JPS61157263A - Stabilized power source - Google Patents
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- JPS61157263A JPS61157263A JP27771784A JP27771784A JPS61157263A JP S61157263 A JPS61157263 A JP S61157263A JP 27771784 A JP27771784 A JP 27771784A JP 27771784 A JP27771784 A JP 27771784A JP S61157263 A JPS61157263 A JP S61157263A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、安定化された直流と安定化された交流とを共
に出力可能な多出力型の安定化電源装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a multi-output type stabilized power supply device capable of outputting both stabilized direct current and stabilized alternating current.
［発明の技術的背景とその問題点］
従来から、電子機器等の直流負荷と螢光ランプなどの交
流負荷とに共に電源を供給することのできる多出力型の
安定化電源装置として、第４図に示し１ｃ装置が知られ
ている。[Technical background of the invention and its problems] Conventionally, the fourth stabilized power supply device has been used as a multi-output type stabilized power supply device that can supply power to both DC loads such as electronic equipment and AC loads such as fluorescent lamps. A device 1c shown in the figure is known.
同図において、Ｖｏは入力される直流、Ｑｌはスイッチ
ング用のトランジスタ、１−１はインバータトランス、
Ｎｐはその１次コイル、ＮＳはその２次コイル、Ｄ＋お
よびＤ２は整流用のダイオード、１−１はチョークコイ
ル、Ｃ１は平滑用のコンデンサを示している。In the figure, Vo is an input DC, Ql is a switching transistor, 1-1 is an inverter transformer,
Np is its primary coil, NS is its secondary coil, D+ and D2 are rectifying diodes, 1-1 is a choke coil, and C1 is a smoothing capacitor.
またＩＮＶは２次コイルＮｓから直流を入力し、スイッ
チングを行なって交流を出力するインバー すり
、Ｔ２は絶縁トランス、Ｃ２はフィルタ用の］ 圧
をンデンサ、ＲＬは交流負荷を示している。
とがざらにＡ１は２次コイルＮｓから直流を入力し
して基準入力電圧Ｖｌ！と比較し、その差に応
じた信 直２１号を出力する誤差増幅回路、ＯＳ
Ｃは三角波を発 てい生する発振回路、ＰＷＭは誤
差増幅回路Ａ１の出 イの力する信号と発振回路Ｏ
８Ｃの出力する三角波と 題がのクロス点に応じた
幅のパルスを出力するパルス ［発幅変調回路、
ＤＲは前記パルスを増幅してトラン ポジスタＱ
１のベースに印加するドライブ回路を示 間ｆｆｌ
し−Ｃいる。
成がこのような安定化電源装置では、直流出力Ｖ１
供をを直流負荷（図示せず）に印加する一方、
前記直 １発情出力Ｖ１をインバータＩＮＶでス
イッチングし すて交流に変換し、インバータ１
〜ランスＴ２により 加さ変圧して、交流負荷ＲＬ
に印加する。 続さなおインバーター
ＩＮＶは交流負荷ＲＬに流れ コイる電流を検出抵
抗ＲｓにＪ：り検出して、電流が− れら定になる
ようにスイッチング動作を行なう。 平滑な
わちこの装置によれば、直流負荷には定電、交流０荷に
は定電流をそれぞれ供給するこできる。Further, INV is an inverter that inputs DC from the secondary coil Ns and performs switching to output AC, T2 is an isolation transformer, C2 is a filter capacitor, and RL is an AC load.
A1 inputs DC from the secondary coil Ns to the reference input voltage Vl! OS
C is an oscillation circuit that generates a triangular wave, and PWM is a signal output from the error amplifier circuit A1 and the oscillation circuit O.
A pulse that outputs a pulse with a width corresponding to the cross point of the triangular wave output by 8C and the cross point of the 8C [pulse width modulation circuit,
DR amplifies the pulse and transmits it to transpositor Q.
Indicates the drive circuit that applies to the base of 1.
Shi-C is here.
In such a stabilized power supply, the DC output V1
While applying a current to a DC load (not shown),
The direct 1st estrus output V1 is switched by the inverter INV and converted to AC, and the inverter 1
~The AC load RL is applied and transformed by lance T2.
to be applied. Continuing, the inverter INV detects the current flowing through the AC load RL through the detection resistor Rs, and performs a switching operation so that the current becomes constant. In other words, according to this device, a constant current can be supplied to a DC load, and a constant current can be supplied to an AC zero load.
かし２ｔがら、このような安定化電源！！ｉｆＦ＋は、
用と交流用とＣ゛スイツチング回路２絹備えるため、回
路構成が神髄で部品点数が多く、結果、製造コストが高
くなつＣいるという間あった。Such a stabilized power supply even though it is only 2 tons! ! ifF+ is
Because it has two switching circuits, one for AC, one for AC, and one for AC, the circuit configuration is essential and requires a large number of parts, resulting in high manufacturing costs.
明の目的］
発明は、このような従来の安定化電源装置の点を解決す
るためになされたもので、回路構甲純″ｃ製造］ス１−
の低い安定化電源装置の押目的と（）ている。The invention was made in order to solve the problems of the conventional stabilized power supply device, and the present invention was made to solve the problems of the conventional stabilized power supply device.
It has a low regulated power supply (with a push purpose).
明の概要］
なわち本発明の安定化電源装置は、直流が印れる第１の
コイルと、このコイルに直列に接れたスイッチング用の
トランジスタと、前Ｍｅルと磁気結合した２つの第２の
コイルと、こ第２の一コイルのいずれかに接続された整
流・回路と、この整流・平滑回路が接続されたコイルか
ら出力される直流の電圧と第１の基準電圧 同と
を比較してその差に応じた信号を出力する第１ ス
イの誤差増幅回路と、他の第２のコイルから出力さ
タトれる交流の電圧と第２の基準電圧とを比較してそ
次］の差に応じた信号を出力する第２の誤差増幅
回路 コイと、この第２の誤差増幅回路が出力する
信号によ 合さり周波数が変化する三角波を出力す
る発振回路と、 まこの三角波を入力して同周波
数のパルスに変換し 流用かつ前記三角波の立上り
傾斜と前記第１の誤差増 平消幅回路の出力する信
号とのクロス点の移動に応じ ヨーて前記パルスの
パルス幅を変化させるパルス幅変 Ｒｓ調回路と、
前記パルスを増幅して前記トランジス 示し夕のベ
ースに印加するドライブ回路とを有してな さる
ことを特徴どしている。
と卵［発明の実施例１
た信以下、本発明の実施例の訂細を図面に基づい
て ルＮ説明する。
Ｒｓ第１図は本発明の一実施例の構成を示
す回路図 較りであり、第４図と共通する部分には
共通の符号が 路、−４＝
図において、ＶＯは入力される直流、Ｑｌはッヂング用
の１〜ランジスタ、Ｔ３はインバーランス、ＮＰはその
１次コイル、Ｎｓ＋は１イルＮｐと磁気結合された直流
出力用の２次ル、ＮＳ２は同じく１次コイルＮｐと磁気
結れた交流出力用の２次コイルを示している。In other words, the stabilized power supply device of the present invention includes a first coil to which direct current is applied, a switching transistor connected in series to this coil, and two second coils magnetically coupled to the first coil. The rectifier/circuit connected to either of the coils, the second coil, and the DC voltage output from the coil to which this rectifier/smoothing circuit is connected are compared with the first reference voltage. The error amplification circuit of the first switch outputs a signal according to the difference between the coils, and the error amplifier circuit outputs a signal corresponding to the difference between the
A second error amplification circuit that compares the alternating current voltage and a second reference voltage and outputs a signal according to the difference between the voltage and the second reference voltage. An oscillation circuit that outputs a triangular wave with a varying summation frequency, an oscillation circuit that inputs the triangular wave, converts it into a pulse of the same frequency, and uses the rising slope of the triangular wave and the signal output from the first error amplification width circuit. a pulse width modulation Rs adjustment circuit that changes the pulse width of the pulse in yaw according to the movement of the cross point with the Rs adjustment circuit;
The device is characterized in that it includes a drive circuit that amplifies the pulse and applies it to the base of the transistor.
and eggs [Embodiment 1 of the invention
Hereinafter, details of embodiments of the present invention will be explained based on the drawings.
Rs Figure 1 is a circuit diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention, and parts common to Figure 4 have the same symbols. -4 = In the figure, VO is input DC, Ql is a transistor for switching, T3 is an inversion, NP is its primary coil, Ns+ is a secondary coil for DC output that is magnetically coupled to the 1st coil Np, and NS2 is also magnetically coupled to the primary coil Np. The figure shows a secondary coil for AC output.
た、Ｕ′）１およびＤ２は２次コイルＮＳＩの整ダイオ
ード、１−１はヂョークコイル、Ｃ１は用コンデンサ、
Ｌ２は２次コイルＮＳ２のチクコイル、Ｃ３はフィルり
川の丁］ンデンザ、は負荷電流検出、用の抵抗、ＲＬは
交流負荷をでいる。In addition, U') 1 and D2 are rectifying diodes of the secondary coil NSI, 1-1 is a jog coil, C1 is a capacitor,
L2 is the coil of the secondary coil NS2, C3 is the windshield of the filter, resistance is for detecting the load current, and RL is the AC load.
らにＡ１は２次コイルＮｓ＋の出力する直流準入力電圧
ＶＲＩとを比較してその差に応じ号を出力するＷ’）差
増幅回路、Ａ２は２次二］イｓ２に介挿されている負荷
電流検出用の抵抗から交流を入力し、基ｔｌ’入力電圧
ＶＩ！２と比、てその差に応じた信号を出力する誤差増
幅回ｏｓｃ’ は誤差増幅回路Δ２の出力する信月する
発振回路、ＰＷＭは誤差増幅回路Δ１の出力する信号と
発振回路Ｏ８Ｃ′の出力する三角波とを比較し、両信号
のクロス点の位置の移動に応じて幅が変化するようなパ
ルスを出力するパルス幅変調回路、ＤＲは前記パルスを
増幅してトランジスタ０１のベースに印加するドライブ
回路を示しＣいる。Furthermore, A1 is a difference amplifier circuit W') which compares the DC quasi-input voltage VRI output from the secondary coil Ns+ and outputs a signal according to the difference, and A2 is inserted into the secondary coil s2. AC is input from the resistor for load current detection, and the base tl' input voltage VI! 2, the error amplification circuit osc' outputs a signal according to the difference between the two, and the error amplification circuit osc' is an oscillation circuit that generates the signal output from the error amplification circuit Δ2, and PWM is the signal output from the error amplification circuit Δ1 and the output of the oscillation circuit O8C'. DR is a drive that amplifies the pulse and applies it to the base of transistor 01. C shows the circuit.
そしてこのように構成された本実施例の安定化電源装買
においでは、１−ランリスタＱ１のデコーティファクタ
が直流出力電圧＼１１を一定にするように制御される一
方、トランジスタＱ１のスイッチング周波数が交流負荷
電流を一定にするＪ：うに制御される。In the stabilized power supply device of this embodiment configured as described above, the decoating factor of the 1-run lister Q1 is controlled to keep the DC output voltage \11 constant, while the switching frequency of the transistor Q1 is controlled to be constant. J: Controlled to keep the AC load current constant.
」ス下、この点についで説明する。I will explain this point below.
第２図は、２次コイルＮＳ２側から交流６荷ＲＬを見た
場合にお【プる入力インピーダンス７と周波数ｆとの関
係を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the input impedance 7 and the frequency f when the AC 6 load RL is viewed from the secondary coil NS2 side.
まず、交流負荷ＲＬが軒臼荷の場合には、１〜ランジス
タＱ１のスイッチング周波数ｆが下がり、入力インピー
ダンスＺが大ぎくなって、負荷電流値が小さくなる（図
中Ｐ＋）。First, when the AC load RL is an eave load, the switching frequency f of transistors 1 to Q1 decreases, the input impedance Z becomes large, and the load current value becomes small (P+ in the figure).
逆に交流０荷ＲＬが重０荷の時には１〜ランジスタＱ１
のスイッチング周波数ｆが上がり、入力インピーダンス
７が大きくなって、負荷電流値が大きくなる（図中［）
２）。Conversely, when AC 0 load RL is heavy 0 load, 1 to transistor Q1
The switching frequency f increases, the input impedance 7 increases, and the load current value increases ([) in the figure.
2).
なお、入力インピーダンス７は、
７＝ｊωｌ−２ｉ−１／ （ＪωＣ３） 十ＲＬで表わ
される。Note that the input impedance 7 is expressed as 7=jωl-2i-1/(JωC3) +RL.
また共振周波数ｆｐは、 ｆ Ｒ−１／ ２π・１／ｆ１−２Ｃ３で求められる。Moreover, the resonant frequency fp is It is determined by f R-1/ 2π・1/f1-2C3.
そして、第１図において０荷雷流が増加すると誤差増幅
回路Ａ２の入力電圧が増加し、その結果、誤差増幅回路
Δ２の出力雷汁も増加する。これに応じて発振回路（”
）ＳＣ’ の発振周波数が下がるが、人力インピーダン
ス／は増加するので、結果として負荷電流が減少する。In FIG. 1, when the zero-load lightning current increases, the input voltage of the error amplifier circuit A2 increases, and as a result, the output lightning current of the error amplifier circuit Δ2 also increases. Accordingly, the oscillation circuit (”
) The oscillation frequency of SC' decreases, but the human power impedance / increases, resulting in a decrease in the load current.
このような制御により交流０荷の電流は常に一定に保た
れるのである。 １第３図は発振回路Ｏ８Ｃ
′の構成を示す回路図である。Through such control, the current of the AC zero load is always kept constant. 1 Figure 3 shows the oscillation circuit O8C.
FIG.
同図においてＲ＋Ｉ〜ＲＩ７は抵抗、ＣＩ＋、ＣＩ２は
コンデンサ、Ｑ＋＋〜Ｑ＋３はトランジスタ、［Ｃ１は
タイマー用の集積回路素子、ＩＣ２はＮＡＮＩ）グー１
〜用の集積回路素子を示している。In the same figure, R+I to RI7 are resistors, CI+ and CI2 are capacitors, Q++ to Q+3 are transistors, [C1 is an integrated circuit element for a timer, and IC2 is a NANI]
An integrated circuit device for ~ is shown.
このような回路において、タイマー用の集積回路素子Ｉ
Ｃ１は、抵抗ＲＩ５の抵抗値およびコンデンサＣ＋＋の
容量値で設定される時定数によりコンデンサＣ＋＋を充
電すると共に、コンデンサＣＩ＋の容量値および抵抗Ｒ
＋７の抵抗値で設定される時定数によりコンデンサＣ＋
＋を放電するように１ノで出力端子ＯＵ Ｔに周期−「
のクロック信号を発生させる。In such a circuit, an integrated circuit element I for the timer
C1 charges the capacitor C++ with a time constant set by the resistance value of the resistor RI5 and the capacitance value of the capacitor C++, and charges the capacitor C++ by the capacitance value of the capacitor CI+ and the resistor R.
The time constant set by the +7 resistor value causes the capacitor C+ to
A cycle is applied to the output terminal OUT at 1 node so as to discharge +.
generates a clock signal.
このクロック信号はＮΔＮ Ｄゲート用の集積回路素子
ＩＣ２を介してトランジスタＱＩ３のベースに出力され
、この１〜ランジスタＱ＋３の０Ｎ１０ＦＦにより］ン
デンザＣＩ２の両端に三角波電圧が発生する。This clock signal is outputted to the base of the transistor QI3 via the integrated circuit element IC2 for the NΔND gate, and a triangular wave voltage is generated across the Ndenza CI2 by the 0N10FF of transistors 1 to Q+3.
そしてこの三角波電圧はトランジスタＱＩ３の］レクタ
からパルス幅変調回路ＰＷＭに出力される。This triangular wave voltage is then output from the collector of the transistor QI3 to the pulse width modulation circuit PWM.
このとき交流出力Ｖ２が一定で、誤差増幅回路Ａ２から
の信号が基準の電圧値のときには、トランジスタＱ１＋
が０「［状態になり、タイマー用のＩＣ１が一定周波数
のクロック信号を発生しているが、交流出力Ｖ２が低下
して誤差増幅回路△２からの信号の電圧値が低下すると
、１〜ランジスタＱ＋＋の内部抵抗が減少して］ンデン
４．ｉ−Ｃ＋ ＋の充電速度が速くなり、その結果、ク
ロック信号の周期Ｔが短くなる。At this time, when the AC output V2 is constant and the signal from the error amplifier circuit A2 is at the reference voltage value, the transistor Q1+
is in the 0" state, and the timer IC1 is generating a clock signal of a constant frequency, but when the AC output V2 decreases and the voltage value of the signal from the error amplifier circuit Δ2 decreases, The internal resistance of Q++ is reduced and the charging speed of 4.i-C++ is increased, resulting in a shorter period T of the clock signal.
これに伴つＣトランジスタＱＩ２もその内部抵抗が減少
し、］ンデンサＣＩ２の充電速度が速くなり、三角波電
圧の立上り傾斜が急になる。Along with this, the internal resistance of the C transistor QI2 also decreases, the charging speed of the capacitor CI2 becomes faster, and the rising slope of the triangular wave voltage becomes steeper.
なお、交流出力＼１２が増加した場合には逆のプロセス
で三角波°電圧の存上り傾斜が緩やかになる。Note that when the AC output \12 increases, the slope of the rise of the triangular wave voltage becomes gentler by the reverse process.
このＪ：うに交流出力Ｖ２の変動に伴なう誤差増幅回路
Ａ２の出力信号の電圧の変動に応じて、発振回路Ｏ８Ｃ
′の周波数が変化するのである。The oscillation circuit O8C
′ changes.
しかしでパルス幅変調回路ＰＷＭにおいて、誤差増幅回
路△１の出力する信号の電圧値と、発振回路Ｏ８（ソの
出力する三角波の周波数の変動に 第伴なってスイ
ッチング用のトランジスタＱ１のベ スースに印加
されるパルスの幅および周波数が変化 Ｃし、トラ
ンジスタ０１のデユーティファクタおよ 卸びスイ
ッチング周波数が制御されて、直流出力Ｖ１の電圧値お
よび交流出力■２の電流値が常に一定に保たれるのであ
る。However, in the pulse width modulation circuit PWM, the voltage value of the signal output from the error amplification circuit △1 and the frequency of the triangular wave output from the oscillation circuit O8 (S) change as the base of the switching transistor Q1 changes. The width and frequency of the applied pulse change, and the duty factor and wholesale switching frequency of transistor 01 are controlled, so that the voltage value of DC output V1 and the current value of AC output 2 are always kept constant. It is possible.
なお上述した実施例では、１次コイル側の構成がいわゆ
るフォワード型のインバータにされているが、本発明は
これに限定されることなく、ハーフブリッジ型のインバ
ータあるいはフルブリッジ型のインバータの場合でも同
様に実施することができろ。In the above-mentioned embodiment, the configuration on the primary coil side is a so-called forward type inverter, but the present invention is not limited to this, and can be applied to a half-bridge type inverter or a full-bridge type inverter. You can do the same.
［発明の効果］
以上説明したように本発明の安定化電源’Ａ ”Ｆｌは
スイッチング回路が１つにされ−Ｃいるので、部品点数
が少なく製造コストが低い。またＲＦｉ自体の寸法も小
さくなり、信頼性も向上する。[Effects of the Invention] As explained above, since the stabilized power supply 'A'Fl of the present invention has a single switching circuit, the number of parts is small and the manufacturing cost is low.The size of the RFi itself is also small. , reliability is also improved.
第１図は本発明の１実施例の構成を示す回路図、２図は
スイッチング周波数と入力インビーダンとの関係を示す
グラフ、第３図は発１辰回路Ｏ８′の構成を示す回路図
、第４図は従来の安定化源装置の構成の一例を示す回路
図である。
Ｑｌ・・・・・・・・・・・・・・・・・・トランジス
タＴＩ、Ｔ２・・・・・・・・・インバータトランスＮ
ｐ・・・・・・・・・１次コイル
Ｎｓ ＋ 、Ｎｓ ２・・・・・・２次コイルＡ１、△
２・・・・・・・・・誤差増幅回路ｏｓｃ、ｏｓｃ’
・・・発振回路
ＰＷＭ・・・・・・・・・パルス幅変調回路ＤＲ・・・
・・・・・・ドライブ回路
Ｒｓ・・・・・・・・・電流検出用抵抗ＲＬ・・・・・
・・・・交流負荷
代理人弁理士 須 １１１ 佐 −ＬＬ
に
手 続 補 正 書（自発）
昭和 ６１年 ３月２５１
、発明の名称
安定化電源装置
３、補正をする者
事件との関係・特許出願人
神奈川県用崎市幸区堀用町７２番地
（３０７）株式会社 東芝
４、代 埋 人 〒 １０１東京都千代田
区神田多町２丁口１番地
５、補正の対象
明細書の全文および図面
正する。
以上
〔別紙〕
訂 正 明 細 書
１、発明の名称 安定化電源装置
２、特許請求の範囲
先句刀りに入轍声、ｔ： ｐ ｔ＜ ／Ｌ／入の凋胆イ
しし慰灸町亀Ｋｙ。
１に更。
３、発明の詳細な説明
［発明の技術分野１
本発明は、安定化された直流と安定化された交流どを共
に出力可能な多出力型の安定化電源装置に関する。
［発明の技術的ｉ！ｖｍとその問題点］従来から、電子
機器等の直流負荷と螢光ランプなどの交流９仙とに其に
電源を供給することのできる多出力型の安定化電源装置
として、第４図に示した５次問が知られている。
同図において、Ｖｏは入力される直流、Ｑｌはスイッチ
ング用のトランジスタ、Ｔ ＋ ｌ；ｔインバータトラ
ンス、Ｎｐはその１次コイル、Ｎｓはその２次コイル、
ＯｌおよびＤ２は整流用のダイオード、］−１はチョー
クコイル、Ｃ１は平滑用の１ンデン１ノを示している。
またＩＮＶは２次コイルＮｓから直流を入力し、スイッ
チングを行なって交流を出力するインバータ、第２は絶
縁トランス、Ｃ２はフィルタ用の］ンデンザ、ＲＬは交
流負荷を示している。
さらにＡ１は２次コイルＮｓから直流を入力して基準入
力電珪ｖ９１と比較し、その差に応じた信号を出力する
誤差増幅回路、Ｏ２０は三角波を発生する発振回路、Ｐ
Ｍは誤差増幅回路Δ１の出力する信号と発振回路Ｏ８Ｃ
の出力する三角波とのクロス点に応じた幅のパルスを出
力づるパルス変調回路、ＯＲは前記パルスを増幅してト
ランジスタＱ１のベースに印加するドライブ回路を示し
て 間１いる。
成このような安定化電源装
置では、直流出力■１ 供を直流負荷（図
示せず）に印加する一方、前記直 ［流出
力ｖ１をインバータＩＮＶでスイッチングして交流に変
換し、インバータトランスＴ２により 加。
変圧して、交流負荷ＲＬに印加する。
結゛なおインバーターＩＮＶは交流負荷ＲＬに
流れ 接する電流を検出抵抗Ｒｓにより検出
して、電流が−記１定になるようにスイッチング動作を
行なう。 コすなわちこの装置によれ
ば、直流負荷には定電 前：圧を、交流角筒
には定電流をそれぞれ供給するこ 成とがで
きる。
イしかしながら、このような安定化電源装置は、
端直流用と交流用とでスイッチング回路を２
相備え ２ているため、回路構成が複相で部
品員数が多く、 第その結果、製造コスト
が高＜／にっているという間 る題があった
。 直転
発明は、このような従来の安定生型ｌ装置の９点を解決
するためになされたもので、回路構）＜甲純で製造コス
トの低い安定化電源装置の捏腎目的としている。
を明の概要１
すなわち本発明の安定化電源装置は、直流が印きれる第
１のコイルど、この１次コイルと磁気１した２次コイル
と、前記１次コイルに直列に売された第１のスイッチン
グ素子とを備え、前れ１のスイッチング素子により前記
第１の１次イルに流れる電流をオン／オフすることによ
り、：［！２次コイルに所望の電圧出力を得るように構
きれた安定化電源装置において、前記第１のスイチング
素子がスイッチング制御用の制御入力子を有し、前記２
次コイルが少なくとも第１の欠コイルと第２の２次コイ
ルとからなり、前記１の２次コイルに接続され、直流電
圧を出力す防流・平滑回路と、この整流・平滑回路の出
力素電圧と第１の基準電圧とを比較してその差にの第２
の誤差増幅回路が出クツする信号と前記第１の誤差増幅
回路が出力する信号からパルス幅およびパルスの周波数
を変化させるパルス変調回路と、前記パルスを増幅して
前記スイッチング素子の制御入力端子に印加し、前記ス
イッチング素子のスイッチングを制ｎ−ｉるドライブ回
路とを具備してなることを特徴としている。
［発明の実施例１
以下、本発明の実施例の訂細を図面に基づいて説明する
。
第１図は本発明の一実施例の構成を示す回路図であり、
第４図と共通する部分には共通の符号が付されている。
同図において、Ｖｏは入力される直流、Ｑ ＋はスイッ
チング用のトランジスタ、Ｔ３はインバータトランス、
ＮＰはその１次コイル、Ｎｓ＋は１次コイルＮｐと磁気
結合された直流出力用の２次コイル、ＮＳ２は同じく１
次コイルＮＰと磁気結合された交流出力用の２次コイル
を示している。
なお上記説明では、スイッチング素子としてバイポーラ
トランジスタを用いたが、他にＭＯＳ−ＦＥＴ、ＧＴＯ
サイリスク、サイリスク等を用いることも可能である。
また、ＤｌおよびＤ２は２次コイルＮｓ＋の整流用ダイ
オード、１−１はチョークコイル、Ｃ１は平滑用コンデ
ンサ、１−２は２次コイルＮｓ２のチョークコイル、Ｃ
３はフィルタ用のコンデン［す、Ｒｓは負荷電流検出用
の抵抗、ＲＬは交流負荷を示している。
さらにＡ１は２次コイルＮｓ＋の出力する直流と基準入
力電圧ＶＲＩとを比較してその差に応じた信号を出力す
る誤差増幅回路、Ａ２は２次コイルＮ３２に介挿されて
いる負荷電流検出用の抵抗Ｒｓから交流を入力し、基準
人力型ｒｆ、Ｖ＊ｚと比較してイの差に応じた信号を出
力する誤差増幅回路、ｏｓｃ’ は誤差増幅回路Δ２の
出力する信号により立上り傾斜が変化するような三角波
を発生する発振回路、ＰＭは誤差増幅回路Ａ１の出力す
する信号と発振回路Ｏ８Ｃ’の出力す
る三角波とを比較し、両信号のクロス点の位置の移動に
応じて幅と周波数とが変化するようなパルスを出力する
パルス変調回路、ＤＲは前記ン＜ルスを増幅してｉ・ラ
ンリスクＱ１のベースに印加するドライブ回路を示して
いる。
そしてこのように構成された本実施例の安定化電源装置
においては、トランジスタＱ１のデユーティファクタが
直流出力電圧ｖ１を一定にするように制御される一方、
トランジスタＱ１のスイッチング周波数が交流負荷電流
を一定にするように制御される。
以下、この点について説明する。
第２図は、２次コイルＮＳ２側から交流０荷ＲＬを見た
場合における入力インピーダンス７と周波数ｆとの関係
を示す図である。
まず、交流負荷ＲＬが軽負荷の場合には、トランジスタ
ＱＩのスイッチング周波数ｆが下がり、入力インピーダ
ンス７が大きくなって、負荷電流値が小さくなる（図中
Ｐ＋）。
逆に交流負荷ＲＬが重負荷の時にはトランジスタＱ１の
スイッチング周波数ｆが上がり、入カインピーダンス７
が大きくなって、負荷電流値が大きくなる（図中１２）
。
なお、入力インピーダンス７は、
７＝Ｊωｌ−２＋１／（ｊωＣ３）＋ＲＬで表わされる
。
また共振周波数ｔ’ｐは、
ｆｐ＝１／２π・１／１
で求められる。
そして、第１図において負荷電流が増加すると誤差増幅
回路Ａ２の入力電圧が増加し、その結果、誤差増幅回路
Δ２の出力電圧も増加する。これに応じて発振回路Ｏ８
Ｃ′の発振周波数が下がるが、入力インピーダンス７は
増加するので、結栄として負荷電流が減少する。このよ
うな制御により交流負荷の電流は常に一定に保たれるの
である。
第３図は発振回路ｏｓｃ’の構成を示す回路図である。
同図においてＲ＋＋〜ＲＩ７は抵抗、Ｃ＋＋、Ｃ＋２は
コンデンサ、Ｑ＋Ｉ〜ＱＩ３はトランジスタ、ＩＣ１は
タイマー用の集積回路素子、ＩＣ−〇 −
２はＮＡＮＤゲート用の集積回路素子を示している。
このような回路において、タイマー用の集積回路素子Ｉ
Ｃ１は、抵抗Ｒ＋５の抵抗値およびコンデン’ＪＣＩ＋
の容量値で設定される時定数によりコ、ンデン’ｔｃ＋
＋を充電すると共に、コンデン（ＪＣ＋＋の容量値およ
び抵抗ＲＩ７の抵抗値で設定される時定数によりコンデ
ンサＣ＋＋を放電するようにして出力Ｄツ；了０ＬＪＴ
に周期■のクロック信号を発生させる。
このり［１ツク信号はＮＡＮＤゲート用の集積回路素子
１Ｇ２を介してトランジスタＱ１３のベースに出ツノさ
れ、このトランジスタＱ＋３の０Ｎ１０ＦＦによりコン
デンサＣＩ２の両端に三角波電圧が発生する。
そしてこの三角波電圧はトランジスタＱ１３のコレクタ
からパルス変調回路ＰＭに出力される。
このとき交流出力ｖ２が一定で、誤差増幅回路Ａ２から
の信号が基準の電圧値のときには、トランジスタＱ＋＋
がＯＦＦ状態になり、タイマー用のｌｃｌが一定周波数
のり「Ｉツク信号を発’ｌしているが、交流出力ｖ２が
低下して誤差増幅回路Δ２からの信舅の電Ｌ１値が低下
づるど、１−シンリスタＱ＋＋の内部抵抗が減少してコ
ンデン’ｔ Ｃ＋ ＋の充電速度が速くなり、その結里
、り［１ツク信舅の周期Ｔが知くイする。
これに伴ってトランジスタＱ＋２もイの内部抵抗が減少
し、コンデンサＣＩ２の充電速度が速くなり、三角波電
灯の立上り傾斜が急になる。
なお、交流出力ｖ２が増加した場合には逆のプロはスで
三角波型Ｆｆのｒｔ上り傾斜が緩やかになる。
このように交流出力Ｖ２の変動に伴なう誤差増幅回路Ａ
２の出力信号の電圧の変動に応じて、発振回路ｏｓｃ’
の周波数が変化するのである。
かくしてパルス変調回路Ｆ） Ｍにおいて、誤差増幅回
路Ａ１の出力する信号の電圧値と、発振回路Ｏ８Ｃ’
の出力する三角波の周波数の変動に伴’１つてスイッチ
ング用のトランジスタＯ１のベースに印加されるパルス
の幅おＪ：び周波数が変化し、］・ランジスタＱ１のデ
ユーティファクタおよびスイツチング周波数が制御され
て、直流出力Ｖ＋の電圧値および交流出力Ｖ２の電流値
が常に一定に ノ保たれるのである。
禮なお上述した実
施例では、１次コイル側の構成 別がいわゆ
るフォワード型のインバータにされてい く
るが、本発明はこれに限定されることなく、ハーフブリ
ッジ型のインバータあるいはフルブリッジ
清型のインバータの場合でも同様に実施することが
シできる。
（なおパルス幅および周波数の制御回
路として、 η上述した例では可変周波型
の三角波発振回路と、比較回路からなるパルス変調回路
とを相合けたものを示したが、別の例として、非安定マ
ルチバイブレークを使用し、上述した２つの誤差増幅回
路の出力信号を加えることによって、マルチバイブレー
タを構成するトランジスタのオン時間幅を制御するよう
にしてもよい。これによってスイッチング周波数とオン
時間幅とを同時に制御することができる。
［発明の効采］
以上説明したように本発明の安定化電源装置はイツチン
グ回路が１つにされているので、部品：数が少なく製造
コス１−が低い。また装量自体の法も小さくなり、信頼
性も向上覆る。
、図面の簡単な説明
第１図は本発明の１実施例の構成を示す回路図、１２図
はスイッチング周波数と入力インピーダン、どの関係を
示Ｊグラフ、第３図は発振回路Ｏ８：′の構成を示１回
路図、第４図は従来の安定化ｊ源装置の構成の一例を示
す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a graph showing the relationship between switching frequency and input impedance, FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the generator circuit O8', and FIG. FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the configuration of a conventional stabilization source device. Ql......Transistor TI, T2...Inverter transformer N
p...Primary coil Ns +, Ns 2...Secondary coil A1, △
2...Error amplification circuit osc, osc'
...Oscillation circuit PWM...Pulse width modulation circuit DR...
...Drive circuit Rs...Current detection resistor RL...
...AC load agent patent attorney Su 111 Sa -LL
Procedural amendment (spontaneous) March 251, 1986, Name of the invention Stabilized power supply device 3, Relationship with the person making the amendment case Patent applicant 72 Horiyo-cho, Saiwai-ku, Yosaki City, Kanagawa Prefecture ( 307) Toshiba Corporation 4, President, 1-5 Kanda Tamachi 2-chome, Chiyoda-ku, Tokyo 101, correct the entire text and drawings of the specification subject to amendment. Above [Attachment] Correction Specification 1, Title of Invention Stabilized Power Supply Device 2, Patent Claims, t: pt Machikame Ky. Further to 1. 3. Detailed Description of the Invention [Technical Field of the Invention 1] The present invention relates to a multi-output type stabilized power supply device capable of outputting both stabilized direct current and stabilized alternating current. [Technical i of invention! VM and its problems] Conventionally, a multi-output stabilized power supply device that can supply power to DC loads such as electronic equipment and AC loads such as fluorescent lamps has been used, as shown in Figure 4. Five questions are known. In the same figure, Vo is the input DC current, Ql is the switching transistor, T + l;t inverter transformer, Np is its primary coil, Ns is its secondary coil,
Ol and D2 are rectifying diodes, ]-1 is a choke coil, and C1 is a smoothing diode. Further, INV is an inverter that inputs DC from the secondary coil Ns, performs switching, and outputs AC, the second is an isolation transformer, C2 is a filter filter, and RL is an AC load. Furthermore, A1 is an error amplifier circuit that inputs DC from the secondary coil Ns, compares it with the reference input voltage V91, and outputs a signal according to the difference, O20 is an oscillation circuit that generates a triangular wave, and P
M is the signal output from the error amplifier circuit Δ1 and the oscillation circuit O8C
A pulse modulation circuit outputs a pulse having a width corresponding to a cross point with a triangular wave outputted by a pulse modulator, and OR indicates a drive circuit that amplifies the pulse and applies it to the base of the transistor Q1.
In such a stabilized power supply device, a DC output (V1) is applied to a DC load (not shown), while the DC output (V1) is switched by an inverter (INV) to convert it into AC, and the inverter transformer (T2) converts the DC output (V1) to AC. Add. The voltage is transformed and applied to the AC load RL.
Note that the inverter INV detects the current flowing into and in contact with the AC load RL using the detection resistor Rs, and performs a switching operation so that the current becomes constant. In other words, according to this device, it is possible to supply a constant current voltage to a DC load and a constant current to an AC rectangular cylinder.
However, such a regulated power supply
Two switching circuits, one for DC and one for AC.
Due to the dual-phase design, the circuit configuration is multi-phase and requires a large number of parts, resulting in high manufacturing costs. The direct rotation invention was made to solve the nine problems of the conventional stable power supply device, and is intended to improve the stability of the power supply device with a simple circuit structure and low manufacturing cost. Summary 1: In other words, the stabilized power supply device of the present invention includes a first coil capable of passing direct current, a secondary coil that is magnetically connected to the primary coil, and a first coil connected in series with the primary coil. and a switching element, and by turning on/off the current flowing to the first primary coil by the first switching element, : [! In a stabilized power supply device configured to obtain a desired voltage output to a secondary coil, the first switching element has a control input terminal for switching control;
The secondary coil consists of at least a first missing coil and a second secondary coil, and is connected to the first secondary coil, and includes a current prevention/smoothing circuit that outputs a DC voltage, and an output element of this rectification/smoothing circuit. The voltage is compared with the first reference voltage, and the second voltage is calculated based on the difference.
a pulse modulation circuit that changes the pulse width and pulse frequency from the signal output from the error amplification circuit and the signal output from the first error amplification circuit; The present invention is characterized in that it includes a drive circuit that applies voltage and controls switching of the switching element n-i. [Embodiment 1 of the Invention Hereinafter, details of an embodiment of the present invention will be described based on the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention,
Parts common to those in FIG. 4 are given the same reference numerals. In the figure, Vo is the input DC, Q+ is the switching transistor, T3 is the inverter transformer,
NP is the primary coil, Ns+ is the secondary coil for DC output magnetically coupled to the primary coil Np, and NS2 is the same 1
A secondary coil for AC output magnetically coupled to the secondary coil NP is shown. In the above explanation, a bipolar transistor was used as the switching element, but MOS-FET, GTO
It is also possible to use cyrisk, cyrisk, etc. In addition, Dl and D2 are rectifying diodes for the secondary coil Ns+, 1-1 is a choke coil, C1 is a smoothing capacitor, 1-2 is a choke coil for the secondary coil Ns2, and C
3 is a capacitor for filtering, Rs is a resistor for detecting load current, and RL is an AC load. Furthermore, A1 is an error amplification circuit that compares the DC output from the secondary coil Ns+ with the reference input voltage VRI and outputs a signal according to the difference, and A2 is a load current detection circuit inserted in the secondary coil N32. osc' is an error amplifier circuit that inputs alternating current from the resistor Rs and outputs a signal according to the difference in A compared with the reference human-powered type rf, V*z. The oscillation circuit PM, which generates a varying triangular wave, compares the signal output from the error amplifier circuit A1 with the triangular wave output from the oscillation circuit O8C', and adjusts the width and width according to the movement of the position of the cross point of both signals. DR represents a pulse modulation circuit that outputs a pulse whose frequency changes, and DR represents a drive circuit that amplifies the pulse and applies it to the base of the i-run risk Q1. In the stabilized power supply device of this embodiment configured as described above, the duty factor of the transistor Q1 is controlled to keep the DC output voltage v1 constant;
The switching frequency of transistor Q1 is controlled to keep the AC load current constant. This point will be explained below. FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the input impedance 7 and the frequency f when the AC zero load RL is viewed from the secondary coil NS2 side. First, when the AC load RL is light, the switching frequency f of the transistor QI decreases, the input impedance 7 increases, and the load current value decreases (P+ in the figure). Conversely, when the AC load RL is heavy, the switching frequency f of the transistor Q1 increases, and the input impedance 7
increases, and the load current value increases (12 in the diagram)
. Note that the input impedance 7 is expressed as 7=Jωl-2+1/(jωC3)+RL. Further, the resonant frequency t'p is determined by fp=1/2π·1/1. In FIG. 1, when the load current increases, the input voltage of the error amplifier circuit A2 increases, and as a result, the output voltage of the error amplifier circuit Δ2 also increases. Accordingly, the oscillation circuit O8
Although the oscillation frequency of C' decreases, the input impedance 7 increases, resulting in a decrease in the load current. Through such control, the current of the AC load is always kept constant. FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the oscillation circuit osc'. In the figure, R++ to RI7 are resistors, C++ and C+2 are capacitors, Q+I to QI3 are transistors, IC1 is a timer integrated circuit element, and IC-0-2 is a NAND gate integrated circuit element. In such a circuit, an integrated circuit element I for the timer
C1 is the resistance value of resistor R+5 and the capacitor 'JCI+
Due to the time constant set by the capacitance value,
+ is charged, and the capacitor C++ is discharged according to the time constant set by the capacitance value of the capacitor (JC++ and the resistance value of the resistor RI7) to output the output D.
A clock signal with period ■ is generated. This [1] signal is output to the base of the transistor Q13 via the NAND gate integrated circuit element 1G2, and a triangular wave voltage is generated across the capacitor CI2 by the 0N10FF of the transistor Q+3. This triangular wave voltage is then output from the collector of transistor Q13 to pulse modulation circuit PM. At this time, when the AC output v2 is constant and the signal from the error amplifier circuit A2 is the reference voltage value, the transistor Q++
is in the OFF state, and the timer lcl is emitting an I-ts signal at a constant frequency, but the AC output v2 decreases and the signal L1 value from the error amplification circuit Δ2 decreases. , the internal resistance of the 1-thin resistor Q++ decreases, the charging speed of the capacitor 't C+ + becomes faster, and the period T of the 1-thin resistor Q++ increases. The internal resistance of A decreases, the charging speed of capacitor CI2 becomes faster, and the rising slope of the triangular wave electric lamp becomes steeper.In addition, when the AC output v2 increases, the reverse process is as follows: rt rising of the triangular wave Ff. The slope becomes gentle.In this way, the error amplification circuit A due to fluctuations in the AC output V2
2, the oscillation circuit osc'
The frequency of will change. Thus, in the pulse modulation circuit F) M, the voltage value of the signal output from the error amplifier circuit A1 and the oscillation circuit O8C'
As the frequency of the triangular wave output by the transistor changes, the width and frequency of the pulse applied to the base of the switching transistor O1 changes, and the duty factor and switching frequency of the transistor Q1 are controlled. Therefore, the voltage value of the DC output V+ and the current value of the AC output V2 are always kept constant.
In the above-described embodiment, the configuration of the primary coil side is a so-called forward type inverter, but the present invention is not limited to this, and can be applied to a half-bridge type inverter or a full-bridge type inverter.
The same procedure can be performed for a clean type inverter.
I can.
(Note that the pulse width and frequency control circuit is a combination of a variable frequency triangular wave oscillation circuit and a pulse modulation circuit consisting of a comparator circuit in the above example. By using a break and adding the output signals of the two error amplification circuits described above, the on-time width of the transistors constituting the multivibrator may be controlled.This allows the switching frequency and on-time width to be controlled at the same time. [Effects of the Invention] As explained above, in the stabilized power supply device of the present invention, the switching circuit is integrated into one, so the number of parts is small and the manufacturing cost is low. The quantity itself becomes smaller and the reliability is also improved.Brief explanation of the drawings Fig. 1 is a circuit diagram showing the configuration of one embodiment of the present invention, and Fig. 12 shows the relationship between switching frequency and input impedance. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the oscillation circuit O8:', and FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the configuration of a conventional stabilized J source device.
Claims (1)
直列に接続されたスイッチング用のトランジスタと、前
記コイルと磁気結合した２つの第２のコイルと、これら
第２のコイルのいずれかに接続された整流・平滑回路と
、この整流・平滑回路が接続されたコイルから出力され
る直流の電圧と第１の基準電圧とを比較してその差に応
じた信号を出力する第１の誤差増幅回路と、他の第２の
コイルから出力される交流の電圧と第２の基準電圧とを
比較してその差に応じた信号を出力する第２の誤差増幅
回路と、この第２の誤差増幅回路が出力する信号により
周波数が変化する三角波を出力する発振回路と、この三
角波を入力して同周波数のパルスに変換しかつ前記三角
波の立上り傾斜と前記第１の誤差増幅回路の出力する信
号とのクロス点の移動に応じて前記パルスのパルス幅を
変化させるパルス幅変調回路と、前記パルスを増幅して
前記トランジスタのベースに印加するドライブ回路とを
有してなることを特徴とする安定化電源装置。(1) A first coil to which direct current is applied, a switching transistor connected in series to this coil, two second coils magnetically coupled to the coil, and any one of these second coils. a rectifier/smoothing circuit connected to the rectifier/smoothing circuit, and a first reference voltage that compares the DC voltage output from the coil connected to the rectifier/smoothing circuit with a first reference voltage and outputs a signal according to the difference. an error amplification circuit, a second error amplification circuit that compares an AC voltage output from another second coil with a second reference voltage and outputs a signal according to the difference; an oscillation circuit that outputs a triangular wave whose frequency changes depending on the signal output by the error amplification circuit; and an oscillation circuit that inputs this triangular wave, converts it into a pulse of the same frequency, and outputs the rising slope of the triangular wave and the first error amplification circuit. The device is characterized by comprising a pulse width modulation circuit that changes the pulse width of the pulse according to movement of a cross point with a signal, and a drive circuit that amplifies the pulse and applies it to the base of the transistor. Stabilized power supply.
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27771784A JPS61157263A (en) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | Stabilized power source |
| DE8585309536T DE3587090T2 (en) | 1984-12-28 | 1985-12-30 | REGULATED POWER SUPPLY. |
| DE3588108T DE3588108T2 (en) | 1984-12-28 | 1985-12-30 | Stabilizing power source device |
| US06/814,494 US4677534A (en) | 1984-12-28 | 1985-12-30 | Stabilizing power source apparatus |
| EP85309536A EP0189680B1 (en) | 1984-12-28 | 1985-12-30 | Stabilizing power source apparatus |
| EP91202705A EP0471421B1 (en) | 1984-12-28 | 1985-12-30 | Stabilizing power source apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27771784A JPS61157263A (en) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | Stabilized power source |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61157263A true JPS61157263A (en) | 1986-07-16 |
Family
ID=17587336
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27771784A Pending JPS61157263A (en) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | Stabilized power source |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61157263A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1420420A3 (en) * | 2002-10-23 | 2004-08-18 | International Rectifier Corporation | Planar transformer arrangement |
| KR100967031B1 (en) * | 2008-04-01 | 2010-06-30 | 삼성전기주식회사 | Dc/dc converter with multi-output |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5822942A (en) * | 1981-08-03 | 1983-02-10 | Hitachi Ltd | Photographing apparatus of gamma-ray transmission photograph |
-
1984
- 1984-12-28 JP JP27771784A patent/JPS61157263A/en active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5822942A (en) * | 1981-08-03 | 1983-02-10 | Hitachi Ltd | Photographing apparatus of gamma-ray transmission photograph |
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| EP1420420A3 (en) * | 2002-10-23 | 2004-08-18 | International Rectifier Corporation | Planar transformer arrangement |
| KR100967031B1 (en) * | 2008-04-01 | 2010-06-30 | 삼성전기주식회사 | Dc/dc converter with multi-output |
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