JPS61189170A - 自動始動型チヨツプ式電源の制御回路 - Google Patents

自動始動型チヨツプ式電源の制御回路

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JPS61189170A
JPS61189170A JP61025634A JP2563486A JPS61189170A JP S61189170 A JPS61189170 A JP S61189170A JP 61025634 A JP61025634 A JP 61025634A JP 2563486 A JP2563486 A JP 2563486A JP S61189170 A JPS61189170 A JP S61189170A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は、チョップ式電源と呼ばれる安定化電源の制
御回路に関するものである。
従来の技術 チョップ式電源は、以下のような動作を行なう。
ＡＣ主電源から電力が整流器ブリッジに供給され、その
ブリッジからの電流が変圧器の１次巻線に供給される。
変圧器の電流は１次巻線と直列に接続されているスイッ
チ（例えばパワートランジスタ）によりチョップされる
。
スイッチングトランジスタの制御回路は、そのトランジ
スタをイネーブルする方形波を発生する。
その方形波が持続している間は電流が流れる。これに対
しそれ以外のときは電流は流れない。
変圧器の２次巻線の１つ（またはいくつか）には、交流
電圧が現われる。この交流電圧は整流され、濾波されて
直流電圧となる。これがチョップ式電源の直流出力電圧
である。
この直流電圧の値を安定化するために、上記スイッチの
周期的な導通期間比、すなわち、チョッピング周期にお
ける導通持続時間と非導通持続時間との仕が調整される
。
発明が解決しようとする問題点 本件出願人が提案した第１図に示すチョップ式電源にお
いては、２個の集積回路が用いられている。一方の集積
回路Ｃ１１は、パワートランジスタＴＰのベースを制御
して、そのベースに周期的にイネーブル制御信号及びデ
ィスエーブル制御信号を供給する。このベース制御用集
積回路ＣＩＩは、後述することから十分に分かるように
、変圧器ＴＡの１次巻線Ｅｌ）側に設けられている。も
う一方の集積回路すなわち制御回路（、Ｉ２は、２次巻
線ＥＳ１の側に設けられている。この集積回路は、電源
の出力電圧■Ｓを検知して、制御信号を発生し、小変圧
器ＴＸを通して第１の集積回路に送る働きをする。第１
の集積回路Ｃ１１は、その制御信号に基づいて、スイッ
チ用トランジスタＴＰの周期的導通比を変更して、電源
の出力電圧■Ｓを制御する。
ここで、第１図の回路を更に詳細に検討する。
チョップ式電源を設計するにあたって様々な問題がある
。その中で本発明の発明者に特に関心がある問題は、電
源の始動の問題と、電源回路の様々な点で過大電圧や過
剰電流が生じたときの安全性の問題である。
第１の問題は、電源の始動である。スイッチがオンした
とき、制御回路ＣＩ２は、電源が正常出力電圧に達する
まで、ベース制御回路ＣＩＩに最大導通比の方形波を発
生させる。これは、最初放電した状態にあるフィルタコ
ンデンサが接続されている２次巻線側に過大な電流を流
すことになるので、非常に有害である。そのため、始動
段階での過剰電流によりパワートランジスタを破壊する
危険がある。
電源を投入したときの始動段階におけるイネーブル方形
波の持続期間を制限する漸進始動回路が米国特許第３９
５９７１４号明細書で既に提案されている。この米国特
許明細書は、電源の投入のときからのコンデンサの充電
によって、初め短い方形波を発生させ、その方形波の持
続時間を、制御回路が通常与える持続時間に達するまで
徐々に増大させる回路を開示している。この短い方形波
は、優先性を有しているが、始動期間の開方形波は徐々
に長くなるので、成る時間のあとにはその優先性を放棄
しなければならない。この時間は、コンデンサの充電時
定数で決定される。
第２の問題は、回路内で発生するかも知れない突発的な
過剰電流または過大電圧の危険である。
この過剰電流または過大電圧は、非常に有害であり、そ
の過剰電流または過大電圧を除くために何等かの対策を
講じなければ、パワートランジスタは破壊する。特に安
定化電源の出力の短絡は、パワートランジスタを即座に
破壊する。もしその短絡が電源の投入時に発生したなら
ば、短い持続時間から持続時間が徐々に増大する方形波
を発生する従来の漸進始動装置は、その短絡から生じる
過剰電流を十分に防止することはできない。
最後に、第１図に示すような回路にとって特に重要な問
題は、制御回路Ｃ■２により発生されベース制御回路Ｃ
１ｌが受ける制御信号が存在しない危険である。なお、
その制御信号は、パワートランジスタのイネーブルする
方形波の幅だけでなく、その方形波の周期性も決定する
。換言するならば、制御信号は、変圧器の二次側に発生
する信号に同期してチョッピング周波数を確定するため
に使用される。従って、そのような制御信号がないこと
は、検討しなければならない擾乱の原因となる。
更に、二次回路が一次回路から電気的に分離されている
第１図に示す回路構成では、後述するように、ベース制
御回路が電源の投入のあと迅速に動作するのに対して、
制御回路ＣＩ２は、チョップ式電源が動作状態にあると
きのみ動作することができる。その結果、始動の際、ベ
ース制御回路ＣＩｌは、制御信号を受けることができな
い。この問題も検討されねばならない。
そこで本発明は、電源の動作の偶発的擾乱（初期始動も
過渡的な擾乱動作状態と考えることができる）に対する
安全性に係る上記した様々な問題を可能な限り解決する
ことを目的とするものである。
問題点を解決するための手段 すなわち、本発明によるならば、改良されたチョップ式
電源制御回路が提供される。そのチョップ式電源制御回
路は、電源投入時には漸進始動型電源として動作させ、
一方、制御信号がないというような動作欠陥状態のとき
には安全モードに移行するように動作する。この安全モ
ードは、低周波数の周期的な連続サイクルからなってい
る。そして、そのサイクルは、サイクルの周期に仕較し
て短く且つチョップ式電源のスイッチング周期に比較し
て長い第１の部分の間において漸進始動を行なう。その
第１の部分の後に、サイクルの終了まで休止期間が続く
。この周期的サイクルは、電源の正常動作が確立するま
でまたは正常動作に回復するまで、続く。電源が正常状
態で動作していないとき（始動時または異常動作時）に
上記したサイクルは、超低周波発振器が規定する。そし
て、この発振器は、正常動作が実現されたときディスエ
ーブルされる。一方、高周波発振器が、制御信号がない
ときその代わりのチョッピング信号のバーストを発生す
る。この信号は、各サイクルの第１の部分の間のみ送ら
れ、第２の部分の間は禁止される。
本発明の非常に重要な特徴によれば、漸進始動は、固定
時定数のコンデンサの充電により方形波の持続期間を制
限することによってではなく、パワートランジスタの電
流を、始動状態の開栓々に増大してゆく最大値に制限す
ることによって、行われる。そして、上記した電流の値
の超過は、パワートランジスタの導通状態を遮断する。
従って、短絡に似た状態のときでも、トランジスタの電
流値は制限される。これは、従来の漸進型始動ではなか
ったものである。
更に詳述するならば、制御信号を受けて電源の主スイッ
チをイネーブルする方形波を発生し、該方形波は、受け
た制御信号の関数として幅が変化する、チョップ式電源
の制御回路が提供される。
この制御回路は、 前記制御信号の存在を検出する手段と、該検出手段に制
御されて、前記制御信号が存在しないときには一連の超
低周波数の周期的サイクルを発生し、前記制御信号が存
在するときには前記検出手段により禁止される超低周波
発振器と、前記制御信号が存在しないときに、前記イネ
ーブル方形波を発生するためにチョッピング信号を発生
する高周波発振器と、 前記各超低周波数周期的サイクルの内の、該サイクル自
体の周期と比較して短く且つ前記高周波発振器の発振周
波数の周期に比較して長い第１の部分の間のみ、前記チ
ョッピング信号を前記主スイッチに通過させ、前記各超
低周波数周期的サイクルの残りの部分の間はその通過を
阻止する禁止手段と を具備している。
好ましくは、前記高周波発振器は、前記制御信号の周期
より僅かに大きい自由発振周期を有しており、前記制御
信号が受けられるときその制御信号と同期する。
また、前記制御信号は、正のパルスとそれに続く負のパ
ルスとからなっており、その一方は、前記高周波発振器
を同期するために使用され、前記正のパルスは、前記禁
止手段を介してフリップフロップのセット人力に供給さ
れて、前記主スイッチの導通をトリガし、前記負のパル
スは、前記フリップフロップのリセット人力に供給され
て、該主スイッチの導通を遮断する。
更に、始動サイクルの間、徐々に増大する値に電流を制
限するために、前記主スイッチの電流を測定した信号を
受けて、しきい値を越えたとき前記主スイッチの導通状
態を遮断する信号を発生するしきい値コンパレータ（９
２）と、該コンパレータのしきい値を変化する手段（９
０）とが更に設けられる。このしきい値可変手段は、正
常動作状態のとき前記しきい値を第１の値に固定し、前
記各周期的しきい値変動サイクルの開始時には、前記主
スイッチのより低い電流に対応する第２のしきい値に第
１のしきい値からしきい値を急激に変化させ、該周期的
しきい値変動サイクルの第１の部分においてしきい値を
前記第２のしきい値から前記第１のしきい値へ徐々に戻
す。
実施例 第１図は、本発明を実施したチョッパ式電源の構成の一
例であり、本発明の有効性をよく示している。参照番号
１０は一般の配電線である。配電は１１０または２２０
ボルト、５０または６０ヘルツで行なわれる。この配電
線はフィルタ１２を通して整流器ブリッジ１４の人力に
接続している。この整流器ブリッジの出力は、下向きの
黒い三角形で表わす１次接地に一端が接続する一方、変
圧器ＴＡの１次巻線ＥＰの一端に他端が接続する。
フィルタ用コンデンサ１６は整流器ブリッジ１４の出力
に並列に設けられている。１次巻線の他端はスイッチン
グトランジスタＴｐ　のコレクタに接続されている。こ
のトランジスタのエミッタは、電流測定用の小抵抗１８
を通して１次接地に接続されている。
変圧器には２次巻線がいくつか設けであるが、配電線と
は電気的に絶縁され、−次接地とは電気的に絶縁された
二次接地等に接続されていることが望ましい。
本実施例では各２次巻線は一端が２次接地に接続されて
いる。他端は、それぞれ整流用のダイオードを通して低
域フィルタ用コンデンサに接続している。
以下の説明では２次巻線ＥＳ１のみに注目する。
この２次巻線はダイオード２０を通してコンデンサ２２
に接続している。チョッパ式電源の直流出力電圧はコン
デンサ２２の端子の電圧■５である。しかし、それ以外
の直流出力電圧は２次巻線に接続している他のフィルタ
用コンデンサの端子から得られる。これら出力電圧が、
使用する回路（図にはない）に対する電源からの安定化
電圧である。例えば、２次巻線Ｅ　Ｓ’　２からは先は
ど述べた制御用集積回路ＣＩ２に安定化された数ボルト
の電圧が供給される。従って、チョッパ式電源が働かな
い限りは、この回路には電圧が供給されず、その結果信
号を発生することもない。
パワートランジスタＴＰのベースを制御する集積回路Ｃ
１ｌに対しても同様であることがすぐわかる。この回路
には２次巻線ＥＳ３からダイオード２４とコンデンサ２
６とを通って安定化電圧が供給される。（この巻線は２
次巻線でありながら２次接地ではな（１次接地に接続さ
れている。これは、集積回路ＣＩＩが１次接地と電気的
にカップルしている必要があるという単純な理由による
ということをついでに指摘しておく。） しかし、チョッパ式電源が働くのを保障する必要がある
ため、集積回路ＣＩＩの電源端子２８は、高抵抗３０と
ダイオード３２を通して配電線にも直接接続させである
。集積回路ＣＩＩは１次接地に接続しているからころす
ることが可能である。これに対し集積回路ＣＩ２は配電
線と電気的に絶縁している必要があるためこのようには
できない。チョッパ式電源が正常に働き始めるとすぐに
、２次巻線ＥＳ３から出てダイオード２４を通った安定
化電圧は、配電線から出てダイオード３２を通った電圧
に勝るようになる。その結果、ダイオード３２はディス
エーブルとなる。配電線からの直接給電圧は初期始動直
後だけ行なわれる。
次に、集積回路（ｊｌとＣＩ２の役割を詳しく説明する
。
制御用集積回路ＣＩ２は、コンデンサ２２の端子、即ち
安定化電圧の出力に設けられた分圧器３４から、安定化
すべ酋電圧の値■５に関する情報を受は取る。
この情報は、前もって決めた基準値と比較された後、パ
ルス幅変調器に入力される。この変調器は、出力電圧の
値■５に依存してパルス幅が変化する周期的方形波を発
生する。Ｖｓが小さい程方形波のパルス幅が大きくなる
という関係がある。
その方形波はチョッパ式電源のチョッピング周波数と同
じ周波数である。そして、このチョッピング周波数は、
回路の２次側で発生される。具体的には、このチョッピ
ング周波数は、集積回路ＣＩ２の内部で発生することも
あるし、図には示さなかった外部の回路の中で発生する
こともある。
これは、選択したチョッピング周波数の鋸歯状電圧信号
である。そして、この鋸歯波電圧は、パルス幅変調のた
めに周知の方法で使用される。
チョッピング周波数と同じ周波数をもつ、可変パルス幅
の方形波は、小変圧器ＴＸの１次巻線３６に供給される
。この１次巻線とは電気的に絶縁されている２次巻線３
８からは、方形波の立上がりや立下りで正パルスや負パ
ルスを発生する。
制御用集積回路ＣＩ２により位置と周波数が決められる
これらパルスが、制御用集積回路Ｃ１ｌの入力端子４０
に供給される制御信号である。
変圧器ＴＸはフェライト棒にコイルを何回か巻きつけた
ものである。１次側のコイルと２次側のコイルは互いに
光分離して、チョッパ式電源の１次回路と２次回路の間
の絶縁基準が満たされるようにしである。
制御用集積回路ＣＩＩには入力端子がいろいろある。そ
れらのうち、電源端子２８と信号制御端子４０は既に説
明した。電流測定端子４４は電流測定用小抵抗１８に接
続している。この端子は、変圧器の励磁状態をモニタす
る禁止端子である。結局のところ、集積回路の一部をな
すのだが、技術的理由（かさばる）とか実用上の理由（
使用者が制御する可能性）とかで外部に設けた他部品（
抵抗、コンデンサ）との接続を行なうために入力端子が
設けである。
集積回路ＣＩＩは、出力端子４６を備えている。
この端子はパワートランジスタＴ、のベースに直結させ
られている。この端子からは、トランジスタＴＰのオン
オフを行なわせる方形波が発生する。
第２図は集積回路ＣＩ　’１の全体構成図である。
ただし、本発明に関係のある部品のみに限って表示しで
ある。
この回路の出力端子４６は、プッシュプル増幅段の出力
である。この段全体を参照番号４８で表わす。
この段は２個の増幅器を備えていることが望ましい。一
方はオン信号を受は取り、他方はオフ信号を受は取る。
オフ信号は、反転したオン信号を数マイクロ秒遅延して
つくられる。このような増幅器は現在ではよく知られて
いる。
オン信号は、フリップフロップ５０から送られてくる。
このフリップフロップは、セット入力端子５２とリセッ
ト入力端子５４をもつ。セット入力端子は、パワートラ
ンジスタをオン状態にさせるのに用いる。リセット端子
はオン状態を停止させるのに用いる。
セット入力端子５２にはＡＮＤゲート５８からのパルス
が入力される。その結果、同時にい（つかの条件が満た
される時にのみオン状態となる。これに対し、条件が満
足されないとオン状態を禁止する。
リセット入力端子５４には、ＯＲゲート６０からのパル
スが人力される。その結果、停止信号がこのゲートの入
力端子の１つに入力されるとすぐにオフ状態（もちろん
オン状態となったあとで）となる。
第２図では、ＡＮＤゲート５８は３入力端子をもつ。入
力端子の１つには高周波発振器６４の出力６２からの周
期パルスが人力される。他の入力端子は、このパルスの
通過を抑制する働きをもつ。
発振器は電源のチョッピング周期（例えば２０キロヘル
ツ）を決定するのに用いる。発振器は、正常動作状態に
おいては制御信号により同期されるのに対し、始動時に
は集積回路ＣＩＩの外にあって、接続端子６６．６８を
通じてこの集積回路に接続している抵抗値Ｒ６をもつ抵
抗と容量値Ｃ８をもつコンデンサにより決まるある自由
な周波数で自己発振を行なう。自由周波数ｆ。は原則と
して通常のチョッピング周波数よりもわずかに小さい値
をもつ。
発振器６４は弛張発振器で、端子４０に正パルスが現わ
れると電圧値がゼロに戻るような鋸歯状電圧を出力端子
７０に発生する。そのようなわけで、端子４０からの制
御信号を受けて、正パルスと負パルスに分けて整形を行
なう分離整形回路７４の出カフ２に発振器６４が接続さ
れている。従って、分離整形回路７４には出力が２つあ
る。出カフ２は正パルス用で、出カフ６は負パルス用で
ある。（正パルス、負パルスという言い方は、たとえ分
離整形回路が出カフ２と７６から同じ符号のパルスを発
生するにしても、オンパルスとオフパルスを区別するの
にも使用する。） 発振器６４には出力が２つある。出カフ０は鋸歯状波を
発生し、出力６２は鋸歯状波がゼロとなるときに短いパ
ルスを発生する。
パルス幅変調器７８には、発振器の出カフ０が接続され
る一方、この回路の接続端子８０に接続された外部抵抗
Ｒ１により調整可能な基準電圧が供給される。変調器７
８は、発振器の信号と同期した方形波を発生する。この
方形波は、最大導通時間Ｔｍａｘを決める。この時間を
越えると、安全のためパワートランジスタがオフ状態と
なる必要がある。変調器７８からの方形波はＯＲゲート
６０の入力端子の１つに供給される。時間ＴｍａＭは外
部抵抗Ｒ１で調節することができる。
すぐ上で説明した素子類が、集積回路ＣＩＩが正常動作
状態において機能する際の重要な働きをする。以下に説
明する素子類は、正常動作状態にない場合、即ち電源の
始動時の制御を行なうために設けられている。
超低周波発振器８２は、接続端子８６を通して外部容量
Ｃ２に接続している。この外部容量を用いて非常に低い
周波数の制御を行なうことができる。
周波数は１ヘルツでもよい。
発振器８２は弛張発振器で、鋸歯状波を発生する。
この鋸歯状波は、一方では、しきい値コンパレータ８８
に供給される。このコンパレータからは、この発振器か
ら発生した超低周波数の鋸歯状波と同期した方形波を発
生する。しかし、この方形波は鋸歯状波と比べて持続時
間が短い。この持続時間はコンパレータ８８のしきい値
により決まる。持続時間は例えば周期の１０％である。
しかし、高周波発振器６４から多数のパルスからなるバ
ーストが超低周波数の周期の１０％の間に出力されて利
用されうるように、自由発振周波数の周期と比べて持続
時間が長くなっていなければならない。このバーストは
、始動サイクルの第１部分の間の始動動作を決める。こ
のバーストのあとには、１周期の残りの９（）％の時間
続く休止期間が続く。
発振器８２は始動にのみ用いられる。制御信号が端子４
０に現われ、チョッパ式電源が稼動していることを表示
しているときには、発振器は動作禁止される。そのよう
なわけで、この発振器の禁止制御人力に分離整形回路７
４の出カフ２がフリップフロップ８９を通して接続して
いる。このフリップフロップは出カフ２に現われるパル
スにもとづき状態を変える。出カフ２にパルスがもはや
出力されなくなると発振器６４からの出力６２により初
期状態にリセットされる。
超低周波発振器からの鋸歯状波は、可変しきい値発生回
路９０にも送られる。この回路は、正常動作状態では第
１の値ＶＳＩをもち、始動時には第１の値ＶＳＩと第２
の値の間で周期的に変動するしきい値をもつしきい値信
号（電源または電圧）を発生する。後にこのしきい値の
変動の様子を詳しく述べる。今言っておくことができる
のは、変動が超低周波数の鋸歯状波により制御されると
いうことである。
回路９０から発生したしきい値信号は、コンパレータ９
２の入力に供給される。このコンパレータ９２のもう一
方の端子はパワースイッチを通過する電流の大きさを表
わす信号を受けるために、既に説明をした端子４４に接
続している。コンパレータ９２の出力はＯＲゲート６０
の一入力端子に供給される。
従って、このゲートはパワートランジスタＴｐをオン状
態のあとでオフ状態にする働きをもつ。従って、回路９
０により決められたく固定または可変）しきい値を越え
るとすぐにトランジスタＴｐはオフ状態となる。
別のしきい値コンパレータ９４の入力端子の１つも電流
測定用端子４４に接続しており、そのコンパレータ９４
のもう１つの入力端子には第３のしきい値ＶＳ３を表わ
す信号が供給される。第３のしきい値ＶＳ３は、回路９
０により決められる第１のしきい電圧■Ｓ１よりもスイ
ッチ内の大きな電流に対応する。コンパレータ９４の出
力は記憶用フリップフロップ９６を通してＡＮＤゲート
５８の１つの入力に接続されており、パワースイッチ内
の電流が第３のしきい値ＶＳ３を越える場合に、トラン
ジスタＴｐカコンパレータ９２によってディスエーブル
されず、再びイネーブルされたあと禁止されるようにし
ている。この禁止は、フリップフロップ９６が正常動作
状態に対応する初期状態に再び戻るまで続く。
理論上は、集積回路ＣＩＩに電力が普通に供給されなく
なり、再び電力が供給されるときに限りこのリセットが
行なわれる。例えば、フリップフロップ９６のリセット
はヒステリシスのあるしきい値のコンパレータ９８によ
り行なう。このコンパレータは、（端子２８を通して）
この回路に供給される電圧Ｖ　ｃｃの部分電圧と基準電
圧の比較を行ない、この基準値より小さい第２の基準値
よりも■。０が小さくなった後最初に第１の基準値を■
。０が越えるときにフリップフロップをリセットする（
ヒステリシス）。
（端子４０に制御信号があるかどうか、つまり電源が正
常に働いているかどうかの検出を行なう）フリップフロ
ップ８９の出力はＯＲゲート１００の人力の１つに接続
される。このＯＲゲートのもう１つの人力には、電源の
動作が正常状態になるとすぐにトランジスタＴｐ　のオ
ン状態に再び戻るのを禁止する（超低周波数サイクルの
９０％の時間の間の禁止する）ためにコンパレータ８８
の出力に接続されている。
次に、ベース制御回路のチョップ式電源と集積回路ＣＩ
Ｉの内部の電圧波形を参照しながら上記した電源の動作
の説明を行なう。
ａ）　スイッチをオンにした際の始動 最初の状態では集積回路には電力は全く供給されていな
い。
電源供給端子２８の電圧はゼロからＶａａまで上昇する
。Ｖ　ａ　ａＯ値は、チョッパ式電源が端子２８にＶ　
ｃ　ｃからそのままの値の電圧を供給しない限りは、Ｖ
　ｃ　ｃの定格通りの値ではなく、ダイオード３２と抵
抗３０（第１図参照）から供給されるより小さな値をも
つ。Ｖ　ａ　ａは集積回路Ｃ’ＩＩの全素子がほぼ正常
に動作するに充分な電圧である。Ｖａａはまた、フリッ
プフロップ９６を再び初期設定するに充分な電圧である
。初期設定し直されるとそれ以後は、フリップフロップ
は、パワートランジスタＴＰがオンになるのをもはや制
御しない。
一方、入力４０には制御信号はない。その結果、高周波
発振器は自由周波数で発振し、超低周波発振器も同様に
発振する。（この超低周波発振器は、フリップフロップ
８９により制御されることはない。
何故なら、このフリップフロップは分離整形回路７４の
出カフ２の制御信号を受は取らないからである）。
超低周波発振器８２とコンパレータ８８で、超低周波数
で繰返される始動動作の周期的サイクルが決まる。
各サイクルは、コンパレータ８８の出力における持続時
間の短い方形波により決まる第１の部分と超低周波の周
期の終わりの部分からなる第２の部分とからなっている
。第１の部分は始動を実際に行なわせる。第２の部分は
、実際に始動しなかった場合の休止の部分である。休止
時間は、パワーの消費を少なくするよう実効動作の持続
時間よりもはるかに長くしである。
サイクルの第１の部分の間は、高周波発振器６４からの
オン信号はＡＮＤゲート５８を通過可能となる。その後
は禁止される。高周波発振器６４の出力６２から出る各
パルスはトランジスタＴｐをオン状態にする。そして、
そのトリガパルスのバーストは、超低周波数の周期の約
１０％の時間に出力される。
始動の間はトランジスタ内の電流は増加する傾向にある
。発振器６４から各イネーブルパルスが供給された後、
電流が回路９０の可変しきい値により決まるしきい値を
こえるとすぐにコンパレータ９２がオン状態を遮断する
。もしこのコンパレータ９２がオン状態を引き起こさな
いならば、持続時間Ｔｍａ）１の終わりに変調器７８が
それをすることになる。
しきい値発生回路は、正常動作状態で、（即ち、超低周
波発振器８２がフリップフロップ８９によりディスエー
ブルされるとき）第１の固定しきい値■Ｓ１をコンパレ
ータ９２に供給し、更に、超低周波発振器からの鋸歯状
波の関数として可変しきい値を次のような方法で供給す
る。
−　始動サイクルの始めの瞬間（鋸歯状波の開始または
すぐ前の鋸歯状波のゼロへの戻り）には、しきい値は第
１の値ＶＳＩから、第１の値に対応する電流よりも小さ
な電流に対応する第２の■Ｓ２へと突然変化する。
続いて、このしきい値は（超低周波数の鋸歯状波に駆動
されるおかげで）第２の値から第１の値へと徐々に上昇
していく。上昇持続時間は、始動方形波の持続時間（即
ち、超低周波周期の約１０％の時間）と一致しているこ
とが望ましい。
この後は、しきい値は、その周期の終わりまで第１の値
ＶＳＩにとどまる。しかし、このときにこの回路が始動
しなかった場合には、コンパレータ８８はＯＲゲート１
００を通してＡＮＤゲート５８を閉じさせ、その後の超
低周波周期の残りの期間の間（９０％）パワートランジ
スタがオンとなることを禁止する。この場合、始動サイ
クルの第２の部分に移行する。第２の部分というのは休
止であって、その間は発振器６４からのパルスはＡＮＤ
ゲート５８を通過することはない。
このようなわけで、始動サイクルは２レベルで作用する
。第１は、イネーブルパルスのバーストが出力され（１
０％の時間）、次のサイクルが始まるまでは停止する（
９０％の時間）。第２は、このバーストの開電流の制限
しきい値が、比較的低い第２の値から、より高い正常値
へと徐々に変化する。
従って、始動時のバースト期間にトランジスタＴｐ内の
電流のピークの振幅を観測するならば、振幅が第２の値
から第１の値へとほぼ直線的に増加するのを見ることが
できる。このため、単純にＴｍａｘを小さな値から規格
の値に増加させるような場合と比べてずっと有効な作用
により徐々に始動させる方法が得られる。
始動がうまくいかない場合には、次のサイクルの第１の
部分で新たにイネーブルパルスのバーストが供給される
。（サイクルはほぼ１秒に１回繰返し、バーストは１０
０ミリ秒持続するということを指摘しておく。） 始動がうまくいった場合には、制御信号が端子４０に現
われる。この信号は分離整形回路７４で整形される。こ
の信号は、鋸歯状波がゼロに戻るのを妨げるフリップフ
ロップ８９を通して超低周波発振器８２を停止させる。
さらに、フリップフロップ８９はＯＲゲート１００を通
して、コンパレータ８８により与えられる禁止効果を無
効にする信号を発生する。最終的には、始動がうまくい
くとすぐに、制御信号は高周波発振器６４を同期させる
。
第３図は始動期間の高周波信号を表わす図である。
−ラインａは、発振器６４（周波数ｆ。、周期Ｔ。
の出カフ０の鋸歯状波である。
−　ラインｂは、トランジスタＴ、をオン状態にさせる
パルスである。このパルスは鋸歯状波がゼロに戻るのと
同期している（発振器６４の出力６２）。
−　ラインＣは、トランジスタの周期的導通接続時間の
最大値を決める変調器７Ｂの出力の方形波である。
−ラインｄは、スイッチ内の電流が回路９０により決ま
る（始動時に徐々に増加する）しきい値を越えたときに
コンパレータ１２から発生するパルスである。
ラインｂのパルスによりトリガされたトランジスタＴ、
の導通状態は、電流のしきい値を越えない場合にはライ
ンＣの方形波により、そうでない場合にはコンパレータ
９２の出力により停止される。
第４図は、始動サイクルの間の超低周波の信号を表わす
。ラインの時間軸のスケールは第３図の場合と同じでは
ない。その理由としては、高周波発振器６４の周波数は
例えば２０キロヘルツであるのに対し、低周波発振器８
２の周波数は例えば１ヘルツであることを指摘すれば充
分であろう。高周波パルスは実際には数が多すぎて全部
は描ききれないので、第４図には簡単化して単に記号的
に表しである。
−　ラインｅは、超低周波発振器（周波数ｆ２、Ｔ２）
の鋸歯状波出力である。
−ラインｆは、コンパレータ８８の出力で、超低周波数
での始動の各サイクルの第１の段階（トランジスタＴ、
をイネーブルすることによる始動）と第２の段階（オン
状態を禁止することによる休止）を表わす。
−ラインｇは、自由発振している高周波発振器から発生
するパルスである。
−ラインｈは、ＡＮＤゲート５８の出力のイネーブルパ
ルスのバーストである。
−ライン１は、始動サイクルの間に回路９０により与え
られるしきい値の周期的変化を表わす。鋸歯状波が始ま
る点で、理論上の固定値■Ｓ１は突然ＶＳ２に落ちる。
続いて、始動バーストの間に、鋸歯状波が直線的に増加
するのに伴いＶＳ２からＶＳＩへと徐々に回復する。
ｂ）　正常動作状態が確立している際の電源の動作この
場合、超低周波発振器はもはや機能しない。
高周波発振器は制御信号により同期される。
制御信号の正パルスと同期してゼロに戻る高周波鋸歯状
波は、トランジスタＴｐをオン状態にする。（正常動作
状態ではＡＮＤゲート５８により禁止されることはない
。）負パルスは、ＯＲゲート６４を通じてトランジスタ
ＴＰをディスエーブルする。ただし、既にディスエーブ
ルされている場合は別である。そのようなディスエーブ
ルは、−コンパレータ９２により、電流のしきい値が第
１の値を越えるのが検出されることによるか、あるいは
、 −正パルスとすぐ後に続く負パルスの間隔が決められた
最大持続時間Ｔ□イよりも大きい場合は、変調器７Ｂに
より行なわれる。
第５図は、正常動作状態での高周波信号を表わす。
−　ラインＪは、回路の人力４０に入力させる正負が交
互に現われるパルスである。（これらパルスは、パワー
トランジスタＴｐがイネーブル時とディスエーブルされ
るときを決める制御信号である。）−ラインには、分離
整形回路７４の出カフ２に現われる整形されたパルスで
ある。このパルスは制御信号の正パルスにのみ対応する
。
−ライン１は、発振器６４の出カフｏの鋸歯状波である
。この鋸歯状波は、ゼロに戻るのがラインにのパルスと
同期するように、制御信号と同期させである。
−ラインｍは、発振器６４の出力６２のパルスである。
このパルスは、ラインｐの鋸歯状波がゼロに戻るときに
発生する。
−ラインｎは、変調器７８の出力の方形波であって、こ
の方形波がパワートランジスタの導通状態の持続時間の
最大値を決める。
−ライン０は、分離整形回路７４の出カフ６から発生す
るパルスである。このパルスは制御信号の負パルスに対
応している。
−ラインｐは、パワートランジスタ内の電流がＶＳＩに
対応するしきい値を越えた場合のコンパレータ９２の出
力のパルスを参考として掲げたものである。
パワートランジクＴｐ　は、ラインにのパルスによりイ
ネーブルされた後、すぐ後に続くライン〇のパルスによ
り普通はディスエーブルされる。特別な場合、即ち、ラ
イン０のパルスが現れる前にしきい値　ＶＳＩが越えら
れてしまっている場合には、ラインｐのパルスにより、
また、しきい値ＶＳＩが越えられていなくて、ラインｎ
の方形波が始まった後にライン０のパルスが現われる場
合には、ラインｎのパルスによりディスエーブルされる
。
第６図は、始動状態から正常動作状態へと移り変わると
きの超低周波数信号を表わす。（第４図と同じスケール
） −ラインｑは、入力４０の制御信号である。この信号は
最初は存在せず、ある時点で出現する。
−ラインｒは、フリップフロップ８９の出力で、制御信
号の有無を表わす。
−ラインＳは、超低周波鋸歯状波である。フリップフロ
ップ８９がハイレベル（制御信号の存在を示す）ならば
、この鋸歯状波はハイレベルに上がって再び下がること
はない。
−ラインｔは、ＯＲゲート１００の出力である。
この出力は、コンパレータ８８から出力されて、始動バ
ーストを発生させる短い持続時間の方形波（第４図参照
）を初めに表わし、そのあとに続くコンパレータ８８に
よるＡＮＤゲート５Ｈの禁止をμ旧Ｆするハイレベルと
なる。
Ｃ）　誤動作時における安全モード この安全モードは、スイッチをオンにするときと同様の
始動サイクルを確立することである。
制御信号が人力４０から消えたときに超低周波発振器８
２を再び動作させることによりこのサイクルを開始させ
る。
フリップフロップ８９は、分離整形回路７４の出カフ２
のパルスをもはや受けなくなると初期状態に戻る。その
ため、発振器８２は再び発振を始めることができて、上
記のサイクルが確立される。
ｄ）　重大な誤動作：過剰電流 始動状態であれ、正常動作状態であれ、トランジスタＴ
ｐの内部に過剰電流が流れるとコンパレータ９２により
検知され導通が停止する。
しかし、電源の出力に短絡などがある場合には、導通を
完全に遮断できる前に電流が上昇し続けるといった形の
過剰電流となることがある。この場合、トランジスタＴ
Ｐ内の電流が第１の値よりも３０％はど大きい第３のし
きい値を越えるときには、しきい値コンパレータ９４が
イネーブル禁止命令を出せるようにしておくとよい。こ
の禁止命令は、このコンパレータにより状態が切り替っ
てＡＮＤゲート５８をディスエーブルするフリップフロ
ップ９６に記憶させておく。フリップフロップ９６は、
この集積回路がその一部または全体に電力供給がなされ
なくなった後、再び正常に電力供給を受けるようになっ
たときにのみ初期状態に戻ることができる。トランジス
タＴ、をイネーブルするパルスを再び通すには例えばス
イッチを一旦切って再びオンにする必要がある。
この説明を終わるにあたり、コンパレータ９２の可変し
きい値を発生する回路９０の一例を第７図に示す。発振
器８２からの超低周波数鋸歯状波は、電圧／電流コンバ
ーク１０２に供給される。このコンバータは、ゼロから
ある最大値まで増加する電流を発生する。
この電流は、直列に接続している電圧源（電圧値ＶＳ２
）１０４と抵抗１０６に供給される。ツェナーダイオ−
）’］１）８（導通しきい値ＶＳ１）で表わした電圧ク
リッパは、電圧源１０４と抵抗１０６からなる部分とは
並列に接続される。コンバータ１０２の出力と抵抗１０
６と電圧クリッパ１０８を接続した点は回路９０の出力
となり、コンパレータ９２の人力に接続される。従って
、鋸歯状波がゼロになるときには、回路９０の出力電圧
はＶＳ２である。その後、出力電圧は抵抗１０６内の電
流が（直線的に）上昇するにつれて大きくなる。抵抗１
０６の端子１０６の電圧がＶＳ　ＩＶｓ２に達し、それ
を越えると、電圧クリッパは、導通して、出力電圧がＶ
Ｓ１にきどまるように余剰電流を接地に逃がす。
発明の効果 以上詳しく説明したように、本発明によるチョッパ式電
源の制御回路を用いると、この電源に過剰電流が加えら
れても過剰分を遮断してしまうことができるため、スイ
ッチ用パワートランジスタが破壊される心配がない。
【図面の簡単な説明】
第１図は、２個の集積回路を用いた本発明のチョップ式
電源のダイヤグラムであり、 第２図は、変圧器の１次巻線側に設けられたパワートラ
ンジスタの制御を行なう集積回路のダイヤグラムであり
、 第３〜６図は、制御回路内の各点での波形の時間変化を
表わす図であり、 第７図は、可変しきい値を発生するための回路の詳細な
図である。 （主な参照番号） １０・・配電線、　　１２・・フィルタ、１４・・整流
器ブリッジ、 １６、２２．２６・・コンデンサ、　１８・・小抵抗、
２０、２４．３２・・ダイオード、　２８・・電源人力
、３０・・高抵抗、　　３４・・分圧器、３６・・１次
巻線、　３８・・２次巻線、４０・・制御信号入力、　
４４・・電流測定入力、４６・・出力、　４Ｂ・・プッ
シュプル増幅器、５０、８９．９６・・フリップフロッ
プ、５８・　・ＡＮＤゲート、　　６０，１００　・・
ＯＲゲート、６４・・高周波発振器、　７４・・分離整
形回路、７８・・変調器、　８２・・超低周波発振器、
８８、９２．９４・・コンパレータ、 ９０・・可変しきい値発生回路、 ９８・惨ヒステリシスコンパレータ、 １０２　　・・電圧／電流コンバータ、１０４　　・・
電圧源、　　１０６・・抵抗、１０８　　・・ツェナー
ダイオード、 ＣＩＩ、ＣＩ２・・集積回路、 ＥＰ・・１次巻線、 ＥＳｌ、、ＥＳ２．ＥＳ３・・２次巻線、ＴＡ、ＴＸ・
・変圧器

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）制御信号を受けて電源の主スイッチをイネーブル
    する方形波を発生し、該方形波は、受けた制御信号の関
    数として幅が変化する、チョップ式電源の制御回路であ
    って、該制御回路は、 前記制御信号の存在を検出する手段と、 該検出手段に制御されて、前記制御信号が存在しないと
    きには一連の超低周波数の周期的サイクルを発生し、前
    記制御信号が存在するときには前記検出手段により禁止
    される超低周波発振器と、前記制御信号が存在しないと
    きに、前記イネーブル方形波を発生するためにチョッピ
    ング信号を発生する高周波発振器と、 前記各超低周波数周期的サイクルの内の、該サイクル自
    体の周期と比較して短く且つ前記高周波発振器の発振周
    波数の周期に比較して長い第１の部分の間のみ、前記チ
    ョッピング信号を前記主スイッチに通過させ、前記各超
    低周波数周期的サイクルの残りの部分の間はその通過を
    阻止する禁止手段と を具備することを特徴とするチョップ式電源の制御回路
    。
  2. （２）前記高周波発振器は、前記制御信号の周期より僅
    かに大きい自由発振周期を有しており、前記制御信号が
    受けられるときその制御信号と同期することを特徴とす
    る特許請求の範囲第（１）項記載のチョップ式電源の制
    御回路。
  3. （３）前記制御信号は、正のパルスとそれに続く負のパ
    ルスとからなっており、その一方は、前記高周波発振器
    を同期するために使用され、前記正のパルスは、前記禁
    止手段を介してフリップフロップのセット入力に供給さ
    れて、前記主スイッチの導通をトリガし、前記負のパル
    スは、前記フリップフロップのリセット入力に供給され
    て、該主スイッチの導通を遮断することを特徴とする特
    許請求の範囲第（１）項記載のチョップ式電源の制御回
    路。
  4. （４）前記主スイッチの電流を測定した信号を受けて、
    しきい値を越えたとき前記主スイッチの導通状態を遮断
    する信号を発生するしきい値コンパレータと、該コンパ
    レータのしきい値を変化する手段とを更に具備しており
    、該しきい値可変手段は、正常動作状態のとき前記しき
    い値を第１の値に固定し、前記各周期的しきい値変動サ
    イクルの開始時には、前記主スイッチのより低い電流に
    対応する第２のしきい値に第１のしきい値からしきい値
    を急激に変化させ、該周期的しきい値変動サイクルの第
    １の部分においてしきい値を前記第２のしきい値から前
    記第１のしきい値へ徐々に戻すことを特徴とする特許請
    求の範囲第（１）項記載のチョップ式電源の制御回路。
  5. （５）前記超低周波発振器は、鋸歯状波信号を発生する
    弛張発振器であり、前記しきい値可変手段は、該超低周
    波発振器の出力で駆動されることを特徴とする特許請求
    の範囲第（４）項記載のチョップ式電源の制御回路。
  6. （６）前記主スイッチを流れる電流を測定した信号を受
    けて、該主スイッチを流れる電流が前記第１のしきい値
    より大きい第３のしきい値を越えたとき、該主スイッチ
    のイネーブルを完全に禁止する信号を発生する第２のし
    きい値コンパレータが設けられていることを特徴とする
    特許請求の範囲第（４）項及び第（５）項のいずれか１
    項に記載のチョップ式電源の制御回路。
  7. （７）前記第２のコンパレータから送られる前記禁止信
    号は、電源回路が部分的または全体的に給電が中止され
    たあと再び正常に給電された場合のみ解除されることを
    特徴とする特許請求の範囲第（６）項記載のチョップ式
    電源の制御回路。
JP61025634A 1985-02-08 1986-02-07 自動始動型チヨツプ式電源の制御回路 Expired - Lifetime JPH0691740B2 (ja)

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