JPS61220519A - デジタル解析および合成フィルタバンク - Google Patents

デジタル解析および合成フィルタバンク

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JPS61220519A
JPS61220519A JP61061023A JP6102386A JPS61220519A JP S61220519 A JPS61220519 A JP S61220519A JP 61061023 A JP61061023 A JP 61061023A JP 6102386 A JP6102386 A JP 6102386A JP S61220519 A JPS61220519 A JP S61220519A
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signal
clock reduction
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    • H03H17/02—Frequency selective networks
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、特許請求の範囲第１項の上位概念に記載のデ
ジモル解析合成ノイルタパンクに関する。
従来の技術 デジタルフィルタバンクは、これらに供給される入力信
号を、殊に信号の伝送、記憶および処理の際、部分帯域
信号にスペクトルを分割するために使用することができ
る。用途に応じてこのように発生された部分帯域信号は
コーディングされおよび／または処理される。デジタル
フィルタバンクを用いて発生さ扛る部分帯域信号の低減
される帯域幅に基いて、部分帯域信号は低減された標本
化周波数を有する標本化定理にしたがって表わすことが
できる。これにより解析フィルタバンクに対する計算コ
スト並びに部分帯域信号の伝送、記憶および処理に対″
ｆ′るコストを相応に低減することができる。
行なわれたクロック低減のため１部分帯域値号から出力
信５を再構成ないし合成するために。
合成フィルタバンクにおいて標本化周波数が高められな
ければならない。標本化周波数を本来の値にまで高める
ことによって、部分帯域信号の補間作用が生じかつこの
ように発生された補的に重置される。
上述のように、このために必要なコストを低減するため
に、殊に信号の伝送および記憶の際に、最大限のクロッ
ク低減を行なうことが必要である。最大限のクロック低
減は、標本化定理にしたがって部分帯域信号の帯域幅か
ら生じる。
一定の帯域幅Ｆａ／Ｍのチャネルを有するデジタルフィ
ルタバンクを前提とすれば、標本化周波数は実数帯域フ
ィルタにおいて係数ｒ＝Ｍ／２だけまたは、理想的な帯
域フィルタを前提とした場合、複素帯域フィルタでは係
数ｒ＝Ｍだけ低減することができる。その際Ｆａは入力
信号の標本化周波数であり１Ｍはチャネル数である。
実フィルタの有限の側縁勾配に基いて、上述の最大限の
クロック低減を行なうことができない。
ロナルド・Ｅ・　クロチェル著、プレンティス−ホール
のゝゝマルチレイト・デジタル・シグナル・プロセッシ
ング″（エンジェルウッド・クリフス、ニューシャーシ
ー０７６３２、例えば第３７６頁ないし第３８２頁）（
ゝゝＭｕｌｔｉｒａｔｅ　ｄｌｇ−ｌｔａｌ　ｓｉｇｎ
ａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　”、　Ｒｏｎａｌｄ　Ｅ
、　Ｃｒｏ−ｃｈｉｅｒｅ、　　Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈ
ａｌｌ、　　Ｅｎｇｅｌｅｗｏｏｄ　　Ｃ１ｉ−ｆｆｓ
、　Ｎｅｗ　Ｊｅｒｓｅｙ）　カラ、　４ｔｌｌＪす例
Ｍ　＝　２　オよびｒ＝２に対してクオドレチュアーミ
ラーーフィルタリングと称される解決法が公知であり（
ＱＭＦ　＝Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｍｉｒｒｏｒ　Ｆｉ
ｌｔｅｒ　）この解決法では発生ｆるスペクトル折り返
し成分（ｓｐｅｋｔｒａ　ｌｅ　Ｒｕｃｋｆａ　ｌ　ｔ
ｕｎｇｓａｎｔｅ　Ｉ　Ｉ　）　ハ合成フィルタバンク
において補償される。全部でＭ−１個の２チヤネルのフ
ィルタバンクを１つのツリー構造に接続形成することに
よって１Ｍ個のチャネルのフィルタバンクにおいても最
大限のクロック低減を行なうことができる（上記文献の
第３７９頁）。
発明が解決しようとする問題点 このようにして発生されるＭチャネルのフィルタバンク
は、一方において全部で２・（Ｍ−１）個のフィルタに
対する比較的高いコストが必要であること、他方におい
て、それぞれ１ｄ（Ｍ）の部分フィルタのカスケード接
続により高い信号遅延が生じるという欠点をゼする。
最大のクロック低減によって動作しないチャネル数Ｍン
２を有するフィルタバンクに対して。
上述のツリー構造と比較して比較的値かな回路コストし
か必要としないポリフェーズフィルタバンクが利用され
る。ドイツ連邦共和国特許公開第３１１８４７３号公報
から、デジタルポリフェーズ回路網を離散的フーリエ変
換（ＤＦＴ）用プロセッサと組合せて成る多チャネルの
フイルタパンクが公知である。このフィルタバンクは、
ツリー構造を有するフィルタバンクに比べて著しく短い
１ｄ号遅延を有ｌ〜かつ回路コストも比較的低い。
しかし最大限のクロック低減が１１なわれる場合には、
」一連のフィルタバンクでは、合成フィルタバンクにお
いて補償されない折り返し歪が生じる。
本発明の課題は、ドイツ連部共和国特許公開第３１１８
４７３号公報から公知のデジタル解析合成フィルタバン
クを、最大のクロック低減が行なわれる場合でも、障害
となる折り返し歪が補償されるように構成することであ
る。
問題点を解決するための手段 この課題は本発明によれば、特許請求の範囲第１項の特
徴部分に記載のデジタル解析合成フィルタバンクによっ
て解決される。
発明の作用および効果 本発明のデジタル解析合成フィルタバンクは。
その際使用される変形された２段階のクロック低減によ
って、最大のクロック低減が行なわれる複素ポリフェー
ズフィルタバンクを実現することができるという利点を
有する。その際発生する障害となる折り返し成分は、簡
単な形で合成フィルタリングの際に補償することができ
る。
本発明の特許請求の範囲第２項に記載の実施例は−ＤＦ
Ｔの対称特性を利用することができるという利点を有す
る。唯一のＤＦＴ変換によって同時に、２つの異なった
入力ベクトルのＣＯ５変換およびｓｉｎ変換を計算する
ことができる。
特許請求の範囲第３項に記載の実施例は、変換長さがＭ
／２に短縮されるという利点を有する。
次に本発明を図示の実施例につき図面を用いて詳細に説
明する。
本発明のデジタル解析合成フィルタバンクは。
有利にはデジタル無線伝送系の部分帯域符号器において
使用することができる。
公知のデジタル無線伝送系の部分帯域符号化は、既述の
ツリー構造においてカスケード接続されたＱＭＦフィル
タの原理に基いている（ロナルド・Ｅ、−クロチェル著
、ゾレンテイスーホールゝゝマルチレート・デジタル・
／グナル・グロセツシング）。この方法の利点は一既に
説明したように一符号器においてサブ標本化によって生
じる折り込み歪が復号器における補間フィルタリングに
おいて補償される点にある。
−カスケード接続によって一帯域幅に基づくよりも約２
倍根太きい遅延時間を必要とする点が不都合である。こ
れに対して、ドイツ連邦共和国特許公開第３１１８４７
３号公報から公知であるように、新開ポリフェーズ回路
網フィルタバンク（Ｐ　Ｐ　Ｎ　＝　Ｐｏｌｙ−Ｐｈａ
ｓｅ−Ｎｅｔｗｏｒｋ　）　Ｋよって最小の遅延時間が
実現される。
ハーフバンドフィルタとして公知の、クオドＬ／チー’
７−ミラー条件（Ｑｕａｄｒａｔｕｒ−５ｐｉｅｇｅｌ
−８ｅｄｉｎｇｕｎｇ　）　（７）　Ｑ　Ｍ　Ｆ方式が
、ＰＰＮフィルタバンクに採用される。したがって、実
現性の点から生じろ遅延との関連においてＭ＝８チャネ
ルを有する本発明のデジタル解析合成フィルタバンクは
、たった１０　　　の遅延しか有しなＴＩ　Ｓ い。これに部分帯域信号の符号化および復号化のために
必要である計算時間が加算される。チャネル数を倍にし
た場合この値も２倍となる。
この点を考慮して本発明のデジタル解析合成フィルタバ
ンクを有する部分帯域符号器は、種々のＲＥＬＰ−符号
器変形例に比べて著しい利点を有する。
個別帯域に対する適応形ビット割り当ては、ドイツ連邦
共和国特許公開第３１１８４７３号公報から公知の方法
に相応して行なわれる。その際第１ビツトは、最大のパ
ワを有するチャネルに割り当てられる。引続いてこのチ
ャネルのパワは小分割されかつ次のビットが再び、その
時最大のパワをゼするチャネルに割り当てられる。この
方法は、このことがすべてのビットに関して行なわれる
まで繰り返される。本来のビット割り当ては、復号器に
伝達する必要はない。
というのは１本来のビット割り当ては伝送される付加情
報から検出することができる。殊に。
符号器および復号器に対して全部で牛っのプロセッサ（
例えば東！＊された信号プロセッサＮＥＣμＰＤ’７７
２０）が必要とされる。
雑音の低減に対する音響的１よ線条件を考慮して音声符
号化のために、祈誓的な背景雑音の影響を殆んど受けな
いですむようなアルゴリズムのみが使用される。これに
より靴音に関しである程度の透過性が生じる（すなわち
背景雑音が一緒に伝送される）。障害を受けた音声信号
を符号化する前に適応形フィルタリングによって改善す
ることができる。所定の障害を低減するのに適している
方法は、ドイツ連邦共和国特許公開第３１１８４７３号
公報から公知である。
この方法は、障害を受けた信号の部分帯域分解および部
分帯域信号の適応形処理に基いている。
この方法によって殊に周期的な障害は効果的に抑圧され
、一方雑音の形式の障害において低減された残留雑音が
依然として残る。有利には、そこから公知のデジタルフ
ィルタ装置は部分帯域符号器と組み合わされる。その場
合両方の機能に対して１つの共通のフィルタバンクしか
必要でない。
解析フィルタバンクＡＦは供給される入力信号Ｘを、並
列に配置された、複素バンドパスフィルタＢＰを用いて
複素部分帯域信号に分割する。これら部分帯域信号は後
置接続された装置Ｕにおいてサブ標本化される。このた
めに、第１図に図示されているように、有利には係数ｒ
二Ｍ／２だけクロック低減されたポリフェーズ回路網フ
ィルタバンクＡＦ（ＰＰＮフィルタバンク）が使用され
る。タロツク低減の第１ステツプは、ドイツ連邦共和国
特許公開第３１１８４７３号公報に詳細に記載されてい
る。その際発生するＭ個の複素部分帯域信号Ｘμは、次
の式にしたがって複素数である。
（１）　Ｘ＃　（！　・Ｍ／２　）　＝ａμ（ｉ）＋　
ｊ−ｂμ（ｉ）μ−〇、１．・・・９Ｍ−１ クロック低減の第２ステツプにおいて、サブ標本化袋［
ＵＡを用いて、次の式にしたがってデータ伝送速度がさ
らにＡに低減される。
（２）　　Ｖμ（ｉｌ−０，５−（ｘμｉｉｌ＋（−１
）’　−ｘ二ＵＵ−その際Ｘμ（ｉ）は、データ系列Ｘ
μｍの共役複素数である。本発明によれば１Ｍ個の複素
部分帯域信号ｘμは更に、実数および虚数部分信号ａμ
Ｕ）および６μｍをずらしてサブ標本化することによっ
て（複素クロック低減）クロック低減が行なわれる。
交互に実数部か虚数部かのみが必要であるので、データ
伝送速度は、伝送または記憶および／または処理に対し
て、係数ｒ＝Ｍだけの最大のクロック低減におけるデー
タ伝送速度に相応する。
クロックのＡ低減の第２ステツプは、解析フィルタバン
クＡＦの実現の際、ＤＥＴプロセッサを、それがその都
度必要な値ａμ（１）およびｂμＵ＋を計算するように
構成することによって直接的に考慮することができる。
第１図に図示されているように１合成フィルタバンクＳ
Ｆの入力側において装置ｌを用いて１つおきのチャネル
の正負の極性が反転され。
すなわち奇数番目に識別されたチャネルが反転される。
合成のために、係数ｒ＝Ｍ／２で補間が行なわれるＰＰ
Ｎフィルタバンクも使用サレる。この場合も有利にはお
のおのの時点ｉにおいて部分帯域信号ｙＡ　（ｒ＋が実
数しかまたは虚数しかとらないことが利用される。
ゝゞア・ユーニファイド・アプローチ・トウ・デジタル
・ポリフェーズ・フィルタ・パンクス“（ドクター、ビ
、ヴアリイおよびジ、ヴアカーズロイター著）（ＡＥＵ
、第３７冊（１９８３年）、第２９頁ないし第３４頁）
　（”Ａ　　ＵｎｉｆｉｅｄＡｐｐｒｏａｃｈ　ｔｏ　
Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｐｏ１ｙｐｈａｓｅ　ＦｉｌｔｅｒＢ
ａｎｋｓ　”　、　Ｄｒ、　Ｐ、　Ｖａｒｙ、　Ｇ、　
Ｗａｃｋｅｒｓｒｅｕｔｈｅｒ　　）から、入力および
出力信号の周波数スペクトル間の関係が公知である。上
述の２ステツプにわたるクロック低減を考慮して、出力
信号文に対して次の式が成立つ。
その際Ω−２７ｒｆ／ＦａおよびＨ（ｆｌ）は、フィル
タバンクのプロトタイゾローパスフィルタの伝達関数で
ある。
このことに対−［る条件は、フィルタバンクのプロトタ
イゾロ−パスフィルタのしゃ断限界値が次の式で与えら
れる条件を満たしかつしＪＰ断減衰度２０１ｏｇｆδ）
が申し分なく高いことである。
７ｒ ７　≦　　Ω　　≦二　　ｈ７　　′つ　場　合　　“
＋４）　ｌ　Ｈｔｏ）ｌ　＜δ、 この関係において、しゃ断減衰によって印加される信号
成分を無視することができることが申し分なく高いこと
を意味する。実際にこの条件は満たされており、その線
式（４）によれば隣接するフィルタバンクチャネルの、
５０％のスペクトル重畳が許容されている。その都度１
４接するチャネル間に発生する、最大のクロック低減の
際発生する障害となる折り返し歪は、合成フィルタリン
グにおいて補償される。
第３ａ図および第３ｂ図に図示の部分帯域信号に基いて
１本発明のクロック低減の第２ステツプについて詳細に
説明する。第３ａ図に図示の複素部分帯域信号Ｘμ（１
）は、式（２）にしたがったサブ標本化において第３ｂ
図に図示のスペクトルに変換される。共役複素時間信号
ｘ二（ｉ）に。
（−１）”を用いた変調（式（２）参照）によってスペ
クトル的に、正規化された周波数Ｅだけシフトされる鏡
像化された。共役複索周波数スペクトルが相応する。鏡
像化およびシフトに基いて、１つおきに行なわれる極性
反転によって１つおきの部分帯域信号において、合成フ
ィルタリングの際の障害となる折り返し成分の補償を行
なうことができる。鏡像化によって、解析フィルタバン
クＡＦおよび合成フィルタバンクＳＦの隣接するフィル
タ間の相互作用が生じることによって、２つの隣接する
チャネル間の補償が行なわれることになる。
第２図には、本発明のデジタル解析合成フィルタバンク
の別の実施例が図示されている。解析フィルタバンクＡ
Ｆに対しても（第１図の場合と同様に）クロックがｒ＝
Ｍ／２だけ低減されるＰＰＮフィルタバンクが使用され
る。これにより、第１の実施例の場合と同様に、クロッ
ク低減の第１ステツプに対してドイツ連邦共和国特許公
開第３１１８４７３号公報から公知の解析フィルタバン
クが利用される。第２ステツグにおける引続くタロツク
低減に対して、隣接するチャネルの部分帯域信号Ｘμが
１次の式にしたがって、係数２だけ相補的にザブ標本化
される； 第２図において１式（５ａ）にしたがった部分帯域信号
ｙμ（１）の計算を明らかにするために、サブ標本化装
置はＡで示されている（相応に式（５ｂ）に対してはＵ
Ｂが示されている）。
引続いて１式（５ａ）にしたがったサブ標本化に対して
相補的である１部分信号のサブ標本化が次の式にしたが
って行なわれる。
（５１）、）　ｙμ（り−＝０．５　・（Ｘμｔ！ｌ　
（−１）’−ｘ′１ｌ（ｉｌ）−偶数番目または奇数番
目に識別されるチャネル（部分帯域信号）の異なった処
理は、逆に行なうようにすることもできる。
第１図の実施例と比べて１合成の前に行なわれる。隣接
する部分帯域信号の１つおきに行なわれる極性反転が不
要である。プロトタイゾロ−バスフィルタの上述の前提
に基いて、この場合法の式の入力・出力関係が成立つ： 式（３）または（６）にしたがった周波数特性の重畳の
際解析合成フィルタバンクの一足の合成周波数特性を発
生するプロトタイプロー・ぞスフィルタを計算するため
に適した方法は次の文献から公知である（ゝゝデジタル
・シグナル・プロセノン／り″、Ａ、■、オツペンハイ
ム著、ゾレンテイス・ホー／Ｌ＝　１９７５年）　（Ｘ
ＩＤ１ｇ１ｔａｌ　ｓ＋ｇ−ｎａｌ　　Ｐｒｏｃｅｓｓ
ｉｎｇ　”　、　　んＶ、Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ、Ｐｒｅ
ｎｔｉｃｅ　Ｈａｌｌ　） 複素部分帯域信号ｙμ（１）に対して行なわれる。
式（５ｂ）にて示されるサブ標本化は、第４ａ図および
第４ｂ図において図示されている。第４ｂ図と第３ｂ図
との比較が示すように、サブ標本化によって生じる、ス
ペクトルの鏡像化された繰り返しは、負の極性を有する
（式（５ｂ）および式（２）参照）。
この極性反転に基いて１部分帯域値号ｙμＵ＋０１つお
きに行なわれる極性反転を省略するこり とができ、その線式（６）によゐ成立つ合成周波数特性
が生じる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明デジタル解析合成フィルタバンクの第
１実施例を示すグロック線図であり、第２図は、第２実
施例を示すブロック線図であり、第３ａ図および第３ｂ
図は第１図の実施例において発生する部分帯域信号の周
波数スペクトルを示す図であり、第４ａ図および第４ｂ
図は第２図の実施例において発生する部分帯域信号の周
波数スペクトルを示す図である。 ＡＦ・・・解析フィルタバンク、ＢＰ・・・複素パ／ド
パスフィルタ、Ｕ、ＵＡ　、ＬＩＢ・・・ザブ標本化装
置、ＳＦ・・・合成フィルタ・９ツタ、１・・・極性反
転器 励ト 嶽口

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、解析フィルタバンク（ＡＦ）において入力信号（Ｘ
    ）が、同時にクロック低減されて（係数Ｍ／２だけ）Ｍ
    個の複素部分帯域信号（ｘμ）に分割されかつ該Ｍ個の
    複素部分帯域信号（ｘμ）は処理後合成フィルタバンク
    （ＳＦ）に供給され、該フィルタバンクは補間によつて
    標本化周波数を再び高めかつ補間された部分帯域信号（
    ｙμ）の加算によつて出力信号（■）を発生する、デジ
    タル解析合成フィルタバンクにおいて、 前記処理の際、Ｍ個の複素部分帯域信号（ｘμ）に、実
    数および虚数部分信号（ａμ（ｉ）、ｂμ（ｉ））をシ
    フトしてサブ標本化することにより（複素クロック低減
    ）、もう一度クロック低減を行なうようにしたことを特
    徴とするデジタル解析合成フィルタバンク。 ２、Ｍ個すべての複素部分帯域信号（ｘμ）の複素クロ
    ック低減は、次の式（２） ｙμ（ｉ）＝０．５・（ｘμ（ｉ）＋（−１）＾ｉ・ｘ
    ■（ｉ））＝＝｛ａμ（ｉ）：ｉ＝偶数、 ｊμ・ｂμ（ｉ）；ｉ＝奇数｝ にしたがつて行なわれるかまたは次の式（５ａ）ｙμ（
    ｉ）＝｛ａμ（ｉ）；（ｉ）＝偶数およびμ＝０、２、
    ４・・・、ｊ・ｂμ（ｉ）；ｉ＝奇数およびμ＝０、２
    、４・・・｝にしたがつて行なわれかつそれぞれ１つお
    きの複素部分帯域信号（ｙμ）の極性が反転される特許
    請求の範囲第１項記載のデジタル解析合成フィルタバン
    ク。 ３、偶数番目に識別されるＭ個の複素部分帯域信号（ｘ
    μ）の複素クロック低減が、次の式（２）ｙμ（ｉ）＝
    ０．５・（ｘμ（ｉ）＋（−１）＾ｉ・ｘ■（ｉ））＝
    ＝｛ａμ（ｉ）；ｉ＝偶数、 ｊμ・ｂμ（ｉ）；ｉ＝奇数｝ にしたがつて行なわれかつ奇数番目に識別されるＭ個の
    複素部分帯域信号（ｘμ）の複素クロック低減が、次の
    式（５ａ） ｙμ（ｉ）＝０．５・（ｘμ（ｉ）−（−１）＾ｉ・ｘ
    ■（ｉ））＝＝｛ｊ−ｂμ（ｉ）；ｉ偶数およびμ＝１
    、３、５・・・、ａμ（ｉ）；ｉ奇数｝ にしたがつて行なわれる特許請求の範囲第１項記載のデ
    ジタル解析合成フィルタバンク。
JP61061023A 1985-03-23 1986-03-20 デジタル解析および合成フィルタバンク Expired - Lifetime JPH0831775B2 (ja)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19853510573 DE3510573A1 (de) 1985-03-23 1985-03-23 Digitale analyse-synthese-filterbank mit maximaler taktreduktion
DE3510573.9 1985-03-23

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JPH0831775B2 JPH0831775B2 (ja) 1996-03-27

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EP (1) EP0200239B1 (ja)
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CA (1) CA1255361A (ja)
DE (2) DE3510573A1 (ja)

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