JPS6130961A - Switching control type power source circuit - Google Patents

Switching control type power source circuit

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JPS6130961A
JPS6130961A JP15171384A JP15171384A JPS6130961A JP S6130961 A JPS6130961 A JP S6130961A JP 15171384 A JP15171384 A JP 15171384A JP 15171384 A JP15171384 A JP 15171384A JP S6130961 A JPS6130961 A JP S6130961A
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    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
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    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current

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Abstract

PURPOSE:To maintain the maximum output power constant irrespective of the variation in an input voltage by selectively operating the first, second error detectors, controlling constant voltage and current with one output when the input voltage of the power source varies. CONSTITUTION:A main output winding N2a and an auxiliary output winding N2b are provided in an output rectifier 6, a smoothing circuit of a main output winding N2a side is formed of capacitors C9, C11 and a choke coil CH, and a resistor R16 for detecting a load current is connected. The first, second error detectors 4A, 4B are provided, the variation in the load current IL is detected by the first error detector 4A, and the variation in the DC output voltage is detected by the second error detector 4B. When the impedance of a load circuit 8 drops from the constant voltage control state, the transistor Tr7 of the detector 4B is turned OFF, the ON period of a switching transistor Tr4 is shortened through a photocoupler 7 to stop the increase in the load current IL to the constant current control state.

Description

【発明の詳細な説明】 げ）　産業上の利用分野 本発明は各種電気機器の電源回路やニッカド電池等の充
電用電源として使用されるスイッチング制御型電源回路
に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention relates to a switching control type power supply circuit used as a power supply circuit for various electrical devices and a power supply for charging NiCd batteries and the like.

（ロ）従来の技術 序述の如きスイッチング制御型電源回路１こはコンバー
タトランスを使用したプロプキング発振タイプのものが
あり、その−例として特開昭５８−１７５９７３号公報
に記載されている第４図のものが挙げられる。(B) Conventional technology The switching control type power supply circuit 1 as mentioned in the introduction is of the Plopking oscillation type using a converter transformer. Examples include the one shown in the figure.

第４図の電源回路は大別すると、入力整流部（１）と、
プロプキング発振部（２）と、コンバータトランス（３
）と、誤差検出部（４）と、制御回路部（５）と、出力
整流部（６）から構成されており、基本的には次の動作
を行なう。即ち、電源スィッチ（ＳＷ）の投入時に入力
整流部（１）から起動電流Ｉｓがスイッチングトランジ
スタ（ＴＲ４）のベースに供給されてプロプキング発振
部（２）が起動され、起動後の定常状態では制御回路部
（５）によって、上記スイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）のターンオフタイミングを誤差検出部（４）の出力
に応じて制御するよう（仁なつている。以下、この定常
状態の動作について説明する。The power supply circuit in Figure 4 can be roughly divided into an input rectifier (1),
Plopking oscillator (2) and converter transformer (3)
), an error detection section (4), a control circuit section (5), and an output rectification section (6), and basically performs the following operations. That is, when the power switch (SW) is turned on, the starting current Is is supplied from the input rectifier (1) to the base of the switching transistor (TR4) to start the propking oscillator (2), and in the steady state after starting, the control circuit The switching transistor (TR
4) is controlled in accordance with the output of the error detection section (4). This steady state operation will be described below.

定常状態に於いて、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４
）がターンオン（その動作原理は後に説明）すると、こ
のトランジスタ及び入力巻線（Ｎ１）を通って電流Ｉｉ
（第５図（Ｂｌ）が流れ、この電流ＩｉによってＥ点に
は時間につれて増大する負電圧が発生する。ここで、ス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のそれ以前のオフ期
間には帰還兼検出巻線（Ｎ３）の一端＋ｉｌから流れる
電流Ｉ「によってターンオフ用のコンデンサ（Ｃ５）は
図示の極性に充電されている。そして、制御トランジス
タ（ＴＲ２）のエミッタ即ちＭ点は、ライン（Ｌｏ）に
対しＥ点の電位と上記コンデンサ（Ｃ５）の両端間電圧
の和に相当する負電位（第５図ｆＩｌのＶＭ）であるか
ら、この電位■にがスイッチングトランジスタ（ＴＲ４
）のオン期間では時間につれて低下（負の値が増大）し
て行くことになる。In steady state, the switching transistor (TR4
) is turned on (the principle of its operation will be explained later), a current Ii flows through this transistor and the input winding (N1).
(Fig. 5 (Bl) flows, and this current Ii generates a negative voltage at point E that increases with time. Here, during the off-period of the switching transistor (TR4), the feedback/detection winding ( The turn-off capacitor (C5) is charged to the polarity shown in the figure by the current I flowing from one end +il of the control transistor (TR2).The emitter of the control transistor (TR2), that is, the point M, is connected to the point E with respect to the line (Lo). Since it is a negative potential (VM in Fig. 5 fIl) corresponding to the sum of the potential of
) decreases (negative value increases) as time passes.

一方、誤差検出トランジスタ（ＴＲ１）のコレクタとラ
イン（ＬＯ）の間に接続された抵抗（Ｒ７）、（Ｒ８）
間の分圧中点（Ｎ）は、検出兼帰還巻線（Ｎ３）の両端
ｆｌｙ（ｋ１間の電圧をダイオード（Ｄ６）とコンデン
サ（Ｃ３）で整流平滑して得るライン（ＬＯ）（Ｌｉ２
間の直流電圧を誤差検出トランジスタ（ＴＲ１）でツェ
ナーダイオード（Ｄ５）の電圧と比較した結果に応じた
負電位（第５図ｆｌｌのＶＮ　）となっている。On the other hand, resistors (R7) and (R8) connected between the collector of the error detection transistor (TR1) and the line (LO)
The midpoint (N) of the voltage division between is the line (LO) (Li2
The DC voltage between them is compared with the voltage of the Zener diode (D5) by the error detection transistor (TR1), and a negative potential (VN in FIG. 5) is obtained.

このため、先のＭ点がＮ点の電位よりも低下した時に、
制御トランジスタの（ＴＲ’２）がオンとなって（ＴＲ
３）もオンになり、これによってターンオフ用コンデン
サ（Ｃ５）→コレクタ電流検出用抵抗（Ｒ１１）→スイ
ッチングトランジスタ（ＴＲ４）のエミッタ・ベース間
→制御トランジスタ（ＴＲ３）→抵抗（Ｒ１０）→上記
コンデンサ（Ｃ５）の経路で逆バイアス電流が流れ、ス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）がターンオフする。For this reason, when the potential of the previous point M drops below the potential of the N point,
The control transistor (TR'2) is turned on and (TR
3) is also turned on, which causes the turn-off capacitor (C5) → collector current detection resistor (R11) → between the emitter and base of the switching transistor (TR4) → control transistor (TR3) → resistor (R10) → the above capacitor ( A reverse bias current flows through the path C5), turning off the switching transistor (TR4).

その後、このトランジスタ（ＴＲ４）は、次にこれが再
びターンオンされるまで、前記巻線（Ｎ５）の端子（ｉ
　ｌ（ｊ　１間の逆電圧（第５図（Ｆ））によりてオフ
状態に保持される。This transistor (TR4) then switches on the terminal (i) of said winding (N5) until the next time it is turned on again.
It is held in the off state by the reverse voltage across l(j1 (FIG. 5(F)).

次に、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）の上記オフ
状態からのターンオンは、以下のようにして行なわれる
。即ち、上記トランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間には入
力巻線（Ｎ１）のインダクタンスと分布容量による共振
動作が行なわれ、この共振電流が電流Ｉｆの方向に反転
すると、それによって巻線（Ｎ３）の端子山から図示の
経路で正帰還電流（第５図（Ｅ）のオン期間参照）が流
れるので、この正帰還動作によって上記トランジスタ（
ＴＲ４）はターンオンし、前述の動作によって再びター
ンオフされるまでオン状態を持続する。Next, the switching transistor (TR4) is turned on from the off state as described below. That is, during the off-period of the transistor (TR4), a resonance operation occurs due to the inductance and distributed capacitance of the input winding (N1), and when this resonant current reverses in the direction of the current If, the winding (N3) Since a positive feedback current (see the on-period in Figure 5(E)) flows from the terminal peak through the path shown in the figure, this positive feedback operation causes the transistor (
TR4) is turned on and remains on until it is turned off again by the operation described above.

スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のこのようなオン
、オフ動作によって、コンバータトランス（３）の出力
巻線（Ｎ２）には第５図１）の如き矩形波電圧が現われ
、そのオン期間部分の電圧がダイオード（Ｄ９）とコン
デンサ（Ｃ９）によって直流出力電圧として取り出され
る。それと共に、上記出力電圧に略比例した電圧が前述
のライン（Ｌｏ）（Ｌｌ）間に得られる。そして、この
電圧が電源入力電圧や出力整流部（６）の負荷状態によ
って変化すると、Ｎ点即ち制御トランジスタ（ＴＲ２）
のベース電位が変化するので、スイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）のターンオフタイミングが変化して定電圧
制御されるのである。例えば、直流出力電圧が上昇した
ときは前記ライン（Ｌｏ）（Ｌｌ）間の電圧が増大して
Ｎ点の電位が上昇するので、スイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）のターンオフタイミングが早くなり、その結
果、オン期間が短くなって上記直流出力電圧が低下する
訳である。Due to such on/off operations of the switching transistor (TR4), a rectangular wave voltage as shown in Fig. 5 (1) appears in the output winding (N2) of the converter transformer (3), and the voltage during the on period of the voltage is applied to the diode. (D9) and a capacitor (C9) as a DC output voltage. At the same time, a voltage approximately proportional to the output voltage is obtained between the lines (Lo) and (Ll). When this voltage changes depending on the power supply input voltage and the load condition of the output rectifier (6), the control transistor (TR2)
Since the base potential of the switching transistor (TR4) changes, the turn-off timing of the switching transistor (TR4) changes and constant voltage control is performed. For example, when the DC output voltage increases, the voltage between the lines (Lo) (Ll) increases and the potential at point N increases, so the turn-off timing of the switching transistor (TR4) becomes earlier, and as a result, the turn-off timing of the switching transistor (TR4) becomes earlier. This means that the period becomes shorter and the DC output voltage decreases.

（ハ）発明が解決しようとする問題点 第４図の従来回路は上述のように動作するが、次のよう
な問題点を有している。即ち、第４図の介 回路は、その負荷電流２流出力電圧特性を示す第６図か
ら分るよう１ζ負荷電流が所定値以下のときに定電圧制
御が行なわれるが、この定電圧制御範囲が電源入力電圧
の大小に応じて第６図の破線のように変化することであ
る。なぜなら、第６図のＡ点が電源回路から取り出され
る最大電力点を表わして奢り、このＡ点でスイッチング
トランジスタ（ＴＲ４）のコレクタ電流のピーク値１ｃ
ｐ　（’Ｊ　５図（Ｄｌ参照）が最大になるが１、この
Ｉｃｐは上記トランジスタ（ＴＲ４）の正帰還電流１ｆ
即ちオン期間のベース電流ＩＢ１　（第５図（Ｅｌ参照
）のβ倍として決まり、且つ、この■１１の大きさが入
力巻線（Ｎ１）に印加される電源入力電圧に比例するか
らである。(c) Problems to be Solved by the Invention Although the conventional circuit shown in FIG. 4 operates as described above, it has the following problems. That is, as can be seen from FIG. 6 showing the load current two output voltage characteristics of the intervening circuit in FIG. 4, constant voltage control is performed when the 1ζ load current is below a predetermined value, but this constant voltage control range changes as shown by the broken line in FIG. 6 depending on the magnitude of the power supply input voltage. This is because point A in Fig. 6 represents the maximum power point taken out from the power supply circuit, and the peak value 1c of the collector current of the switching transistor (TR4) is at point A.
p ('J 5 (see Dl) is the maximum, but 1, this Icp is the positive feedback current 1f of the above transistor (TR4)
That is, this is because the base current IB1 during the on-period is determined as β times the base current IB1 (see El in FIG. 5), and the magnitude of this 11 is proportional to the power supply input voltage applied to the input winding (N1).

このように電源入力電圧に応じて定電圧制御範囲が変化
すると言うことは、上記入力電圧の最も高い場合を考慮
して、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）にコレクタ
定格電流やコレクタ・エミ豐夕間耐電圧の大きいものを
使用したり、出力整流部（６）のコンデンサ（Ｃ９）に
高耐圧のものを使用しなければならず、従って、回路が
大型となり安価に実現できないことを意味する。このこ
とは上述のような定電圧制御型の電源回路だけでなく、
定電流制御型の電源回路についても同様である。即ち、
定電流制御型の場合には、電源入力電圧の大きさに応じ
て定電流制御範囲が変化することになる。The fact that the constant voltage control range changes depending on the power supply input voltage means that the switching transistor (TR4) has a collector rated current and a collector-to-emitter withstand voltage, taking into consideration the case where the input voltage is the highest. This means that the capacitor (C9) of the output rectifier (6) must have a high withstand voltage, which means that the circuit becomes large and cannot be realized at low cost. This applies not only to constant voltage control type power supply circuits as mentioned above.
The same applies to constant current control type power supply circuits. That is,
In the case of a constant current control type, the constant current control range changes depending on the magnitude of the power supply input voltage.

そこで、本発明では、上記の点を考慮し、電源回路の最
大出力電力点が略一点に固定されるようにして、スイッ
チングトランジスタにコレクタ定格電流及びコレクタ・
エミッタ間耐電圧の小さいものを使用できると共に、出
力整流部の平滑用コンデンサにも低耐圧のものが使用で
きるようにして回路の小型化、低廉化を画ろうとしてい
る。Therefore, in the present invention, in consideration of the above points, the maximum output power point of the power supply circuit is fixed to approximately one point, and the collector rated current and collector current of the switching transistor are fixed.
In addition to being able to use a capacitor with a low withstand voltage between emitters, it is also possible to use a smoothing capacitor with a low withstand voltage in the output rectifying section, thereby making the circuit smaller and cheaper.

に）問題点を解決するための手段 本発明では、上記目的のために、コンバータトランスを
備えるスイッチング制御型電源回路に於いて、上記トラ
ンスの出力側に接続された整流平流出力電圧の変動を検
出する第２の誤差検出回路が設けられている。そして、
この第１第２の誤差検出回路が前記整流平滑回路の負荷
電流と出力電圧の状態に応じて選択的に動作し、その各
検出出力に応じて前記トランスの入力側に接続されたス
イッチングトランジスタのスイッチングタイミングが制
御されるようになっている。B) Means for Solving the Problems In the present invention, for the above purpose, in a switching control power supply circuit equipped with a converter transformer, fluctuations in the rectified output voltage connected to the output side of the transformer are detected. A second error detection circuit is provided. and,
The first and second error detection circuits selectively operate according to the load current and output voltage states of the rectifying and smoothing circuit, and depending on the respective detection outputs, the switching transistors connected to the input side of the transformer are activated. Switching timing is controlled.

捧）作用 第１第２の誤差検出回路が先の整流平滑回路の前記電流
・電圧状態に応じて選択的に動作するので、電源入力電
圧の変化に対して必ず上記第１第２誤差検出回路の一方
の出力によって定電圧制御型たは定電流制御が行なわれ
ることになり、その結果、電源回路から取り出し得る最
大出力電力が上記入力電圧の変化に拘わらず一定値に固
定される。Since the first and second error detection circuits selectively operate according to the current and voltage states of the rectifying and smoothing circuit, the first and second error detection circuits are always activated in response to changes in the power supply input voltage. Constant voltage control type or constant current control is performed by one output of the power supply circuit, and as a result, the maximum output power that can be extracted from the power supply circuit is fixed at a constant value regardless of the change in the input voltage.

（へ）実施例 第１図は本発明の一実施例を示しており、第３図の従来
回路と対応部分に同一図番を付して説明すると、この実
施例では特に出力整流部（６）と誤差検出部（４）を次
のように構成した点を特徴としてい（Ｃ１１）トチう−
クコイル（ＣＨ）によって構成されており、上記コンデ
ンサ（Ｃ９）　（Ｃ１１）八一方の端子間に負荷電流検
出用の抵抗（Ｒ１６）が直列に接続されている。そして
、この出力整流部（６）の出力ライン（Ｌ２）（Ｌ３）
間の直流電圧を動作電源として誤差検出部（４）を構成
する第１第２の誤差検出回路（４Ａ）（４Ｂ）が設けら
れている。(f) Embodiment FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, and the same figure numbers are given to corresponding parts to the conventional circuit in FIG. 3. ) and the error detection unit (4) are configured as follows (C11)
A resistor (R16) for detecting load current is connected in series between one terminal of the capacitors (C9 and C11). Then, the output lines (L2) (L3) of this output rectifier (6)
First and second error detection circuits (4A) (4B) constituting the error detection section (4) are provided, using the DC voltage between them as an operating power source.

前記第１誤差検出回路（４Ａ）はライン（ｆ、ｚ）（Ｌ
５）間に流れる負荷電流ＩＬの変動を検出するものであ
り、ライン（Ｌ２）とＰ点との間に差動対トランジスタ
（ＴＲｓ）（ＴＲ６）のコレクタ・エミッタ間が接続さ
れ、その一方のベースがツェナーダイオード（Ｚ［）＋
　）　（７）基準電圧を抵抗（Ｒｌｇ）　（Ｒ１９）　
トチ分圧する可変抵抗（ＶＲｌ）の摺動子に接続され、
他方のベースが抵抗（Ｒ２２）を介して前記ライン（Ｌ
５）に接続されており、前記トランジスタ（ＴＲ６）の
コレクタ電流がフォトカップラ（７）内の発光ダイオー
ドを通って流れるようになっている。また、第２誤差検
出回路（４Ｂ）はライン（Ｔ−２）（Ｌ３）間に得る直
流出力電圧の変動を検出するものであり、前記差動対の
一方のトランジスタ（ＴＲ６）のコレクタにトランジス
タ（ＴＲ７）のコレクタが接続され、エミッタにツェナ
ーダイオード（ＺＤ２）によって基準電圧が与えられる
と共に、ベースが前記ライン（Ｌ２）（Ｌ３）間の出力
電圧を抵抗（Ｒ２４）（Ｒ２ｓ）Ｑ′で分圧する可変抵
抗（ＶＲ２）の摺動子に接続された構成となっている。The first error detection circuit (4A) is connected to the line (f, z) (L
5) The collector-emitter of differential pair transistors (TRs) (TR6) are connected between the line (L2) and point P, and one of the The base is a Zener diode (Z[)+
) (7) Connect the reference voltage to the resistance (Rlg) (R19)
Connected to the slider of the variable resistor (VRl) that divides the voltage,
The other base is connected to the line (L) through the resistor (R22).
5), so that the collector current of the transistor (TR6) flows through the light emitting diode in the photocoupler (7). The second error detection circuit (4B) detects fluctuations in the DC output voltage obtained between the lines (T-2) and (L3), and has a transistor connected to the collector of one transistor (TR6) of the differential pair. The collector of (TR7) is connected, the emitter is given a reference voltage by a Zener diode (ZD2), and the base divides the output voltage between the lines (L2) and (L3) by resistors (R24) (R2s) Q'. It is connected to a slider of a variable resistor (VR2) that presses the pressure.

そして、前記フォトカップラ（７）内の受光トランジス
タのコレクタ・エツタ間は、制御回路部（５）のトラン
ジスタ（ＴＲ２）のベースバイアス用の分圧抵抗の二つ
（Ｒ８）（Ｒ７）に並列に接続されている。The collector and etcher of the light receiving transistor in the photocoupler (7) are connected in parallel to two voltage dividing resistors (R8) and (R7) for base bias of the transistor (TR2) in the control circuit section (5). It is connected.

なお、この実施例ではコンバータトランス（３）の巻線
（Ｎ３）のｉ、に間は、後述するようにｉ、ＪＩＩＪ５
ト制御］トランジスタ（ｒ□２）のベース・エミッタ間
に略一定のバイアス電圧を与えるためだけに使用される
ので、上記巻線（Ｎ３）は前述の従来回路はどには出力
巻線（Ｎ２λＸＮ２ｂ）に密結合しな（てもよい。In this embodiment, the distance between i and JIIJ5 of the winding (N3) of the converter transformer (3) is as described later.
Since the above-mentioned winding (N3) is used only to apply a substantially constant bias voltage between the base and emitter of the transistor (r□2), the above-mentioned conventional circuit is connected to the output winding (N2λXN2b). ) may not be tightly coupled.

また、補助出力巻線（Ｎ２ｂ）を設けたのは、差動対ト
ランジスタ（ＴＲ１ＳＸＴＲ６）を動作させるためにＰ
点を基準とする負電圧を必要とするからである。In addition, the auxiliary output winding (N2b) was provided to operate the differential pair transistors (TR1SXTR6).
This is because a negative voltage based on the point is required.

さて、斯る実施例に於いて、制御トランジスタ（ＴＲ２
ＸＴＲ３）によるスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
のターンオフ動作及びこのトランジスタのターンオン動
作は第３図の従来回路と同一であるから、ここでは本発
明で特徴とする第１第２誤差検出回路Ｃ４Ａ）（４Ｂ）
による制御動作についてのみ説明する。Now, in this embodiment, the control transistor (TR2
Switching transistor (TR4) by XTR3)
The turn-off operation of this transistor and the turn-on operation of this transistor are the same as those of the conventional circuit shown in FIG.
Only the control operation will be explained.

今、出力整流部（６）のライン（Ｌ２）（Ｌ３）間に接
続された負荷回路（８）のインピーダンスが充分大きく
て、上記ライン（Ｌ２）（ＩＪ）間に第２図に示す定電
圧（■０）を得ている状態とする。すると、この場合は
平滑コンデンサ（Ｃ１１）を電流源として上記負荷回路
（８）に流れる電流（負荷電流）　ＩＬは第２図のＩＬ
Ｏ以下であり、従って、検出用抵抗（Ｒ１６）を通って
流れる上記コンデンサ（Ｃ１１）への充電電流ｌｃ　（
この電流は上記負荷電流Ｉｔに略等しい）も小さい。そ
れゆえ、上記抵抗（Ｒ１６）の一端Ｃ）を基準とするラ
イン（Ｌ３）の電位即ち差動対トランジスタの一方（Ｔ
Ｒ６）のベース電位が他方（ＴＲｓ）のベース電位より
も低くなっており、このため上記トランジスタ（ＴＲ６
）がオフとなっている。一方、このとき前記ライン（Ｌ
２）（ＩＪ）間に定格値の出力電圧（Ｖｏ　）が現われ
ているので、第２誤差検出回路（４Ｂ）のトランジスタ
（ＴＲ７）のベース電位は高く、このトランジスタがオ
ンになっている。Now, the impedance of the load circuit (8) connected between the lines (L2) and (L3) of the output rectifier (6) is sufficiently large, and the constant voltage shown in Fig. 2 is applied between the lines (L2 and IJ). (■0) is obtained. In this case, the current (load current) flowing through the load circuit (8) using the smoothing capacitor (C11) as the current source is IL in Figure 2.
Therefore, the charging current lc (
This current is also small (approximately equal to the load current It). Therefore, the potential of the line (L3) with reference to one end C) of the resistor (R16), that is, one of the differential pair transistors (T
The base potential of the transistor (TRs) is lower than that of the other transistor (TRs).
) is turned off. On the other hand, at this time, the line (L
2) Since the output voltage (Vo) of the rated value appears between (IJ), the base potential of the transistor (TR7) of the second error detection circuit (4B) is high, and this transistor is turned on.

したがって、５ヒ記トランジスタ（Ｔｌ＜、７）のコレ
クタ電流がフォトカップラ（７）内の発光ダイオードに
流れ、このカップラ内の受光トランジスタは上記電流に
応じたインピーダンスを呈している。このため、この状
態から前記出力電圧（ｖＯ）が上昇すると、前記トラン
ジスタ（ＩＲ７）のコレクタ電流が増大し受光トランジ
スタのインピーダンスが減少するので、制御回路部（５
）内のＮ点の電位が上昇することになり、前述の如くス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間が短くな
って出力電圧を低下させるのである。Therefore, the collector current of the transistor (Tl<, 7) in 5H flows to the light emitting diode in the photocoupler (7), and the light receiving transistor in this coupler exhibits an impedance corresponding to the above current. Therefore, when the output voltage (vO) increases from this state, the collector current of the transistor (IR7) increases and the impedance of the light receiving transistor decreases.
) increases, and as mentioned above, the on-period of the switching transistor (TR4) becomes shorter, lowering the output voltage.

次に、斯る定電圧制御状態から前記負荷回路（８）のイ
ンピーダンスが大きく低下したとする。すると、ライン
（Ｌ２）（ＩＪ）間の出力電圧が非常に小さくなるので
、第２誤差検出回路（４Ｂ）のトランジスタ（ＴＲ７）
がオフになる。一方、このときには負荷電流Ｉｂが増大
するため、検出用抵抗（Ｒ１６）を流れる電流１ｃも増
加し、これによって前述のＰ点を基準とするライン（Ｌ
３）の電圧が上昇して差動対トランジスタ（ＴＲｓ　）
（ＴＲ６）が能動状態になる。Next, assume that the impedance of the load circuit (8) has decreased significantly from the constant voltage control state. Then, the output voltage between the lines (L2) (IJ) becomes very small, so the transistor (TR7) of the second error detection circuit (4B)
is turned off. On the other hand, since the load current Ib increases at this time, the current 1c flowing through the detection resistor (R16) also increases, which causes the line (L
3) The voltage increases and the differential pair transistors (TRs)
(TR6) becomes active.

したがって、今度は上記トランジスタ（ＴＲ６）のコレ
クタ電流がフォトカップラ（７）の発光ダイオードに流
れている。このため、この状態から前記負荷電流が更に
増大すると、この場合も上記発光ダイオードの電流が増
加してフォトカップラ（力内の受光トランジスタのイン
ピーダンスが減少する。Therefore, the collector current of the transistor (TR6) is now flowing to the light emitting diode of the photocoupler (7). Therefore, if the load current further increases from this state, the current of the light emitting diode increases in this case as well, and the impedance of the light receiving transistor in the photocoupler decreases.

これにより前述と同様にスイッチングトランジスタ（Ｔ
Ｒ４）のオン期間が短縮されて前記負荷電流Ｉｔ。As a result, the switching transistor (T
The on-period of R4) is shortened to reduce the load current It.

゛の増加が阻止される。従って、この負荷電流ＩＬが第
２図の一定値ＩＬＯに固定された定電流制御状態になる
。゛ is prevented from increasing. Therefore, a constant current control state is established in which the load current IL is fixed to the constant value ILO shown in FIG.

ここで、上述の如く定電圧動作及び定電流動作の両ｉの
動作をすることは、前述した最大電力点が電源入力電圧
の大小に拘わらず第２図のＡ点に固定されることを意味
する。なぜなら、例えば定電圧動作している状態で、電
源入力電圧を増大させると、前述の如くそれに伴って最
大負荷電流が増加しようとしても、この負荷電流が設定
値ＩＬＯを越えると、前述の如く定電流動作して上記最
大負荷電流が増大するのを阻止するからである。Here, performing both constant voltage operation and constant current operation as described above means that the maximum power point mentioned above is fixed at point A in Fig. 2 regardless of the magnitude of the power supply input voltage. do. This is because, for example, if the power supply input voltage is increased in a state of constant voltage operation, even if the maximum load current attempts to increase accordingly as described above, if this load current exceeds the set value ILO, it will become constant as described above. This is because it prevents the maximum load current from increasing due to current operation.

、　な詔、上記では定電圧動作している状態から負荷イ
ンピーダンスが低下して定電流動作に移行する場合につ
いて説明したが、逆に定電流動作している状態から定電
圧動作に移行する場合についても全く同様のことが言え
る。, In the above, we explained the case where the load impedance decreases from constant voltage operation to constant current operation, but conversely, the case where the constant current operation changes to constant voltage operation is explained. The exact same thing can be said.

次に、第３図は他の実施例を示しており、この実施例は
第１誤差検出回路（４Ａ）を１個のトランジスタ（ｒＲ
ｓ）で構成しているが、その動作は第１図の実施例と同
一であり、第１図の実施例に比較すると補助出力巻線（
Ｎ２ｂ）等も不要になるので回路構成が簡単番どなるが
、その反面、負荷電流検出用抵抗（Ｒ１６）の抵抗値が
小さい場合や上記トランジスタ（ＴＲｓ）のＶＢｌｌの
バラツキや温度変化によって動作点が変化するため、負
荷電流が若干変動する虞れがある。Next, FIG. 3 shows another embodiment, in which the first error detection circuit (4A) is connected to one transistor (rR
s), but its operation is the same as the embodiment shown in Figure 1, and compared to the embodiment shown in Figure 1, the auxiliary output winding (
N2b), etc. are no longer required, making the circuit configuration simpler, but on the other hand, the operating point may change due to small resistance values of the load current detection resistor (R16), variations in VBll of the transistors (TRs), or temperature changes. There is a possibility that the load current may fluctuate slightly.

なお、前述の定電圧動作、定電流動作の何れの場合にも
、第４図の従来回路のように制御トランジスタ（ＴＲ，
２）のターンオンが巻線（Ｎ３）側のコンデンサ（Ｃｓ
）に得る電圧の変化によって直接制御されることはない
。なぜなら、上記トランジスタ（ＴＲ２）のベース電位
とエミッタ電位をそれぞれ決めるコンデンサ（Ｃｓ）（
Ｃｓ）の各電圧は、同一の巻線（Ｎ３）のそれぞれの端
子ｕ＋ｔｈ＋間と端子ｆｉ　１０１間から得ているので
、略一定の関係にあり、従って、上記トランジスタ（Ｔ
Ｒ２）のベース・エミッタ間電圧が前記巻線（Ｎ３）の
電圧変動に対しては略一定に保持されるからである。Note that in both the constant voltage operation and constant current operation described above, control transistors (TR,
2) turn-on is the capacitor (Cs) on the winding (N3) side.
) is not directly controlled by changes in the voltage obtained. This is because the capacitor (Cs) determines the base potential and emitter potential of the transistor (TR2), respectively.
Since each voltage of the transistor (T
This is because the base-emitter voltage of R2) is held substantially constant against voltage fluctuations of the winding (N3).

（ト）発明の効果 本発明のスイッチング制御型電源回路に依れば、電源入
力電圧の大小に拘わらず直流出力電圧及び負荷電流がそ
れぞれ所定の値に制限されるので、上記入力電圧を安定
化範囲内の最大値に設定しても、スイッチングトランジ
スタをコレクタ定格電流やコレクタ・エミッタ間耐電圧
の大きいものに変更する必要がなく、且つ、高耐圧の平
滑用コンデンサを使用する必要もない。また、定電圧電
源としても定電流電源としても使用でき、定電圧電源と
して使用したときは第１誤差検出回路が過電流保護回路
として機能し、定電流電源として使用したときは第２誤
差検出回路が過電圧保護回路として機能するので、確実
な保護動作を実現できる。(G) Effects of the Invention According to the switching control type power supply circuit of the present invention, the DC output voltage and the load current are each limited to predetermined values regardless of the magnitude of the power supply input voltage, thereby stabilizing the input voltage. Even if it is set to the maximum value within the range, there is no need to change the switching transistor to one with a higher collector rated current or collector-emitter withstand voltage, and there is no need to use a high withstand voltage smoothing capacitor. It can also be used as a constant voltage power supply or a constant current power supply; when used as a constant voltage power supply, the first error detection circuit functions as an overcurrent protection circuit, and when used as a constant current power supply, the second error detection circuit functions as an overcurrent protection circuit. functions as an overvoltage protection circuit, ensuring reliable protection operation.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

９Ｊ１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はそ
の負荷電流対出力電圧特性図、第３図は他の実施例を示
す回路図である。 第４図は従来回路の一例を示す回路図、第５図はその各
部の電圧・電流波形図、９Ｊ６図はその負荷電流対出力
電圧特性図である。 （ＴＲ４）・・・スイッチングトランジスタ、＋３１・
・・コンバータトランス、（４Ａ）・・・第１誤差検出
回路、（４Ｂ）・・・第２誤差検出回路。FIG. 9J1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a load current vs. output voltage characteristic diagram thereof, and FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment. FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional circuit, FIG. 5 is a voltage/current waveform diagram of each part thereof, and FIG. 9J6 is a characteristic diagram of load current versus output voltage. (TR4)...Switching transistor, +31.
... converter transformer, (4A) ... first error detection circuit, (4B) ... second error detection circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）直流入力に対してコンバータトランスの入力巻線
とスイッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間を
直列に接続し、このスイッチングトランジスタを制御す
ることによつて前記トランスの出力巻線に接続された整
流平滑回路から安定化直流出力を取り出す電源回路に於
いて、前記整流平滑回路を通って流れる負荷電流の変動
を検出する第１の誤差検出回路と、前記整流平滑回路か
ら得る直流出力電圧の変動を検出する第２の誤差検出回
路を設け、この第１第２の誤差検出回路が前記負荷電流
と前記出力電圧の状態に応じて選択的に動作し、その各
検出出力に応じて前記スイッチングトランジスタのスイ
ッチングタイミングが制御されるようにしたスイッチン
グ制御型電源回路。(1) A rectifying and smoothing device connected to the output winding of the transformer by connecting the input winding of the converter transformer and the collector-emitter of the switching transistor in series with respect to the DC input, and controlling the switching transistor. In a power supply circuit that takes out a stabilized DC output from a circuit, a first error detection circuit detects fluctuations in a load current flowing through the rectifier and smoothing circuit, and detects fluctuations in the DC output voltage obtained from the rectifier and smoothing circuit. A second error detection circuit is provided, and the first and second error detection circuits selectively operate according to the states of the load current and the output voltage, and perform switching of the switching transistor according to each detected output. A switching control type power supply circuit whose timing is controlled.
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6443409A (en) * 1987-08-08 1989-02-15 Sintokogio Ltd Screw feeder
JPH08182313A (en) * 1994-07-21 1996-07-12 Samsung Electro Mech Co Ltd Switching mode power supply circuit with output voltage control and overcurrent protection function
JP2003302933A (en) * 2002-03-01 2003-10-24 Magnetek Spa Power circuit for plasma tv display, plasma television set containing the circuit, and respective powering method
EP1630938A3 (en) * 1996-05-15 2009-07-22 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Switched mode power supply
WO2016030264A1 (en) * 2014-08-28 2016-03-03 BSH Hausgeräte GmbH Clocked energy converter for supplying energy of an electronic control unit of a household device

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS56107783A (en) * 1980-01-31 1981-08-26 Origin Electric Co Ltd Power converter
JPS631030A (en) * 1986-06-20 1988-01-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd Aligner

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS56107783A (en) * 1980-01-31 1981-08-26 Origin Electric Co Ltd Power converter
JPS631030A (en) * 1986-06-20 1988-01-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd Aligner

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6443409A (en) * 1987-08-08 1989-02-15 Sintokogio Ltd Screw feeder
JPH08182313A (en) * 1994-07-21 1996-07-12 Samsung Electro Mech Co Ltd Switching mode power supply circuit with output voltage control and overcurrent protection function
EP1630938A3 (en) * 1996-05-15 2009-07-22 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Switched mode power supply
JP2003302933A (en) * 2002-03-01 2003-10-24 Magnetek Spa Power circuit for plasma tv display, plasma television set containing the circuit, and respective powering method
WO2016030264A1 (en) * 2014-08-28 2016-03-03 BSH Hausgeräte GmbH Clocked energy converter for supplying energy of an electronic control unit of a household device

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