FIG. 6(c), the switching transistor Q
When , is on, the voltage across the inctus element L1 is -V
i, and when the switching transistor Q is off, the voltage across the inductance element L1 becomes Vo-Vi. With this voltage, the voltages shown in Figure 6(d) and l(e) are generated in each winding 1-211-3, and by applying these two types of pressure, the control is performed as shown in Figure 6(''). A constant DC voltage is obtained as the voltage Vcc.In this way, in the switching power supply circuit 1 in which a voltage proportional to the output voltage Vo does not appear across the inductance element L, additional windings L2, 1...3 are provided. As a result, a voltage proportional to the output voltage Vo can be obtained.Although addition is performed in the above description, substantially the same result as described above can be obtained by subtraction.
［発明の効果］
本発明は上述のように、スイッチング電源回路のインダ
クタンス成分に１個以上の巻線を付加し、この巻線に誘
起される電圧を整流平滑回路にて整流平滑して出力電圧
に比例した電圧を取り出して上記制御回路の電源を得て
いるので、一定に制御される出力電圧に比例した電圧を
制御回路の電源とすることができ、このため入力電圧の
変動により、制御回路の電源が変動することがなく安定
したスイッチング電源装置の動作を得ることができ、別
途安定化回路などを必要としないから、部品点数も少な
くなって小型で安価な装置となり、しがも従来から特徴
である低損失である利点も有する効果を奏する。[Effects of the Invention] As described above, the present invention adds one or more windings to the inductance component of a switching power supply circuit, and rectifies and smoothes the voltage induced in the windings in a rectifier and smoothing circuit to obtain an output voltage. Since the power supply for the control circuit is obtained by extracting a voltage proportional to It is possible to obtain stable operation of the switching power supply without fluctuations in the power supply, and because there is no need for a separate stabilization circuit, the number of parts is reduced, resulting in a smaller and cheaper device, which is still more compact than the conventional one. It also has the advantage of low loss, which is a characteristic feature.
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は同上
の動作説明図、第３図は本発明の他の実施例を示す回路
図、第４図は同上の動作説明図、第５図は本発明のさら
に他の実施例を示す回路図、第６図は同上の動作説明図
、第７図及び第８図は従来例を示す概略回路図、第９図
は他の従来例を示す回路図、第１０図は同上の動作説明
図、第１１図はさらに他の従来例を示す回路図、第１２
図及び第１３図は同上の動作説明図である。
１はスイッチング電源回路、２は制御回路、３は制御電
圧作成回路、Ｑ、はスイッチングトランジスタ、Ｌ、は
インダクタンス素子、Ｌ、 、 、 Ｌ、は付加巻線、
Ｄ２．Ｄ、はダイオード、Ｃ２，Ｃ３はコンデンサであ
る。
代理人 弁理士 石 １）長 七
エコ ｕ ′Ｃ
：）ＣＬ） ！、、＋ｍ１．／−一Fig. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, Fig. 2 is an explanatory diagram of the same operation as above, Fig. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention, and Fig. 4 is an explanatory diagram of the same operation as above. , FIG. 5 is a circuit diagram showing still another embodiment of the present invention, FIG. 6 is an explanatory diagram of the same operation as above, FIGS. 7 and 8 are schematic circuit diagrams showing a conventional example, and FIG. 9 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. A circuit diagram showing a conventional example, FIG. 10 is an explanatory diagram of the same operation as above, FIG. 11 is a circuit diagram showing another conventional example, and FIG. 12 is a circuit diagram showing a conventional example.
This figure and FIG. 13 are explanatory diagrams of the same operation. 1 is a switching power supply circuit, 2 is a control circuit, 3 is a control voltage generation circuit, Q is a switching transistor, L is an inductance element, L, , , L are additional windings,
D2. D is a diode, and C2 and C3 are capacitors. Agent Patent Attorney Ishi 1) Naocho U'C
:)CL)! ,,+m1. /-one
Claims (3)
滑コンデンサ等で構成されるスイッチング電源回路と、
このスイッチング電源回路出力にて動作する負荷と、こ
の負荷の両端電圧を検出して高速スイッチング素子のス
イッチングを制御しスイッチング電源回路の出力電圧を
一定にする制御回路とを備えた電源装置において、スイ
ッチング電源回路のインダクタンス成分に１個以上の巻
線を付加し、この巻線に誘起される電圧を整流平滑回路
にて整流平滑して出力電圧に比例した電圧を取り出して
上記制御回路の電源を得て成ることを特徴とする電源装
置。(1) A switching power supply circuit consisting of a high-speed switching element, an inductance component, a smoothing capacitor, etc.
In a power supply device equipped with a load operated by the output of this switching power supply circuit, and a control circuit that detects the voltage across the load and controls switching of a high-speed switching element to keep the output voltage of the switching power supply circuit constant, One or more windings are added to the inductance component of the power supply circuit, and the voltage induced in this winding is rectified and smoothed by a rectification and smoothing circuit to obtain a voltage proportional to the output voltage to obtain the power supply for the control circuit. A power supply device characterized by comprising:
巻線に誘起される電圧を整流する上記整流平滑回路のダ
イオードとの極性を適宜選択して出力電圧に比例した電
圧を取り出すようにして成ることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の電源装置。(2) The polarity of the winding added to the inductance element and the diode of the rectifying and smoothing circuit that rectifies the voltage induced in this winding is appropriately selected to extract a voltage proportional to the output voltage. A power supply device according to claim 1, characterized in that:
電圧が現れないスイッチング電源回路において、複数の
巻線をインダクタンス成分に付加し、当該巻線と複数の
巻線に夫々設けられる整流ダイオードとの極性を適宜選
択し、各整流平滑出力を加減することにより出力電圧に
比例した電圧を得て成ることを特徴とする特許請求の範
囲第２項記載の電源装置。(3) In a switching power supply circuit in which a voltage proportional to the output voltage does not appear across the inductance component, multiple windings are added to the inductance component, and the polarity between the winding and the rectifier diode provided in each of the multiple windings is 3. The power supply device according to claim 2, wherein a voltage proportional to the output voltage is obtained by appropriately selecting the rectified and smoothed output and adjusting each rectified and smoothed output.
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|---|---|---|---|
| JP16498786A JPH067743B2 (en) | 1986-07-14 | 1986-07-14 | Power supply |
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| JP16498786A JPH067743B2 (en) | 1986-07-14 | 1986-07-14 | Power supply |
Publications (2)
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|---|---|
| JPS6323563A true JPS6323563A (en) | 1988-01-30 |
| JPH067743B2 JPH067743B2 (en) | 1994-01-26 |
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ID=15803680
Family Applications (1)
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| JP16498786A Expired - Lifetime JPH067743B2 (en) | 1986-07-14 | 1986-07-14 | Power supply |
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| JP (1) | JPH067743B2 (en) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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1986
- 1986-07-14 JP JP16498786A patent/JPH067743B2/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPH067743B2 (en) | 1994-01-26 |
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