JPH05216496A

JPH05216496A - 帯域分割フィルタ

Info

Publication number: JPH05216496A
Application number: JP4020938A
Authority: JP
Inventors: Masataka Nikaido; 正隆二階堂
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-02-06
Filing date: 1992-02-06
Publication date: 1993-08-27

Abstract

(57)【要約】【目的】多相フィルタにおける正弦波マトリクスの乗
算を、ＦＦＴに置き換えることで、装置を簡単化し、高
速演算を可能とする。【構成】シフトレジスタ１の出力xとプロトタイプフ
ィルタ係数hを乗算器２で乗算し、乗算出力vを得る。乗
算出力vを2M個のブロックに分け、加算器３で最下位の
ブロックと次のブロックの出力を加算し、さらに次のブ
ロックの出力を加算器４で加算器３の出力に加算する。
以下順次加算し、最後のブロックの出力を加算器５で加
算する。加算器５の出力のうち下位のM/2個を下位ブロ
ックとし、残りを上位ブロックとし、下位ブロックは反
転器６で反転する。上位ブロックを下位入力とし、反転
器６の出力を上位入力として乗算器７でｗn=exp(-j2πn
／4M)を乗算する。乗算器７の出力に高速フーリエ変換
演算を施して２Ｍ個のフーリエ係数を得て、低域のＭ個
の係数の実数部のそれぞれを出力とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、オーディオ信号を圧縮
符号化して伝送する装置の改良に関し、特にオーディオ
信号を複数の帯域に分割して圧縮符号化するサブバンド
符号器に用いられる帯域分割フィルタの改良に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】近年、オーディオ信号をディジタル化し
て、更にそのディジタルオーディオ信号から、人間の聴
覚特性の観点から不要な情報を削除し、結果として情報
量を約１／４程度に圧縮する技術がいくつか提案されて
いる。これらの提案は、大きく分けて、２種類のタイプ
に分類できる。オーディオ信号の帯域をフィルタバンク
で複数のサブバンドに分割し、これら各サブバンド信号
を伝送するサブバンド符号化型のものと、オーディオ信
号を時間窓で切り出しながらフーリエ変換などの直交変
換を施し、その変換係数を情報圧縮して伝送する変換符
号化型のものである。これらの何れも、サブバンド信号
或いは変換係数の情報量を、聴覚特性を利用して圧縮し
て伝送している。

【０００３】サブバンド符号化型符号器、及びそれに用
いるフィルタバンクについては、例えば下記の文献
（１），（２）あるいは特許（３）に開示されている。

【０００４】（１）「多相直交フィルタ−新しいサブバ
ンド符号化技術(Polyphase Quadrature Filters - A ne
w Subband coding Technique)」ジェイエッチロス
ワイラー(J.H.Rothweiler)著、Proc. IEEE ICASSP83 12
80-1283頁 1983年（２）「計算効率の良いＱＭＦフィルタバンク (Comput
ationally efficientQMF Filter Banks)」エッチジェ
イヌスバウマー(H.J.Nussbaumer)著、Proc.IEEE ICAS
SP84 （３）米国特許第４，６９１，２９２号以下に、サブバンド符号器／復号器を説明し、それに用
いられる従来のフィルタバンクについて説明する。

【０００５】図７はサブバンド符号器及び復号器のブロ
ック図である。図７において、左半分の部分が符号器で
あり、右半分の部分が復号器である。始めに符号器につ
いて説明する。分析フィルタバンク701はディジタル形
式の入力信号をＫ個のサブバンド信号Ｘ₀(m)〜Ｘ_K-1(m)
に帯域分割する。最大値検出器702〜704は、フレームと
呼ばれる、連続するｍ個のサブバンドサンプルの中で、
それぞれＸ₀(m)，Ｘ₁(m)，・・・，Ｘ_K-1(m)の最大値を
求める。図示されていないサブバンド信号Ｘ₂(m)〜Ｘ
_K-2(m)に対してもそれぞれ同様の最大値検出器を設けて
おり、フレーム内の各サブバンドの最大値すなわちＫ個
の最大値を求める。適応ビット割当器708は同一フレー
ムのＫ個の最大値を元に、伝送容量で制限された利用可
能なビット数の各サブバンドに割り当てるビット配分を
決定する。量子化器705〜707は適応ビット割当器708で
決定されたビット配分に応じて、ディジタル形式のサブ
バンド信号Ｘ₀(m)〜Ｘ_K-1(m)をスケーリングし、さらに
再量子化する。マルチプレクサ709は、再量子化された
サブバンド信号と、復号に必要な補助情報、例えば適応
ビット割当器708で決定したビット配分情報、スケーリ
ング情報などをシリアル形式のビットストリーム信号に
変換し、同期パターンを付加して伝送チャネルに送出す
る。以上が符号化器の構成である。

【０００６】次に、図７の右半分の復号化器を説明す
る。デマルチプレクサ710は、符号化器から伝送された
ビットストリーム信号からサブバンド信号及び補助情報
を再生する。適応ビット割当器714は、補助情報から各
サブバンド信号の再量子化に用いた量子化方法を再現す
る。逆量子化器711〜713は適応ビット割当器714の出力
に応じてサブバンド信号を元のスケールのサブバンド信
号

【０００７】

【外１】

【０００８】₀(m)〜

【０００９】

【外２】

【００１０】_K-1(m)に再現する。合成フィルタバンク71
5は、サブバンド信号

【００１１】

【外３】

【００１２】₀(m)〜

【００１３】

【外４】

【００１４】_K-1(m)から元の広帯域信号X(n)を再合成す
る。

【００１５】

【外５】

【００１６】及び

【００１７】

【外６】

【００１８】に付いている＾は、量子化／逆量子化の処
理によって元の信号と多少異なることを示している。

【００１９】このようなオーディオ信号の符号化復号化
器に用いられるフィルタバンクとして、上述の文献
（１）では多相フィルタによる実現が開示されている。
多相フィルタはフィルタバンクの計算において、共通の
計算要素をまとめて計算するようにした効率の良いアル
ゴリズムである。始めに一般的なフィルタバンクを説明
する。図９（ａ）は、プロトタイプフィルタの周波数特
性である。フィルタバンクを構成する各バンドパスフィ
ルタは、このプロトタイプフィルタに正弦波を掛け算し
て、周波数をシフトすることで得られる。図９（ｂ）
は、周波数ω_kの正弦波の線スペクトルを示している。
暗にサンプリング周波数fsでディジタル化されたディジ
タル信号であることを仮定しているので、この正弦波の
スペクトルはfs/2を中心に対称に存在する。図９（ａ）
のプロトタイプフィルタを図９（ｂ）の正弦波で変調し
て、図９（ｃ）のバンドパスフィルタを得る。このバン
ドパスフィルタの中心周波数は当然ω_kである。フィル
タバンクを構成するため、変調信号の周波数とプロトタ
イプフィルタの特性は厳密に設定される。これは、符号
化および復号化の一連の処理によって、元のオーディオ
信号が再生されるために必要である。このため、プロト
タイプフィルタの特性は、それから生成されるバンドパ
スフィルタ群の重ね合わせが平坦な周波数応答となるよ
うに設計される。例えば、IEEE トランサ゛クション ASSP 第３
８号第１１番「フ゜リンセンーフ゛ラット゛リーフィルタハ゛ンクの音声と画
像の圧縮への応用("Application of Princen-Bradley F
ilter Bank to Speech and Compression" T.D.Lookabau
gh et.al.)」の1925頁，22式にそのことが記されてい
る。また、変調信号の周波数もプロトタイプフィルタか
ら作られるバンドパスフィルタが隙間なく並ぶように選
ばれている。すなわち、

【００２０】

【数１】

【００２１】である。各バンドパスフィルタのバンド幅
はfs/2Mとなる。Ｍはバンド数である。図９（ｄ）に、
この様にして作られる８バンドのバンドパスフィルタ群
を重ねて示した。図９において、周波数0〜fs/2に８つ
のバンドが存在し、fs/2〜fsにはそれらのイメージが存
在している。図９（ｄ）のように、fs/2をＭバンドに等
分割するフィルタバンクは、（数１）のように、ω_kが
π/2Mの奇数倍となることから奇数型フィルタバンクと
呼ばれる。一方、ω_k=2πk/2Mのように、ω_kがπ/2Mの
偶数倍となるフィルタバンクは偶数型フィルタバンクと
呼ばれる。フィルタバンクの出力信号すなわちサブバン
ド信号の帯域幅は、元信号の1/Mとなるので、サブバン
ド信号のサンプルをＭ個に１個のみ採用する間引き処
理、すなわちデシメーションを施して、サンプリング周
波数をfs/Mにすることができ、それによってＭ個のサブ
バンド信号の合計の情報量を元信号のそれに等しく保つ
ことができる。

【００２２】図８は、図９の様なフィルタバンクを、多
相構造を用いないで実現したブロック図である。図８に
おいて、５０１はシフトレジスタである。入力端子ＩＮ
から入力信号x(n)を、６４段のシフトレジスタ５０１に
次々と入力している。表記の簡単のために時刻ｎにおけ
るシフトレジスタのｐ段目出力をx(63-p)で表わすと、
出力x(0)〜x(63)のそれぞれは、まず最初に、対応する
プロトタイプのローパスフィルタ係数ｈ(p)を掛けられ
る。すなわち、

【００２３】

【数２】

【００２４】次に、正弦波ｓ₀(0)〜ｓ₀(63)を対応する
ｖ(p)に掛けて、それらを加え合わせてバンド０の出力
を得ている。同様に、正弦波ｓ₁(0)〜ｓ₁(63)を対応す
るｖ(p)に掛けて、それらを加え合わせてバンド１の出
力を得ている。バンド７まで同様の処理を施して、元信
号を８つのサブバンド信号に分解している。バンドｋの
出力ｂ_k(n)は、

【００２５】

【数３】

【００２６】と表せる。ここではプロトタイプフィルタ
に正弦波を掛けてバンドパスフィルタを得る手順は、元
信号にプロトタイプフィルタを掛け算し、その出力に正
弦波を掛けてサブバンド出力を得る手順に置き換えられ
ているが、同じ結果を得ることができる。図８の構成で
は、掛け算の回数は、６４×８で、５１２回必要であ
る。

【００２７】次に、同じフィルタバンクを多相構造を用
いて構成した場合を説明する。図１０は、多相構造を用
いたフィルタバンクのブロック図である。図１０の構成
では、正弦波の周期性を利用して、掛け算の回数を減ら
す工夫をしている。図９において、第ｋバンクのフィル
タの中心周波数ω_kは、（数１）より、

【００２８】

【数４】

【００２９】である。これを用いると、プロトタイプフ
ィルタを変調する正弦波は、

【００３０】

【数５】

【００３１】と表せる。ここでn₀は正弦波の位相遅延を
一般的に表現するものである。従って、ｓ_k(n)は、

【００３２】

【数６】

【００３３】となり、（数３）は、

【００３４】

【数７】

【００３５】と変形できる。図１０では、共通の掛け算
要素をまとめて実行することで、掛け算の回数は６４＋
１６×８で１９２回に減じられている。

【００３６】

【発明が解決しようとする課題】上記の図１０の従来例
によれば、掛け算回数が図８の従来例の場合に比べて格
段に少なく、符号化装置としての具現化が容易となる。
しかし、このような多相構造を用いた従来例の場合、一
般的に掛け算回数は、バンク数をＭとし、プロトタイプ
フィルタの長さをＫとすれば、Ｋ＋２Ｍ²となるため、
バンク数が３２やそれ以上になるような応用の場合に
は、やはり乗算回数の多さが具現化の際に問題となる。

【００３７】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、より乗算回数の少ないフィルタバンクを実現できる
帯域分割フィルタを提供することを目的とする。

【００３８】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、下記のステップからなる帯域分割フィルタ
である。すなわち、(A) Ｋ個の入力ディジタル信号x
(0)〜x(K-1)に、長さＫのプロトタイプフィルタ係数h
(0)〜h(K-1)を乗算してＫ個の乗算出力、v(n)=x(n)・h
(n),n=0,1,‥‥,K-1を得て、(B) このＫ個の乗算出力v
(n)を、２Ｍサンプル毎にブロック化してJ=K/2MなるＪ
個のブロックを形作り、さらにこのＪ個のブロックのう
ち偶数番目または奇数番目どちらか一方のブロックのサ
ンプル値を負号反転したのち、それぞれのブロックから
第ｎ番目のサンプルを集め、それらを加算することで２
Ｍ個のg(n)、n=0,1,‥‥,2M-1を計算し、(C) g(n)の先
頭M/2個のサンプルg(0)〜g(M/2-1)の負号を反転し、g(n
-2M)=g(n)の周期性を持って、g(n)をM/2個前方シフト
し、g'(n)=g(n-M/2)を求め、(D) g'(n)のそれぞれに、
対応するＷn=exp(-j2πn／4M),n=0,1,‥‥,2M-1を乗算
し、(E) その２Ｍ個の乗算出力に対して高速フーリエ
変換演算を施して２Ｍ個のフーリエ係数を得て、(F)
この２Ｍ個のフーリエ係数のうち、低域のＭ個の係数の
実数部のそれぞれを、Ｍ個のフィルタバンクの出力とす
る。

【００３９】

【作用】本発明は上記した構成により、プロトタイプフ
ィルタを正弦波で変調する過程において、ＦＦＴ演算を
利用できるので、乗算回数が飛躍的に減少し、バンク数
の多いフィルタバンクの具現化を容易ならしめることが
できる。

【００４０】

【実施例】実施例を説明するにあたって、始めに本発明
の理論的背景を説明する。

【００４１】フィルタバンクの実現方法については前述
した様々な文献、或いは、ロナルドイークロッキー(R
onald E. Crochiere)及びローレンスアールラビナ
ー(Laurence R. Rabiner)の共著になる「マルチレート
・ディジタル信号処理(Multirate Digital Signal Proc
essing)Prentice-Hall 1983」に詳しい。これらの文献
によれば、フィルタバンクのｋ番目のバンクは、図３
(a)のブロック図で表現できる。入力信号x(n)を乗算器3
01,302によって周波数ω_kの正弦波と余弦波で変調し、
それぞれをプロトタイプのローパスフィルタ303,304で
帯域制限した後、再び乗算器305,306で周波数ω_kの正弦
波及び余弦波で変調して、元の周波数位置に戻してい
る。この例ではこのあとこれら２つの信号を、デシメー
タ307,308を用いて１／Ｍにデシメーションし、加算器3
09で加算している。図３(a)はそれと等価な図３(b)に変
形できる。図３(b)では、図３(a)の乗算器305,306とデ
シメータ307,308の順序を入れ換えている。乗算器305,3
06はデシメータ307,308の後ろに位置したため、サンプ
ルレートの低い乗算器310,311に置き換えられている。
また、フィルタh(n)であるが、h(n)としては波形歪を軽
減する意味から直線位相であるべきであり、1/2サンプ
ルの位相遅延を扱わずに済むことから、図２(a)のよう
にフィルタ長Ｋが奇数であれば都合がよい。この時、h
(K-1-n)=h(n)となる。一方、ハードウェアによる計算の
簡便さを考えると、フィルタ長Ｋとしては２のべき乗で
あるのがよい。そこで、図２(b)のように、h(n)にもう
１サンプルh(0)=0を加え、１サンプルずつシフトしてh
(n)とする。すると、h(K-n)=h(n)となる。これらより、
信号x(n)のｋ番目のバンク出力であるＸ_k(m)は、Ｒｅ
｛Ｘ｝をＸの実数部として、

【００４２】

【数８】

【００４３】r=2Mp+nと置いて（nは以前のnと異な
る）、累算Σを２Ｍ個ずつに分割し再編する。

【００４４】

【数９】

【００４５】ω_k=(2πk/K)を代入し、K=2MJを考慮する
と、

【００４６】

【数１０】

【００４７】kとして、k=Jl/2；l=整数という制限を設
ける。すなわち、kをJ/2の整数倍にとることで、図４の
ような位置にハ゛ント゛ハ゜スフィルタを移動する。図４で実線で示
されたハ゛ント゛ハ゜スフィルタ群は、lが奇数の場合であり、奇数
型のフィルタハ゛ンクを構成する。また、破線で示されたハ゛ント゛ハ
゜スフィルタ群はlが偶数の場合であり、偶数型のフィルタハ゛ンクを
構成する。ここで、Ｘ_k(m)｜_k=Jl/2=Ｘ_l(m)と表すと、

【００４８】

【数１１】

【００４９】

【数１２】

【００５０】またここで、

【００５１】

【数１３】

【００５２】と置く。奇数型のフィルタバンクを実現す
るために、lとして奇数を選ぶ場合には、

【００５３】

【数１４】

【００５４】となるので、2M毎にh(n)の負号を反転して
h'(n)とおけば、

【００５５】

【数１５】

【００５６】となる。故に、（数１２）は、

【００５７】

【数１６】

【００５８】となり、ｌ番目のバンク出力は、g(n-n₀)
を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）して、その実数部をとる
ことで得られることがわかる。ここで、ＤＦＴは（数１
７）で定義される。

【００５９】

【数１７】

【００６０】ＤＦＴ［g(n-n₀)］は４Ｍ点のＤＦＴであ
るが、g(n)は、２Ｍ点の値しか持たないため累和Σの範
囲は0〜2M-1である。従って、g(n)の残り２Ｍ点は、"0"
として扱う。ＤＦＴは、ジェイダブリュークーリー
(J.W.Cooley)とジェイダブリューターキー(J.W.Tuk
ey)によって提案された、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
のアルゴリズムを用いて、図６の流れ図に従って計算で
きる。また、図６に見られるように、４Ｍ点のＤＦＴ
は、２つの２Ｍ点ＤＦＴに分解できる。図６において、
W₀〜W₇は複素正弦波であり、W_n=exp(-j2πn/4M)で与え
られる。奇数型フィルタバンクでは、図４で示されたよ
うに、lが奇数の場合にあたる図６の下半分の２Ｍ点Ｄ
ＦＴを実行すれば良いことになる。この下半分の２Ｍ点
ＤＦＴの入力I0〜I7には、図５より、g(n₀)〜g(2M-1),g
(0)〜g(n₀-1)がそれぞれW₀〜W₇を乗算されて後、入力さ
れる。

【００６１】次に、（数８）や（数１６）に現れる変調
信号の位相遅延n₀について説明する。図７のようなオー
ディオ圧縮符号化装置では、符号化／復号化を通して得
られる復元信号が元の信号と同じ或いは非常に類似して
いることが望まれる。この観点から、変調信号の位相遅
延n₀には制限が加わる。復号器に用いる合成フィルタバ
ンクのブロック図を図６に示す。図６において、デシメ
ーションされたｋ番目のバンド信号

【００６２】

【外７】

【００６３】_k(m)が、乗算器601、602によって余弦波cos
ω_kmMおよび、正弦波sinω_kmMで変調される。その後、
インターポレータ603、604でサンプルレートをＭ倍にし
て、プロトタイプフィルタf(n)で帯域制限され、イメー
ジ部分の除去が行われる。次に乗算器607、608によって
余弦波cosω_k(n+n₀)、正弦波sinω_k(n+n₀)で変調し、両
出力を加算器609で加算している。図６では、ｋ番目の
バンク出力の復号が表現されている。

【００６４】

【外８】

【００６５】(n)の復元には全てのバンクの復元信号出
力を加算する必要があり、図６の加算器610によって他
のバンクの成分を加算合成している。故に、復元信号

【００６６】

【外９】

【００６７】(n)は、

【００６８】

【数１８】

【００６９】

【数１９】

【００７０】

【数２０】

【００７１】ここで、｛｝の中は、ω_k=(2πk/K) を
代入して整理すると、

【００７２】

【数２１】

【００７３】また、

【００７４】

【数２２】

【００７５】であるので、r-n=s₀K、r+n+2n₀=s₁Kと置く
と、

【００７６】

【外１０】

【００７７】(n)は

【００７８】

【数２３】

【００７９】（数２３）の右辺第１項が復元項であり、
第２項がイメージ項である。プロトタイプフィルタとし
て、h(K-n)=h(n)なるフィルタを使用した場合、（数２
３）右辺第１項より、

【００８０】

【数２４】

【００８１】s₀=0の場合のみフィルタf(n)とフィルタh
(n)とが重なり、x(n)が復元されるので、

【００８２】

【数２５】

【００８３】故にf(n)=h(n)を用いると、

【００８４】

【数２６】

【００８５】が、元信号復元の条件となる。また、（数
２３）の右辺第２項はイメージ成分であり、０となるべ
きである。従って、K=2MJを代入して、

【００８６】

【数２７】

【００８７】m=J(s₁-1)を累和Σの真ん中にして、（す
なわち、m-J(s₁-1)をmに代入して）

【００８８】

【数２８】

【００８９】

【数２９】

【００９０】故に、2n₀=M と置くとΣの中はキャンセル
されることより第２の復元条件として、

【００９１】

【数３０】

【００９２】が求まる。以下、本発明の一実施例につい
て、図面を参照しながら説明する。

【００９３】図１は本発明の実施例におけるフィルタバ
ンクのブロック図である。図１において、シフトレジス
タ１は、端子ＩＮからディジタルオーディオサンプルを
入力し、最新のサンプル５１２個を記憶している。端子
ＩＮから新しいサンプルが入力されると端子ＯＵＴか
ら、最古のサンプルから順番にシフトアウトする。５１
２段のこのシフトレジスタの最終段のレジスタ出力をx
(0)とし、その１つ前のレジスタ出力をx(1)とし、順次
番号付けして、入力端子ＩＮに接続されている先頭段の
レジスタ出力をx(511)としている。乗算器２は、シフト
レジスタの出力x(0)とプロトタイプフィルタ係数h(0)を
乗算して、v(0)を出力する。符号が付されていない同様
の乗算器によってx(1)とh(1)が乗算されてv(1)を得る。
このようにして、v(0)〜v(511)が計算される。次に、加
算器３、加算器４、加算器５及びその他の図示されてい
ない４つの加算器によってg(0)が計算される。すなわ
ち、（数１５）より、

【００９４】

【数３１】

【００９５】同様にして、g(1),g(2),‥‥,g(63)が計算
される。g(16)は乗算器７によって、複素正弦波W(n),W
(n)=exp(-j2πn/4M)のn=0における値W(0)が乗算され、
乗算結果はＦＦＴ演算器８の入力端子I(0)に入力され
る。g(17)〜g(63)は、同様にして、それぞれW(1)〜W(4
7)が乗算され、結果はＦＦＴ演算器８の入力端子I(1)〜
I(47)に入力される。このようにg(n)とＦＦＴ演算器８
の入力I(n)の番号の対応が１６ずれている。これは（数
１６）で、g(n)にn₀のシフトを与えていることに対応
し、（数３０）におけるＭが図１の例では３２であるた
め、n₀=16となることによる。g(0)〜g(15)は負号反転器
６及びそれと同様の負号反転器によって負号反転され、
その後W(48)〜W(63)がそれぞれ乗算され、ＦＦＴ演算器
８の入力端子I(48)〜I(63)に入力される。ＦＦＴ演算器
８は、図５における下半分の２Ｍ点ＤＦＴを高速に実行
する。図１のＦＦＴ演算器８には、図５には、示されて
いなかったビット反転順序への順序並べ変え処理が含ま
れている。そして、低域の半分に当たる周波数成分の実
数部のみをＸ(0)〜Ｘ(31)として出力する。これらを、
それぞれバンク０〜バンク３１の出力とする。

【００９６】以上のように本実施例によれば、フィルタ
バンクの計算において、プロトタイプフィルタの係数を
サンプルに乗じた後、正弦波で変調してフィルタバンク
を実現する過程の中で、正弦波での変調を、計算効率の
非常に高い高速フーリエ変換を用いて実現できるべく工
夫している。従って、帯域分割フィルタバンクのバンク
数が３２やそれ以上に増えてもハードウェアとしての実
現が容易となる。

【００９７】以上のように本発明は、入力ディジタル信
号を複数Ｍ個のサブバンド信号に分割するディジタル型
の帯域分割フィルタであって、次のような特徴を有する
ものである。すなわち、(A) Ｋ個の入力ディジタル信
号x(0)〜x(K-1)に、長さＫのプロトタイプフィルタ係数
h(0)〜h(K-1)を乗算してＫ個の乗算出力、v(n)=x(n)・h
(n),n=0,1,‥‥,K-1を得て、(B) このＫ個の乗算出力v
(n)を、２Ｍサンプル毎にブロック化してJ=K/2MなるＪ
個のブロックを形作り、さらにこのＪ個のブロックのう
ち偶数番目または奇数番目どちらか一方のブロックのサ
ンプル値を負号反転したのち、それぞれのブロックから
第ｎ番目のサンプルを集め、それらを加算することで２
Ｍ個のg(n)、n=0,1,‥‥,2M-1を計算し、(C) g(n)の先
頭M/2個のサンプルg(0)〜g(M/2-1)の負号を反転し、g(n
-2M)=g(n)の周期性を持って、g(n)をM/2個前方シフト
し、g'(n)=g(n-M/2)を求め、(D) g'(n)のそれぞれに、
対応するＷn=exp(-j2πn／4M),n=0,1,‥‥,2M-1を乗算
し、(E) その２Ｍ個の乗算出力に対して高速フーリエ
変換演算を施して２Ｍ個のフーリエ係数を得て、(F)
この２Ｍ個のフーリエ係数のうち、低域のＭ個の係数の
実数部のそれぞれを、Ｍ個のフィルタバンクの出力とす
る。

【００９８】

【発明の効果】本発明は上記した構成を有することによ
って、演算の回数を効率よく削減できるため、帯域分割
フィルタバンクを小さいハードウェアで実現でき、或い
は高速に計算結果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例における帯域分割フィルタの構
成を示すブロック図

【図２】（ａ）はフィルタ長が奇数の場合の波形例を示
す波形図（ｂ）はフィルタ長が偶数の場合の波形例を示す波形図

【図３】（ａ）は帯域分割フィルタバンクの処理ブロッ
ク図（ｂ）は（ａ）と等価な処理ブロック図

【図４】本発明で実現されるバンドパスフィルタ群の周
波数特性図

【図５】本発明で用いる高速フーリエ変換の処理流れ図

【図６】復号器に用いる合成フィルタバンクの処理ブロ
ック図

【図７】従来の帯域分割型圧縮符号化器の構成を示すブ
ロック図

【図８】多相構造を用いないフィルタバンクのブロック
図

【図９】（ａ）はプロトタイプフィルタの周波数特性図（ｂ）は周波数ω_kの正弦波のスペクトル図（ｃ）は図９（ａ）のプロトタイプフィルタを図９
（ｂ）の正弦波で変調して得られるバンドパスフィルタ
の周波数特性図（ｄ）は８つのバンドパスフィルタの特性図

【図１０】従来の多相構造を用いたフィルタバンクの構
成を示すブロック図

【符号の説明】

１シフトレジスタ２，７乗算器３，４，５加算器６負号反転器８高速フーリエ変換器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力ディジタル信号を複数Ｍ個のサブバ
ンド信号に分割する、下記のステップからなることを特
徴とするディジタル型の帯域分割フィルタ。 (A) Ｋ個の入力ディジタル信号x(0)〜x(K-1)に、長さ
Ｋのプロトタイプフィルタ係数h(0)〜h(K-1)を乗算して
Ｋ個の乗算出力、v(n)=x(n)・h(n),n=0,1,‥‥,K-1を得
て、 (B) このＫ個の乗算出力v(n)を、２Ｍサンプル毎にブ
ロック化してJ=K/2MなるＪ個のブロックを形作り、さら
にこのＪ個のブロックのうち偶数番目または奇数番目ど
ちらか一方のブロックのサンプル値を負号反転したの
ち、それぞれのブロックから第ｎ番目のサンプルを集
め、それらを加算することで２Ｍ個のg(n)、n=0,1,‥‥,
2M-1を計算し、 (C) g(n)の先頭M/2個のサンプルg(0)〜g(M/2-1)の負号
を反転し、g(n-2M)=g(n)の周期性を持って、g(n)をM/2
個前方シフトし、g'(n)=g(n-M/2)を求め、 (D) g'(n)のそれぞれに、対応するＷn=exp(-j2πn／4
M),n=0,1,‥‥,2M-1を乗算し、 (E) その２Ｍ個の乗算出力に対して高速フーリエ変換
演算を施して２Ｍ個のフーリエ係数を得て、 (F) この２Ｍ個のフーリエ係数のうち、低域のＭ個の
係数の実数部のそれぞれを、Ｍ個のフィルタバンクの出
力とする。
【請求項２】プロトタイプフィルタh(n)の長さＫが２
のべき乗であることを特徴とする請求項１に記載の帯域
分割フィルタ。
【請求項３】プロトタイプフィルタh(n)が、h(K-n)=h
(n)なることを特徴とする請求項２に記載の帯域分割フ
ィルタ。