JPH056427B2 - - Google Patents
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- JPH056427B2 JPH056427B2 JP59209936A JP20993684A JPH056427B2 JP H056427 B2 JPH056427 B2 JP H056427B2 JP 59209936 A JP59209936 A JP 59209936A JP 20993684 A JP20993684 A JP 20993684A JP H056427 B2 JPH056427 B2 JP H056427B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電圧供給型共振インバータ、詳しく
は、直列共振回路の構成要素の一つの両端に並列
に接続された負荷を有する電圧供給型共振インバ
ータを作動する制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a control device for operating a voltage-fed resonant inverter, in particular a voltage-fed resonant inverter having a load connected in parallel across one of the components of a series resonant circuit. .
共振負荷を持つ直流−交流インバータを作動す
ることは、正弦波出力電流およ電圧を得ることが
でき、かつインバータのスイツチング素子を低い
スイツチング損失で作作動し得るので魅力的であ
る。共振インバータの他の利点は、正弦波出力電
流および電圧に含まれる高調波成分が少なく、こ
れにより電磁障害が少ないことである。 Operating a DC-AC inverter with a resonant load is attractive because sinusoidal output currents and voltages can be obtained and the switching elements of the inverter can be operated with low switching losses. Another advantage of resonant inverters is that their sinusoidal output currents and voltages contain less harmonic content, thereby reducing electromagnetic interference.
直列共振構成要素のつに負荷が並列に接続され
ている電圧供給型直列共振インバータにおいて
は、周知の共振型インバータ制御装置を使用して
軽負荷動作を行なつた場合、共振回路のリアクタ
ンス構成要素に大きな循環電流が発生する。共振
型インバータを医療用用のＸ線用途に用いてＸ線
管の両端に必要とされる高電圧を供給する場合、
直流電圧が高周波交流電圧に変換し、次いで昇圧
して整流することにより高電圧直流をＸ線管に供
給する。Ｘ線用途においては、透過Ｘ線を必要と
する場合には最大電圧出力が短期間必要とされ、
走査用Ｘ線を必要とする場合には低電圧出力が長
期間必要となる。最大直列共振回路出力は短期間
必要とされるので、定常状態の電力を取扱う能力
を持つ変圧器を設計する必要がなく、小形で軽量
の経済的な変圧器を使用できることが好ましい。
しかしながら、共振用のリアクタンス構成要素に
一つに並列に接続される負荷を有する直列インバ
ータにおいては、無負荷および軽負荷状態の間、
回路に大きな循環リアクタンス電流が存在し、こ
のためインバータ出力変圧器のような素子を、定
状態の全負荷電流を取扱う能力を有するように設
計することが必要となる。 In voltage-fed series resonant inverters in which a load is connected in parallel to one of the series resonant components, the reactance component of the resonant circuit is A large circulating current is generated. When using a resonant inverter in medical X-ray applications to supply the required high voltage across the X-ray tube,
The DC voltage is converted into a high frequency AC voltage, and then boosted and rectified to supply high voltage DC to the X-ray tube. In X-ray applications, maximum voltage output is required for short periods of time when transmitted X-rays are required;
When scanning x-rays are required, low voltage output is required for long periods of time. Since maximum series resonant circuit power is required for short periods of time, it is preferable to avoid the need to design a transformer capable of handling steady state power and to be able to use a small, lightweight, economical transformer.
However, in a series inverter with loads connected in parallel to the resonant reactance components, during no-load and light-load conditions,
There are large circulating reactance currents in the circuit, which requires that elements such as the inverter output transformer be designed with the ability to handle the steady state full load current.
本発明の目的は、無負荷および軽負荷動作の間
に過度の電力消費がないように共振用構成要素内
循環電流を低減する電圧供給共振インバータ用制
御装置を提供することにある。 It is an object of the present invention to provide a control device for a voltage-fed resonant inverter that reduces circulating currents in the resonant components so that there is no excessive power consumption during no-load and light-load operation.
発明の概要
本発明の一面においては、電圧供給型直列共振
インバータ用の制御装置は、矩形波電圧信号を直
列共振回路に供給する制御可能なスイツチ手段を
備ている。インバータの出力は、直流電圧を負荷
に供給するために整流器に接続されている。制御
装置は、指令直流電圧を実際の直流出力電圧と比
較して、誤差信号を発生する加算手段を有する。
発振手段が誤差信号に応答して周波数信号を発生
し、この周波数信号は制御可能なスイツチ手段に
供給されて、閉ループ制御により、共振回路に供
給される矩形波電圧の周波数を変える。制御可能
なスイツチ手段に供給される周波数信号のデユー
テイサイクルは、軽負荷状態の間、周波数信号が
バースト状に供給されて、閉ループ周波数制御に
より出力電圧を維持しながら循環電流を最小にす
るように調整される。SUMMARY OF THE INVENTION In one aspect of the invention, a control system for a voltage-fed series resonant inverter includes controllable switch means for supplying a square wave voltage signal to a series resonant circuit. The output of the inverter is connected to a rectifier to supply DC voltage to the load. The control device has summing means for comparing the commanded DC voltage with the actual DC output voltage and generating an error signal.
Oscillator means generates a frequency signal in response to the error signal, which frequency signal is applied to controllable switch means to vary the frequency of the square wave voltage applied to the resonant circuit under closed loop control. The duty cycle of the frequency signal supplied to the controllable switching means is such that during light load conditions, the frequency signal is supplied in bursts to minimize circulating current while maintaining output voltage through closed-loop frequency control. It is adjusted as follows.
本発明は特許請求の範囲に具体的に記載されて
いるが、本発明の目的および利点は添付図面を参
照した好適実施例の次の説明から一層容易に理解
されよう。 While the invention is particularly described in the claims, objects and advantages of the invention will be more readily understood from the following description of a preferred embodiment, taken in conjunction with the accompanying drawings.
好適実施例の説明
図面を参照すると、各図中の同じ符号同じ構成
要素を表わしているが、第１図には共振型直流−
直流コンバータが示されている。外部直流電源
（図示せず）から端子３および４に直流電力が供
給される。端子３と高周波容量性フイルタ５の一
端との間に120ヘルツ誘導性フイルタ６が接続さ
れている。容量性フイルタ５の他端は端子４に接
続されている。全ブリツジ形式のインバータ７
が、逆電流を通すことができると共に、スイツチ
ング信号によりターンオフできる４つのスイツチ
ング素子を有する。スイツチング素子は電力用の
バイポーラ接合トランジスタ９，１１，１３およ
び１５として示されており、各スイツチング素子
はそれぞれ並列に接続された逆方向のダイオード
１７，１９，２１および２３を有している。この
並列に接続されたトランジスタとダイオードの組
合せの代りに用いることの出るゲートターンオフ
能力を有する他のスイツチング素子としては、電
力用金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ
（MOSFET）（この場合、逆電流は一体的に構成
されている寄生ダイオードを通る）、モノリシツ
クダーリントン回路（逆電流は寄生ダイオードを
通る）、および各々が逆並列に接続されたダイオ
ードを有するゲートターンオフシリコン制御整流
素子である。電力用トランジスタ９および１１は
コンデンサ５の両端に互いに直列に接続され、電
力用トランジスタ１３および１５も同様に接続さ
れている。インバータ７の出力は直列接続のトラ
ンジスタ９および１１の接続点と直列接続のトラ
ンジスタ１３および１５の接続点との間から取り
出される。スナツパ回路を構成するコンデンサ２
５，２７，２９および３１がそれぞれトランジス
タ９，１１，１３および１５と並列に接続されて
いる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENT Referring to the drawings, like reference numerals represent like components in each figure, FIG.
A DC converter is shown. DC power is supplied to terminals 3 and 4 from an external DC power source (not shown). A 120 hertz inductive filter 6 is connected between the terminal 3 and one end of the high frequency capacitive filter 5. The other end of the capacitive filter 5 is connected to the terminal 4. All bridge type inverter 7
has four switching elements that can pass reverse current and can be turned off by a switching signal. The switching elements are shown as bipolar junction transistors 9, 11, 13 and 15 for power, each switching element having a parallel-connected diode 17, 19, 21 and 23 of opposite direction, respectively. Other switching elements with gate turn-off capability that may be used in place of this parallel-connected transistor and diode combination include power metal-oxide-semiconductor field effect transistors (MOSFETs), in this case reverse current is an integrally constructed parasitic diode), a monolithic Darlington circuit (reverse current flows through a parasitic diode), and a gate turn-off silicon-controlled rectifier element, each with diodes connected in anti-parallel. Power transistors 9 and 11 are connected in series with each other across capacitor 5, and power transistors 13 and 15 are similarly connected. The output of inverter 7 is taken out between the connection point of series-connected transistors 9 and 11 and the connection point of series-connected transistors 13 and 15. Capacitor 2 constituting the Snatsupa circuit
5, 27, 29 and 31 are connected in parallel with transistors 9, 11, 13 and 15, respectively.
典型的には５乃至30キロヘルツで作動する高周
波高電圧昇圧変圧器３５の一次巻線３３がインバ
ータ７の接続点ａおよびｂの間に接続されてい
る。変圧器３５は２つの二次巻線３７および３９
を有している。高電圧用の全ブリツジ形式のダイ
オード整流器４１が二次巻線３７の両端に接続さ
れ、高電圧用の全ブリツジ形式の整流器４３が二
次巻線３９の両端に接続されている。２つの整流
器４１および４３の出力は互いに直列に接続さ
れ、その２つの整器の接続点はアースに接続され
て、変圧器のアースに対する絶縁要件を低減し、
制御用の電圧および電流測定を容易にしている。
２つの整流器はＸ線管４５として第１図に示され
ている負荷に電力を供給する。 A primary winding 33 of a high frequency high voltage step-up transformer 35, typically operating between 5 and 30 kilohertz, is connected between nodes a and b of the inverter 7. The transformer 35 has two secondary windings 37 and 39
have. A high-voltage all-bridge diode rectifier 41 is connected across the secondary winding 37 , and a high-voltage all-bridge rectifier 43 is connected across the secondary winding 39 . The outputs of the two rectifiers 41 and 43 are connected in series with each other, and the connection point of the two rectifiers is connected to earth to reduce the insulation requirements of the transformer to earth,
Facilitates voltage and current measurements for control purposes.
The two rectifiers power a load shown in FIG. 1 as an x-ray tube 45.
制御装置４７は、入力信号として、直流−直コ
ンバータ用の指令直流出力電圧E0 *と実際の直流
出力電圧E0に比例するフイードバツク電圧信号
とを受け取る。フイードバツク電圧信号は、Ｘ線
管４５の両端に互いに直列に接続された抵抗４
９，５０，５１および５２からなる分圧器から取
り出される。抵抗５０および５１間の接続点はア
ースに接続され、分圧器の力電圧は抗５１および
５０の両端から取り出されている。分圧器の力電
圧は差動増幅器５３に供給されて（抗４９および
５０間の分圧器の出力電圧はアースに対して正で
あり、抵抗５１および５２間の出力電圧はアース
に対して負である）、差動増幅器は出力電圧に比
例した信号を発生する。指令電圧は加算器５８に
おいて実際の出力電圧E0に比例する信号と比較
されて、誤差信号を発生する。この誤差信号は比
例積分調整器６０を介して制限回路６２に供給さ
れる。図示の調整器６０は信号を反転しない。制
限回路６２は、インバータを直列共振回路の共振
周波数またはそれより高い周波数で作動すること
によつて遅れ負荷がインバータに対して現われる
ように保証する。 The control device 47 receives as input signals a commanded DC output voltage E 0 * for the DC-DC converter and a feedback voltage signal proportional to the actual DC output voltage E 0 . The feedback voltage signal is transmitted through a resistor 4 connected in series with each other at both ends of the X-ray tube 45.
9, 50, 51 and 52. The junction between resistors 50 and 51 is connected to ground, and the voltage divider force voltage is taken across resistors 51 and 50. The force voltage of the voltage divider is fed to a differential amplifier 53 (the output voltage of the voltage divider between resistors 49 and 50 is positive with respect to ground, and the output voltage between resistors 51 and 52 is negative with respect to ground). ), a differential amplifier generates a signal proportional to the output voltage. The commanded voltage is compared in adder 58 with a signal proportional to the actual output voltage E 0 to generate an error signal. This error signal is provided to a limiting circuit 62 via a proportional-integral regulator 60. The illustrated regulator 60 does not invert the signal. Limiting circuit 62 ensures that a lagging load appears on the inverter by operating the inverter at or above the resonant frequency of the series resonant circuit.
第１図の共振回路は、共振インダクタとして作
用する変圧器の漏洩リアクタンスおよび共振コン
デンサとして作用する変圧器の分路容量からなる
寄生要素で実現される。寄生共振構成要素は、互
いに直列であつて、直流電圧が共振コンデンサの
両端間に接続されているかのように作用する。よ
り詳細な説明は、特開昭59−103300号公報を参照
されたい。制限回路の出力は電圧制御発振器６４
に接続される。電圧制御発振は２入力アンドゲー
ト６５の一方の入力に接続されている。アンドゲ
ート５の他方の入力は、スイツチ６７によつて論
理１の電圧レベル＋Ｖまたはパルス発生器６６に
接続されている。アンドゲートの出力はベース駆
動器６８に接続されている。このベース駆動器６
８はトランジスタ９，１１，１３および１５のベ
ースに接続され、インバータの対角状に向い合う
トランジスタを交互に切換える。 The resonant circuit of FIG. 1 is realized with parasitic elements consisting of the leakage reactance of the transformer acting as a resonant inductor and the shunt capacitance of the transformer acting as a resonant capacitor. The parasitic resonant components are in series with each other and act as if a DC voltage were connected across the resonant capacitor. For a more detailed explanation, please refer to Japanese Patent Application Laid-Open No. 103300/1983. The output of the limiting circuit is the voltage controlled oscillator 64
connected to. The voltage controlled oscillation is connected to one input of a two-input AND gate 65. The other input of the AND gate 5 is connected by a switch 67 to a logic one voltage level +V or to a pulse generator 66 . The output of the AND gate is connected to base driver 68. This base driver 6
8 is connected to the bases of transistors 9, 11, 13 and 15 and alternately switches the diagonally opposite transistors of the inverter.
次に第１の回路の作用を説明する。指令直流電
圧E0 *は、加算器５８において実際の出力電圧E0
に比例する信号と比較されて、誤差信号を発生す
る。矩形波電圧は、フイードバツクループを安定
化する作用をすると共に利得を与える比例積分調
整器６０に供給された後、制限回路６２の入力に
供給される。制限回路は最小の矩形波電圧に対し
て最大の出力信号を発生し、最大の誤差信号に対
して最小の出力信号を発生する。制限回路をす箱
６２内の曲線はこの回路の増幅器の伝達関数を表
し、ｘ軸は入力信号をおよびｙ軸は出力信号を表
している。制限回路の出力信号は、電圧制御発振
器６４に供給されて、選ばれた周波数の信号、す
なわち周波数信号を発生させる。この信号は、ス
イツチ６７がアンドゲート６５を作動する第１の
位置にある時、ベース駆動器６８に供給されて、
インバータ７のトランジスタ９，１１，１３およ
び１５を切換える。スイツチ６７は、高電力Ｘ線
が必要である時、第１の位置に位置決めされる。
スイツチは、Ｘ線操作者がＸ線管電圧およびフイ
ラメント加熱電流を選択する時に設定することが
出来る。スイツチ６７が抵電力パルスＸ線に対応
する第２の位置に設定されているとき、パルス発
発生器６６からパルスが論理１のレベルにある
時、発ルス発生器６６はアンドゲート６５を作動
し、そしてパルスが論理０のレベルにある時、ア
ンドゲート６５は作動されない。パルス発生器６
６からのパルスにより、バースト状のスイツチン
グ信号がトランジスタ９，１１，１３および１５
に印加される。このバースト・モードの際に、共
振回路の両端にトランジスタ９，１１，１３およ
び１５によつて発生される矩形波が第２図に例示
されている。図示の応用例においては10％のデユ
ーテイサイクルが、バースト期間の間、認められ
得る程の出力リツプルもなく、調整されたＸ線管
陽極電圧値を維持するために満足に作用すること
がわかつた。変圧器の直列共振回路の寄生素子を
その共振周波数以上で駆動するためにインバータ
のブリツジから供給する矩形波の周波数は、バー
スト・モードにおける動作を含めて、常に閉ルー
プ制御される。加算器５８からの誤差信号が正方
向に増加するにつれて（これは電圧を更に上昇す
ることを要求することを意味しているが）、制限
回路６２は電圧制御発振器に供給される電圧を減
少させ、これによつて寄生共振回路に供給される
信号の周波数を低下させ、回路をその減衰共振周
波数に一層近づけて作動する。 Next, the operation of the first circuit will be explained. The command DC voltage E 0 * is determined by the actual output voltage E 0 at the adder 58.
to generate an error signal. The square wave voltage is applied to the input of a limiting circuit 62 after being applied to a proportional-integral regulator 60 which acts to stabilize the feedback loop and provides gain. The limiting circuit produces a maximum output signal for the minimum square wave voltage and a minimum output signal for the maximum error signal. The curve in box 62 representing the limiting circuit represents the transfer function of the circuit's amplifier, with the x-axis representing the input signal and the y-axis representing the output signal. The output signal of the limiting circuit is provided to a voltage controlled oscillator 64 to generate a signal at a selected frequency, ie, a frequency signal. This signal is provided to base driver 68 when switch 67 is in the first position activating AND gate 65;
Transistors 9, 11, 13 and 15 of inverter 7 are switched. Switch 67 is positioned in the first position when high power x-rays are required.
The switch can be set by the x-ray operator to select the x-ray tube voltage and filament heating current. When switch 67 is set to the second position corresponding to resistive power pulsed , and when the pulse is at a logic 0 level, AND gate 65 is not activated. Pulse generator 6
The pulse from 6 sends a burst of switching signals to transistors 9, 11, 13 and 15.
is applied to The square waves generated by transistors 9, 11, 13 and 15 across the resonant circuit during this burst mode are illustrated in FIG. In the illustrated application, a 10% duty cycle works satisfactorily to maintain a regulated x-ray tube anode voltage value without appreciable output ripple during the burst period. I understand. The frequency of the square wave provided by the inverter bridge to drive the parasitic elements of the transformer's series resonant circuit above its resonant frequency is always closed-loop controlled, including when operating in burst mode. As the error signal from summer 58 increases in the positive direction (meaning that the voltage is required to be increased further), limiting circuit 62 decreases the voltage provided to the voltage controlled oscillator. , thereby lowering the frequency of the signal applied to the parasitic resonant circuit, causing the circuit to operate closer to its damped resonant frequency.
第３図を参照すると、正規化されたインバータ
周波数に対する出力電圧と入力電圧との比が、次
式によつて表される直流電圧インピダンスの場合
に対して図示されている。 Referring to FIG. 3, the ratio of output voltage to input voltage versus normalized inverter frequency is illustrated for the case of a DC voltage impedance expressed by:
R0′＝Ｒ／√ (1)
ここにおいて、Ｒは共振回路に接続された負荷
抵抗値であり、ＬおよびＣはそれぞれ寄生回路の
実効インダクタンスおよび容量である。 R 0 '=R/√ (1) where R is the load resistance value connected to the resonant circuit, and L and C are the effective inductance and capacitance of the parasitic circuit, respectively.
寄生回路の共振周波数よりもわずかに低い減衰
共振周波数において減衰が最小となつて最の電圧
上昇が発生する。共振周波数F0は次によつて定
められる。 At the damped resonant frequency, which is slightly lower than the resonant frequency of the parasitic circuit, the least damping occurs and the highest voltage rise occurs. The resonant frequency F 0 is determined by:
F0＝１／（2π√） (2)
共振周波数の比（Ｆ／F0）が１であることは、
分子にある実際の周波数Ｆが分母の共振周波数
F0に等しいことを意味している。個々のエネル
ギ蓄積要素および直列共振回路の両端に形成され
る直列共振回路は、整器、フイルタおよびＸ線管
よる減衰および動作周波数に依存している。 F 0 =1/(2π√) (2) The ratio of resonance frequencies (F/F 0 ) is 1, which means
The actual frequency F in the numerator is the resonant frequency in the denominator
This means that F is equal to 0 . The series resonant circuit formed across the individual energy storage elements and the series resonant circuit is dependent on the attenuation and operating frequency by the rectifier, filter and x-ray tube.
共振回路においては、一つの直列エネルギ蓄積
要素の両端の電圧は、共振回路の構成要素の直列
の組合せの両端における電圧よりも大きくなるこ
とがある。インダクタンスおよび容量の両端の瞬
時高電圧は、互いに位相が180゜ずれて発生する。
第１の装における共振回路の出力電圧は、変圧器
の寄生共振回路における共振回路の等価分路容量
の両端から取り出される。直流電圧が小さい状態
の場合には、これは比較的小さなフイラメント加
熱電流が流れる場合に生じるのであるが、最大電
力がＸ線管に供給される時とほぼ同じ値の大きな
循環電流が共振回路に流れる。インバータをバー
スト状の振動信号で作動することにより、過度の
出力リツプルもなく、ほぼ調整された値に寄生容
量の電荷を維持することができ、この容量はバー
ストの期間中に再充電される。変圧器に大きな連
続的な循環電流が流れないようにすることができ
るので、消費される電力を減少させるとともに変
圧器の大きさを小さくすることができる。 In a resonant circuit, the voltage across one series energy storage element may be greater than the voltage across the series combination of resonant circuit components. The instantaneous high voltages across the inductance and capacitance occur 180° out of phase with each other.
The output voltage of the resonant circuit in the first arrangement is taken across the equivalent shunt capacitance of the resonant circuit in the parasitic resonant circuit of the transformer. In the case of low DC voltage conditions, which occurs when a relatively small filament heating current flows, a large circulating current of approximately the same value as when maximum power is delivered to the x-ray tube is generated in the resonant circuit. flows. By operating the inverter with bursts of oscillating signals, it is possible to maintain the charge of the parasitic capacitance at approximately a regulated value without excessive output ripple, and this capacitance is recharged during the burst. Since large continuous circulating currents can be avoided through the transformer, less power is consumed and the size of the transformer can be reduced.
次に第４図を参照すると、本発明の半ブリツジ
構成のものが示されている。外部電源（図示せ
ず）から得られる直流入力電力がインダクタンス
７５を介して半ブリツジ形式のインバータ７７に
接続されている。このインバータ７７は、直流入
力電の正側の線と負の線との間に直列に接続され
た２つのコンデンサ７９および８１を有し、分割
電力供給装置を形成している。逆電流を導通し得
る２つの直列に接続されたスイツチ半ブリツジ形
式のインバータ７７の正側の線と負側の線との間
に接続されている。図のスイツチはバイポーラト
ランジスタ８３および８５であり、各スイツチ間
にそれぞれ逆並列にダイオード８７および８９が
接続されている。コンデンサ９１および９３から
損失のないスナツパ回路がそれぞれスイツチの両
端に接続されている。 Referring now to FIG. 4, a half-bridge configuration of the present invention is shown. DC input power obtained from an external power source (not shown) is connected to a half-bridge type inverter 77 via an inductance 75. This inverter 77 has two capacitors 79 and 81 connected in series between the positive line and the negative line of the DC input power, forming a split power supply. Two series-connected switch half-bridge type inverters 77 capable of conducting reverse currents are connected between the positive side line and the negative side line. The switches in the figure are bipolar transistors 83 and 85, and diodes 87 and 89 are connected in antiparallel between each switch. Lossless snapper circuits from capacitors 91 and 93 are connected across the switch, respectively.
半ブリツジ形式のインバータの出力は、直列接
続のコンデンサ７９および８１間の接続点と２つ
の直列接続のスイツチ間の接続から得られる。共
振回路は、半ブリツジ形式のインバータの出力間
に直列に接続されたインダクタ９５とコンデンサ
９７を有する。共振回路の出力はコンデンサの両
端から得られ、整流器９９の入力に接続されてい
る。整流器の出力は並列にフイルタコンデンサ１
０１および図示しない負荷に接続されている。 The output of the half-bridge type inverter is obtained from the connection between the series connected capacitors 79 and 81 and the connection between the two series connected switches. The resonant circuit includes an inductor 95 and a capacitor 97 connected in series between the outputs of a half-bridge type inverter. The output of the resonant circuit is obtained across the capacitor and is connected to the input of rectifier 99. The output of the rectifier is connected to a filter capacitor 1 in parallel.
01 and a load (not shown).
制御装置１０３は分離用増幅器１０５に供給さ
れる負荷電圧の入力を有する。分離用増幅器の出
力と指令出力電圧E0 *とは、加算器５８で比較さ
れ、その結果の誤差信号が比例積分調整器６０を
介して制限回路６２の入力に供給される。図示の
調整器６０は信号を反転しない。制限回路６２
は、直列共振回路の共振周波数またはそれより高
い周波数でインバータを作動することにより遅れ
直流電圧がインバータに現われるように保証す
る。制限回路６２の出力は電圧制御発振器６４に
接続される。電圧制御発振器の出力は２入力アン
ドゲー１０７の一方の入力に接続される。 The controller 103 has an input for the load voltage that is supplied to the isolation amplifier 105. The output of the isolation amplifier and the command output voltage E 0 * are compared in adder 58 and the resulting error signal is provided to the input of limiting circuit 62 via proportional-integral regulator 60 . The illustrated regulator 60 does not invert the signal. Limiting circuit 62
ensures that a delayed DC voltage appears at the inverter by operating the inverter at or above the resonant frequency of the series resonant circuit. The output of limiting circuit 62 is connected to voltage controlled oscillator 64. The output of the voltage controlled oscillator is connected to one input of a two-input AND gate 107.
電流センサ１０９が共振コンバータの負荷に供
給される電流を測定する。負荷共振回路はヒステ
リシス特性を有する差動比較器１１１において所
定の負荷電流値IL0と比較される。比較器１１１
の出力は２入力アンドゲート１１３の一方の入力
に接続される。他の入力にはパルス発生器１１５
の出力が接続される。アンドゲート１１３の出力
は論インバータ１１７に接続される。論理インバ
ータの出力はアンドゲート１０７の他方の入力に
接続されている。アンドゲート１０７の出力はベ
ース駆動器１１９に対する入入力信号を供給す
る。ベース駆動器１１９はトランジスタ８３およ
び８５のベースに接続され、２つのトランジスタ
８３および８５を交互に切換える。 A current sensor 109 measures the current supplied to the load of the resonant converter. The load resonant circuit is compared with a predetermined load current value I L0 in a differential comparator 111 having hysteresis characteristics. Comparator 111
The output of is connected to one input of a two-input AND gate 113. Pulse generator 115 for other inputs
The output of is connected. The output of AND gate 113 is connected to logic inverter 117. The output of the logic inverter is connected to the other input of AND gate 107. The output of AND gate 107 provides an input signal to base driver 119. Base driver 119 is connected to the bases of transistors 83 and 85 and switches the two transistors 83 and 85 alternately.
動作においては、第４図は、半ブリツジ形式の
インバータを使用して直列共振回路の両端に矩形
波電圧を発生し、バースト・モードの動作が共振
回路によつて負荷（図図示せず）に供給される電
流の大きさによつて決定されているということを
除いて、第１図と同じように動作する。 In operation, FIG. 4 uses a half-bridge type inverter to generate a square wave voltage across a series resonant circuit, and burst mode operation is achieved by the resonant circuit into a load (not shown). It operates in the same manner as in FIG. 1, except that it is determined by the magnitude of the current supplied.
コンバータから負荷に供給される電流がIL0で
示す所定の値以下に低下すると、ヒステリシス特
性を有する差動増幅器の出力はアンドゲート１１
３を作動する高レベル、すなわち論理１の状態に
変化する。所定のデユーテイサイクルを有するパ
ルスがインバータ１１７において反転され、アン
ドゲート１０７を短期間作動して電圧制御発振器
からのバースト状の周波数信号を通し、もつて矩
形波電圧を共振回路に供給させる。印加パルスの
周波数は、全体として指令電圧と実際の負荷電圧
との間の差に応答する構成要素１０５，５８，６
０，６２，６４および１１９からなる閉ループに
よつて決定される。負荷電流が所定の値IL0より
も大きい場合には、アンドゲート１１３は不作動
にされ、アンドゲート１０７は作動される。これ
によつて、電圧制御発振器６４の出力は連続的に
周波数信号をスイツチすなわちトランジスタ８３
および８５に供給する。 When the current supplied from the converter to the load drops below a predetermined value indicated by I L0 , the output of the differential amplifier with hysteresis characteristics is
3 to a high level, ie, a logic 1 state. A pulse with a predetermined duty cycle is inverted in inverter 117, which briefly activates AND gate 107 to pass a burst of frequency signal from the voltage controlled oscillator, thus providing a square wave voltage to the resonant circuit. The frequency of the applied pulses is determined by the components 105, 58, 6 which are collectively responsive to the difference between the commanded voltage and the actual load voltage.
determined by a closed loop consisting of 0, 62, 64 and 119. If the load current is greater than a predetermined value I L0 , AND gate 113 is deactivated and AND gate 107 is activated. This causes the output of the voltage controlled oscillator 64 to continuously switch the frequency signal to the transistor 83.
and 85.
フイルタ用コンデンサ１０１の大きさは、特定
のデユーテイサイクルのバースト・モード動作の
間においてバースト信号が存在する時、コンデン
サの両端のが過度の出力リツプルもなく指令値に
なるように選択されている。 The size of filter capacitor 101 is selected such that during burst mode operation for a particular duty cycle, when a burst signal is present, the voltage across the capacitor is at the commanded value without excessive output ripple. There is.
図示のパルス発生器１１５は一定のデユーテイ
サイクルを有しているが、負荷電流が大きい場合
にはより長いバースト信号を発生するように、負
荷電流の関数としてデユーテイサイクルを変える
ようにすることもできる。 The illustrated pulse generator 115 has a constant duty cycle, but is configured to vary the duty cycle as a function of load current to generate longer burst signals at higher load currents. You can also.
以上、無負荷から全負荷にわつてインバータの
出力電圧を良好に調整し、無負荷および軽負荷動
作の際に過度のインバー力消費を生させるおそれ
のある共振用構成要素内の連続的な循環電流を低
減する電圧供給型直列共振インバータ用の制御装
置について説明した。 The continuous circulation within the resonant components allows for good regulation of the inverter output voltage from no load to full load and may result in excessive inverter power dissipation during no load and light load operation. A control device for a voltage-fed series resonant inverter that reduces current has been described.
本発明は特にいくつかの実施例について図示し
説明したが、本技術分野に専門知識を有する者に
とつては本発の精神および範囲から逸脱すること
なく、形式および細部に種々の変更を行なうこと
ができることを理解されたい。 While the invention has been particularly illustrated and described with respect to several embodiments, those skilled in the art will recognize that various changes in form and detail may be made therein without departing from the spirit and scope of the invention. I hope you understand that you can.
第１図は、本発明による電圧供給型共振コンバ
ータおよび制御装置の概略図である。第２図は、
軽負荷動作の際の昇圧変圧器の一次側の予想され
る電流を示す波形図である。第３図は、共振電圧
変化による第１図のインバータの入力電圧に対す
る出力電圧の比を示すグラフである。第４図は、
本発明による共振コンバータおよび制御装置の他
の実施例の概略図である。
７……全ブリツジ形式のインバータ、９，１
１，１３，１５……トランジスタ、３５……変圧
器、３３……一次巻線、３７，３９……二次巻
線、４１，４３……整流器、４７……制御装置、
５３……差動増幅器、５８……加算器、６０……
比例積分調整器、６２……制限回路、６４……電
圧制御発振器、６６……パルス発生器、６８……
ベース駆動器。
FIG. 1 is a schematic diagram of a voltage-supplied resonant converter and control device according to the invention. Figure 2 shows
FIG. 3 is a waveform diagram showing the expected current on the primary side of the step-up transformer during light load operation. FIG. 3 is a graph showing the ratio of the output voltage to the input voltage of the inverter of FIG. 1 due to changes in the resonant voltage. Figure 4 shows
3 is a schematic diagram of another embodiment of a resonant converter and control device according to the invention; FIG. 7...All bridge type inverter, 9,1
1, 13, 15...transistor, 35...transformer, 33...primary winding, 37,39...secondary winding, 41,43...rectifier, 47...control device,
53... Differential amplifier, 58... Adder, 60...
Proportional-integral regulator, 62... Limiting circuit, 64... Voltage controlled oscillator, 66... Pulse generator, 68...
base driver.
Claims (1)
される直列共振回路に矩形波電圧を供給する制御
可能なスイツチ手段９，１１，１３，１５を有
し、前記直列共振回路の出力が整流器４１，４３
に接続されて直流電力を負荷４５に供給する電圧
供給型直列共振インバータ７に対する制御装置４
７であつて、 指令直流電圧E0 *を前記インバータの実際の直
流出力電圧と比較して誤差信号を発生する加算手
５８と、 前記誤差信号に応答して周波数信号を発生する
と共に、前記制御可能なスイツチ手段に接続され
ていて、前記共振回路に供給される矩形波電圧の
周波数を変化させる発振器手段６４とを有し、 軽負荷状態の間は前記周波数信号をバースト状
に供給して、リツプルの小さい出力電圧を維持し
ながら連続的な循環電流を最小にするように、前
記制御可能なスイツチ手段に供給される前記周波
数信号のデユーテイサイクルを制御する手段６
５，６６，６７を有することを特徴とする前記制
御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の制御装置におい
て、前記インダクタンスおよびキヤパシタンスが
高周波高電圧昇圧変圧器の寄生要素で表わされ
る、制御装置。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項記載の制
御装置において、前記周波数信号のデユーテイサ
イクルを制御する前記手段が、更に、負荷に供給
される電流を感知する手段と、前記感知された電
流が所定の値を越えたことを決定する比較手段
と、前記比較手段に応答して、前記所定の値が前
記感知された電流を越えたときは前記制御可能な
スイツチ手段に供給される周波数信号のデユーテ
イサイクルを低減する手段とを含んでいる、制御
装置。Claims: 1. Controllable switching means 9, 11, 13, 15 for supplying a rectangular voltage to a series resonant circuit represented by an inductance and a capacitance, the output of said series resonant circuit being connected to a rectifier 41, 43;
A control device 4 for the voltage supply type series resonant inverter 7 connected to the voltage supply type series resonant inverter 7 to supply DC power to the load 45
7, an adder 58 for generating an error signal by comparing the command DC voltage E 0 * with the actual DC output voltage of the inverter; and an adder 58 for generating a frequency signal in response to the error signal; oscillator means 64 for varying the frequency of the square wave voltage supplied to said resonant circuit, said oscillator means 64 being connected to said resonant circuit, said frequency signal being supplied in bursts during light load conditions; Means 6 for controlling the duty cycle of said frequency signal supplied to said controllable switching means so as to minimize continuous circulating current while maintaining a low ripple output voltage.
5, 66, and 67. 2. A control device according to claim 1, wherein the inductance and capacitance are represented by parasitic elements of a high frequency, high voltage step-up transformer. 3. The control device according to claim 1 or 2, wherein the means for controlling the duty cycle of the frequency signal further comprises means for sensing the current supplied to the load; comparing means for determining that the sensed current exceeds a predetermined value; and, in response to said comparing means, being supplied to said controllable switching means when said predetermined value exceeds said sensed current. and means for reducing the duty cycle of the frequency signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59209936A JPS6194568A (en) | 1984-10-08 | 1984-10-08 | Controller for voltage supply type resonance inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59209936A JPS6194568A (en) | 1984-10-08 | 1984-10-08 | Controller for voltage supply type resonance inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6194568A JPS6194568A (en) | 1986-05-13 |
| JPH056427B2 true JPH056427B2 (en) | 1993-01-26 |
Family
ID=16581108
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59209936A Granted JPS6194568A (en) | 1984-10-08 | 1984-10-08 | Controller for voltage supply type resonance inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6194568A (en) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI586216B (en) * | 2008-10-08 | 2017-06-01 | Holdip Ltd | Improvements relating to lighting systems |
| GB201309340D0 (en) | 2013-05-23 | 2013-07-10 | Led Lighting Consultants Ltd | Improvements relating to power adaptors |
| GB201322022D0 (en) | 2013-12-12 | 2014-01-29 | Led Lighting Consultants Ltd | Improvements relating to power adaptors |
| JPWO2023068342A1 (en) * | 2021-10-21 | 2023-04-27 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5213618A (en) * | 1975-07-24 | 1977-02-02 | Nippon Denshi Memory Kogyo Kk | Switching regulator |
| JPS5783161A (en) * | 1980-11-10 | 1982-05-24 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Regulator for switching |
-
1984
- 1984-10-08 JP JP59209936A patent/JPS6194568A/en active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5213618A (en) * | 1975-07-24 | 1977-02-02 | Nippon Denshi Memory Kogyo Kk | Switching regulator |
| JPS5783161A (en) * | 1980-11-10 | 1982-05-24 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Regulator for switching |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6194568A (en) | 1986-05-13 |
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