JPS62296718A - チヨツプ式電源の保護回路 - Google Patents

チヨツプ式電源の保護回路

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JPS62296718A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 産業上の利用分野 この発明は、チョップ式電源と呼ばれる安定化電源の保
護回路に関するものである。
従来の技術 チョップ式電源は、以下のような動作を行なう。
ＡＣ主電源から電力が整流器ブリッジに供給されＪその
ブリッジからの電流が変圧器の１次巻線に供給される。
変圧器の電流は１次巻線と直列に接続されているスイッ
チ（例えばパワートランジスタ）によりチョップされる
。
スイッチングトランジスタの制御回路は、そのトランジ
スタをイネーブルする方形波を発生する。
その方形波が持続している間は電流が流れる。これに対
しそれ以外のときは電流は流れない。
変圧器の２次巻線の１つ（またはいくつか）には、交流
電圧が現われる。この交流電圧は整流され、濾波されて
直流電圧となる。これがチョップ式電源の直流出力電圧
である。
この直流電圧の値を安定化するために、上記スイッチの
周期的な導通期間比、すなわち、チョッピング周期にお
ける導通持続時間と非導通持続時間との比が調整される
。
第１図に本件出願人が提案したチョップ式電源を示す。
図示のチョップ式電源には、２個の集積回路が用いられ
ている。一方の集積回路Ｃ１ｌは、パワートランジスタ
ＴＰのベースを制御して、そのベースに周期的にイネー
ブル制御信号及びディスエーブル制御信号を供給する。
このベース制御用集積回路ＣＩＩは、後述することから
十分に分かるように、変圧器ＴＡの１次巻線ＥＰ側に設
けられている。もう一方の集積回路すなわち制御回路Ｃ
Ｉ２は、２次巻線ＥＳ１の側に設けられている。この集
積回路は、電源の出力電圧ＶＳを検知して、制御信号を
発生し、小変圧器ＴＸを通して第１の集積回路に送る・
働きをする。第１の集積回路ＣＩＩは、その制御信号に
基づいて、スイッチ用トランジスタＴＰＯ周期的導通比
を変更して、電源の出力電圧ＶＳを制御する。
第１図において、参照番号１０は一般の商用電源の配電
線を示している。配電は１１０または２２０ボルト、５
０または６０ヘルツで行なわれる。この配電線はフィル
タ１２を通して整流器ブリッジ１４の入力に接続してい
る。この整流器ブリッジの出力は、下向きの黒い三角形
で表わす１次接地に一端が接続する一方、変圧器ＴＡの
１次巻線ＥＰの一端に他端が接続する。
フィルタ用コンデンサ１６は整流器ブリッジ１４の出力
に並列に設けられている。１次巻線の他端はスイッチン
グトランジスタＴ、のコレクタに接続されている。この
トランジスタのエミッタは、電流測定用の小抵抗１８を
通して１次接地に接続されている。
変圧器には２次巻線がいくつか設けであるが、配電線と
は電気的に絶縁され、−次接地とは電気的に絶縁された
二次接地等に接続されていることが望ましい。
本実施例では各２次巻線は一端が２次接地に接続されて
いる。他端は、それぞれ整流用のダイオードを通して低
域フィルタ用コンデンサに接続している。
以下の説明では２次巻線ＥＳＩのみに注目する。
この２次巻線はダイオード２０を通してコンデンサ２２
に接続している。チョッパ式電源の直流出力電圧はコン
デンサ２２の端子の電圧Ｖｓである。しかし、それ以外
の直流出力電圧は２次巻線に接続している他のフィルタ
用コンデンサの端子から得られる。これら出力電圧が、
使用する回路（図にはない）に対する電源からの安定化
電圧である。例えば、２次巻線ＥＳ２からは先はど述べ
た制御用集積回路ＣＩ２に安定化された数ボルトの電圧
が供給される。従って、チョッパ式電源が働かない限り
は、この回路には電圧が供給されず、その結果信号を発
生することもない。
パワートランジスタＴ、のベースを制御する集積回路Ｃ
ＩＩに対しても同様であることがすぐわかる。この回路
には２次巻線ＥＳ３からダイオード２４とコンデンサ２
６とを通って安定化電圧が供給される。（この巻線は２
次巻線でありながら２次接地ではなく１次接地に接続さ
れている。これは、集積回路ＣＩＩが１次接地と電気的
にカップルしている必要があるという単純な理由による
ということをついでに指摘しておく。） しかし、チョッパ式電源が働くのを保障する必要がある
ため、集積回路Ｃ１１の電源端子２８は、高抵抗３０と
ダイオード３２を通して配電線にも直接接続させである
。集積回路ＣＩＩは１次接地に接続しているからこうす
ることが可能である。これに対し集積回路ＣＩ２は配電
線と電気的に絶縁している必要があるためこのようには
できない。チョッパ式電源が正常に働き始めるとすぐに
、２次巻線ＥＳ３から出てダイオード２４を通った安定
化電圧は、配電線から出てダイオード３２を通った電圧
に勝るようになる。その結果、ダイオード３２はディス
エーブルとなる。配電線からの直接給電圧は初期始動直
後だけ行なわれる。
次に、集積回路ＣＩＩとＣＩ２の役割を詳しく説明する
。
制御用集積回路ＣＩ２は、コンデンサ２２の端子、即ち
安定化電圧の出力に設けられた分圧器３４から、安定化
すべき電圧の値Ｖ、に関する情報を受は取る。
この情報は、前もって決めた基準値と比唆された後、パ
ルス幅変調器に入力される。この変調器は、出力電圧の
値Ｖ、に依存してパルス幅が変化する周期的方形波を発
生する。■、が小さい程方形波のパルス幅が大きくなる
という関係がある。
その方形波はチョッパ式電源のチョッピング周波数と同
じ周波数である。そして、このチョッピング周波数は、
回路の２次側で発生される。具体的には、このチョッピ
ング周波数は、集積回路Ｃ■２の内部で発生することも
あるし、図には示さなかった外部の回路の中で発生する
こ七もある。
これは、選択したチョッピング周波数の鋸歯状電圧信号
である。そして、この鋸歯波電圧は、パルス幅変調のた
めに周知の方法で（実用される。
チョッピング周波数と同じ周波数をもつ、可変パルス幅
の方形波は、小変圧器ＴＸの１次巻線３６に供給される
。この１次巻線とは電気的に絶縁されている２次巻線３
８からは、方形波の立上がりや立下りで正パルスや負パ
ルスを発生する。
制御用集積回路ＣＩ２により位置と周波数が決められる
これらパルスが、制御用集積回路Ｃ１ｌの入力端子４０
に供給される制御信号である。
変圧器ＴＸはフェライト棒にコイルを何回か巻きつけた
ものである。１次側のコイルと２次側のコイルは互いに
光分離して、チョッパ式電源の１次回路と２次回路の間
の絶縁基準が満たされるようにしである。
制御用集積回路ＣＩＩには入力端子がいろいろある。そ
れらのうち、電源端子２８と信号制御端子４０は既に説
明した。電流測定端子４４は電流測定用小抵抗１８に接
続している。この端子は、変圧器の励磁状態をモニタす
る禁止端子である。結局のところ、集積回路の一部をな
すのだが、技術的理由（かさばる）とか実用上の理由（
使用者が制御する可能性）とかで外部に設けた他部品（
抵抗、コンデンサ）との接続を行なうために入力端子が
設けである。
集積回路ＣＩＩは、出力端子４６を備えている。
この端子はパワートランジスタＴｐのベースニ直結させ
られている。この端子からは、トランジスタＴｐのオン
オフを行なわせる方形波が発生する。
第２図は集積回路ＣＩＩの全体構成図である。
ただし、本発明に関係のある部品のみに限って表示しで
ある。
この回路の出力端子４６は、プッシュプル増幅段の出力
である。この段全体を参照番号４８で表わす。
この段は２個の増幅器を備えていることが望ましい。一
方はオン信号を受は取り、他方はオフ信号を受は取る。
オフ信号は、反転したオン信号を数マイクロ秒遅延して
つくられる。このような増幅器は現在ではよく知られて
いる。
オン信号は、フリップフロップ５０から送られてくる。
このフリップフロップは、セット入力端子５２とリセッ
ト入力端子５４をもつ。セット入力端子は、パワートラ
ンジスタをオン状態にさせるのに用いる。リセ７）端子
はオン状態を停止させるのに用いる。
セット入力端子５２（Ｓ）にはＡＮＤゲート５８からの
パルスが入力される。その結果、同時にいくつかの条件
が満たされる時にのみオン状態となる。
これに対し、条件が満足されないとオン状態を禁止する
。
リセット入力端子５４（Ｒ）には、ＯＲゲート６０から
のパルスが入力される。その結果、停止信号がこのゲー
トの入力端子の１つに入力されるとすぐにオフ状態（も
ちろんオン状態となったあとで）となる。
第２図では、ＡＮＤゲート５８は３入力端子をもつ。入
力端子の１つには高周波発振器６４の出力６２からの周
期パルスが入力される。他の入力端子は、このパルスの
通過を抑制する働きをもつ。
発振器は電源のチョッピング周期（例えば２０キロヘル
ツ）を決定するのに用いる。発振器６４は、正常動作状
態においては制御信号により同期されるのに対し、始動
時には集積回路Ｃ，１１の外にあって、接続端子６６．
６８を通じてこの集積回路に接続している抵抗値Ｒ６を
もつ抵抗と容量値Ｃ８をもつコンデンサにより決まるあ
る自由な周波数で自己発振を行なう。自由周波数ｆ。は
原則として通常のチョッピング周波数よりもわずかに小
さい値をもつ。
発振器６４は弛張発振器で、端子４０に正パルスが現わ
れると電圧値がゼロに戻るような鋸歯状電圧を出力端子
７０に発生する。そのようなわけで、端子４０からの制
御信号を受けて、正パルスと負パルスに分けて整形を行
なう分離整形回路７４の出カフ２に発振器６４が接続さ
れている。従って、分離整形回路７４には出力が２つあ
る。出カフ２は正パルス用で、出カフ６は負パルス用で
ある。（正パルス、負パルスという言い方は、たとえ分
離整形回路が出カフ２と７６から同じ符号のパルスを発
生するにしても、オンパルスとオフパルスを区別するの
にも使用する。） 発振器６４には出力が２つある。出カフ０は鋸歯状波を
発生し、出力６２は鋸歯状波がゼロとなるときに短いパ
ルスを発生する。
パルス幅変調器７８には、発振器の出カフ０が接続され
る一方、この回路の接続端子８０に接続された外部抵抗
Ｒ１により調整可能な基準電圧が供給される。変調器７
８は、発振器の信号と同期した方形波を発生する。この
方形波は、最大導通時間Ｔ□８を決める。この時間を越
えると、安全のためパワートランジスタがオフ状態とな
る必要がある。変調器７８からの方形波はＯＲゲート６
００Å力端子の１つに供給される。時間Ｔ□８は外部抵
抗Ｒ１で調節することができる。
すぐ上で説明した素子類が、集積回路Ｃ１ｌが正常動作
状態において機能する際の重要な働きをする。以下に説
明する素子類は、正常動作状態にない場合、即ち電源の
始動時の制御を行なうために設けられている。
超低周波発振器８２は、接続端子８６を通して外部容量
Ｃ２に接続している。この外部容量を用いて非常に低い
周波数の制御を行なうことができる。
周波数は１ヘルツでもよい。
発振器８２は弛張発振器で、鋸歯状波を発生する。
この鋸歯状波は、一方では、しきい値コンパレータ８８
に供給される。このコンパレータからは、この発振器か
ら発生した超低周波数の鋸歯状波と同期した方形波を発
生する。しかし、この方形波は鋸歯状波と比べて持続時
間が短い。この持続時間はコンパレータ８８のしきい値
により決まる。持続時間は例えば周期の１０％である。
しかし、高周波発振器６４から多数のパルスからなるバ
ーストが超低周波数の周期の１０％の間に出力されて利
用されうるように、自由発振周波数の周期と比べて持続
時間が長くなっていなければならない。このバーストは
、始動サイクルの第１部分の間の始動動作を決める。こ
のバーストのあとには、１周期の残りの９０％の時間続
く休止期間が続く。
発振器８２は始動にのみ用いられる。制御信号が端子４
０に現われ、チョッパ式電源が稼動していることを表示
しているときには、発振器は動作禁止される。そのよう
なわけで、この発振器の禁止制御入力に分離整形回路７
４の出カフ２がフリップフロップ８９を通して接続して
いる。このフリップフロップは出カフ２に現われるパル
スにもとづき状態を変える。出カフ２にパルスがもはや
出力されなくなると発振器６４からの出力６２により初
期状態にリセットされる。
超低周波発振器からの鋸歯状波は、可変しきい値発生回
路９０にも送られる。この回路は、正常動作状態では第
１の値ＶＳ１をもち、始動時には第１の値ＶＳ１と第２
の値の間で周期的に変動するしきい値をもつしきい値信
号（電源または電圧）を発生する。
回路９０から発生したしきい値信号は、コンパレータ９
２の入力に供給される。このコンパレータ９２のもう一
方の端子はパワースイッチを通過する電流の大きさを表
わす信号を受けるために、既に説明をした端子４４に接
続している。コンパレータ９２の出力は０．Ｒゲート６
０の一入力端子に供給される。
従って、このゲートはパワートランジスタＴｐをオン状
態のあとでオフ状態にする働きをもつ。従って、回路９
０により決められた（固定または可変）しきい値を越え
るとすぐにトランジスタＴ、はオフ状態となる。
別のしきい値コンパレータ９４の入力端子の１つも電流
測定用端子４４に接続しており、そのコンパレータ９４
のもう１つの入力端子には第３のしきい値ＶＳ３を表わ
す信号が供給される。第３のしきい値ＶＳ３は、回路９
０により決められる第１のしきい電圧ＶＳＩよりもスイ
ッチ内の大きな電流に対応する。コンパレータ９４の出
力は記憶用フリップフロップ９６を通してＡＮＤゲート
５８の１つの入力に接続されており、パワースイッチ内
の電流が第３のしきい値ＶＳ３を越える場合に、トラン
ク　・スタＴ、がコンパレータ９２によってディスエー
ブルされず、再びイネーブルされたあと禁止されるよう
にしている。この禁止は、フリップフロップ９６が正常
動作状、熊に対応する初期状態に再び戻るまで続く。
理論上は、集積回路ＣＩＩに電力が普通に供給されなく
なり、再び電力が供給されるときに限りこのリセットが
行なわれる。例えば、フリップフロッゾ９６のリセット
はヒステリシスのあるしきい値のコンパレータ９８によ
り行なう。このコンパレータは、（端子２８を通して）
この回路に供給される電圧Ｖ。００部分電圧と基準電圧
の比較を行ない、この基準値より小さい第２の基準値よ
りもＶＣＣが小さくなった後最初に第１の基準値をＶ。
０が越えるときにフリップフロップをリセットする（ヒ
ステリシス）。
（端子４０に制御信号があるかどうか、つまり電源が正
常に働いているかどうかの検出を行なう）フリップフロ
ップ８９の出力はＯＲゲート１０００入力の１つに接続
される。このＯＲゲートのもう１つの入力には、電源の
動作が正常状態になるとすぐにトランジスタＴｐのオン
状態に再び戻るのを禁止する（超低周波数サイクルの９
０％の時間の間の禁止する）ためにコンパレータ８８の
出力に接続されている。
発明が解決しようとする問題点 以上詳しく説明したように、本出願人により以前に考案
された制御回路においては、始動時の問題点を解決する
ため、および動作中に異常が起こった場合の保護のため
に特別の工夫が施されている。
本発明は、上記した従来の制御回路におけるよりも長い
時間にわたって動作の異常を検出して動作の安全性を高
めることを目的とする。
本発明は従来の方法とは全く異なる新しいものであるが
、従来の制御回路を詳細に説明したのは、新しい保護回
路を実現する際に問題となるさまざまな条件を明らかに
しておくためである。すなわち、保護回路の設計にあた
っては、従来の制御回路において可能なあらゆる動作モ
ードを考慮して、しかもこの制御回路が各動作モードで
動作しているときに異常状態となったり、停止したりし
ないようにしなければならない。このため、上記の従来
の制御回路のように複雑な構成のまったく新しい回路の
場合には、問題点を解決するために、−見したところ簡
単に見える多数の解決法の中から方法を選択して試行錯
誤を何度となく繰返す必要がある。
問題点を解決するための手段 そこで、本発明によれば、セット入力とリセット入力に
制御信号が入力される第１のフリップフロップからの出
力信号により制御される主スィッチと、該主スイツチ内
の電流が所定の闇値を越えた場合に、上記リセット入力
に制御信号に優先する信号を供給する第１の保護回路と
を備える、チョップ式電源内の長い過電流状態に対する
保護回路であって、該保護回路はさらに第２の保護回路
を備え、第２の保護回路は、 −上記制御信号の遮断命令が現れる前に、第１の保護回
路が動作状態に入って主スィッチを遮断するサイクルを
検出する手段と、 −該検出手段からの信号と次のサイクルの制御信号に関
連のあるセット信号との時間間隔に比例した値を各サイ
クルごとに加算して記憶する記憶手段と、 −該記憶手段に加算されて記憶された信号が所定の値よ
りも大きくなったときに第１のフリップフロップのセッ
ト入力をイネーブルにする禁止手段と を備えることを特徴とする回路が提供される。
本発明の一実施態様によれば、上記検出手段は、第２の
フリップフロップと第３のフリップフロップとＡＮＤゲ
ートとを備え、 −第２のフリップフロップは、リセット入力に第１のフ
リップフロップのセット入力への制御信号が入力され、
セット入力に上記ＡＮＤゲートの出力信号が入力され、
出力からは上記記憶手段の制御信号が出力され、 −第３のフリップフロップは、セット入力が第２のフリ
ップフロップのリセット入力に接続され、リセット入力
には第１のフリップフロップのリセット入力への制御信
号が入力され、出力は上記ＡＮＤゲートの第１の入力に
接続され、 −上記ＡＮＤゲートの第２の入力は第１の保護回路の出
力に接続されている。
本発明の一実施態様によれば、上記記憶手段は、放電手
段により常に放電されるとともに、上記検出手段が信号
を出力したときにのみ充電手段により一時的に充電され
るヰ丁パシタを備える。
本発明の一実施態様によれば、上記禁止手段は、上記記
憶手段により加算されて記憶された信号と所定の値とを
比較するコンパレータを備え、記憶された信号が該所定
の値よりも大きくなったときに該コンパレータの出力信
号が第１のフリップフロップのセット入力をイネーブル
にする。
実施例 上記した本発明の目的、特徴、利点その他は、添付の図
面に記載の実施例に関する以下の説明によりはっきりと
現れるであろう。
第３図は、主トランジスタＴ、内での過電流を保護する
回路を構成する主要要素を第２図中から抜出して示した
図である。
トランジスタＴ、のスイッチングは、一般に、制御信号
入力４０への信号により制御される。この信号はパルス
幅変調回路からのもので、分離整形回路７４を介してフ
リップフロップ５０を制御する。
フリップフロップ５０は、プッシュプル増幅器４８と出
力４６を介してトランジスタＴ、のベース電流ヲ制御す
る。トランジスタＴ、内を流れる電流が所定の閾値を越
えるかどうか、電流測定入力４４に現われる小抵抗１８
の両端の電圧が、コンパレータ９２で閾値電圧Ｖ、と比
較される。小抵抗１８の両端の電圧が閾値電圧Ｖ、より
も大きい場合、ＯＲゲート６０を介してフリップフロッ
プ５０のリセット入力Ｒにハイの信号が入力される。こ
のＯＲゲート６０の他方の入力には分離整形回路７４か
らの出力が入力される。
この保護回路を用いるとトランジスタＴｐを過電流から
効果的に保護することができるが、過電流状態が長く続
くような場合には電源をうまく保護できるとは限らない
。例えば、変圧器ＴＡや整流用ダイオード２０（第１図
を参照のこと）、あるいはこの変圧器の２次巻線に接続
される他の素子が過熱するのを防ぐことができない。こ
のため、一般には、過電流状態が長引いて２次巻線と短
絡する可能性があることを考慮して、各素子は規格を大
きすぎるぐらいにしておく。
次に第４図と第５ａ図〜第５ｈ図を参照して本発明の詳
細な説明する。この回路は、先に説明した従来の電流制
御回路に付属する回路で、電流制御回路℃動作時間が長
引く場合に電源を完全にストップさせる。従って、素子
によっては過大規格になくてもよいためその素子が廉価
になる。しかも、電源の安全性を全体として高めること
ができる。
電源を再投入するには、システム全体、あるいは少なく
とも関係のある回路の電圧を瞬間的にゼロにするとよい
。
第４図に示すように、本発明の回路は過電流検出回路１
００とチョップ電源の記憶・禁止回路１０２とを備えて
いる。過電流検出回路１００には、フリップフロップＦ
Ｆ２、ＦＦ３とＡＮＤゲート１０１が含まれる。記憶・
禁止回路１０２は、ＡＮＤゲート５８を介して、先に説
明したトランジスタＴ、のベース電流制御用フリップフ
ロップ５０を制御する。
記憶・禁止回路１０２は、キャパシタ１０３と、常に動
作状態にある電流源１０４からなる放電回路と、電流源
１０５からなるキャパシタの充電回路とを備える。電流
源１０５は、過電流検出回路１００からの出力が入力さ
れるオンオフスイッチ１０７により制御される。過電流
検出回路１００が、トランジスタＴ、の電流制御回路が
機能していないことを示している場合には、放電回路の
電流源１０４が機能してキャパシタ１０３が放電される
状態が続く。過電流検出回路１００が、電流制御回路が
機能したことを検出すると、充電回路の電流源１０５が
動作する。
放電電流と充電電流の比は、全体としてキャパシタが充
電状態となるように決める。キャパシタの両端子間の電
圧がコンパレータ１０６により設定された所定の値に達
すると、フリップフロップＦＦ４が動作する。この結果
、トランジスタＴ、は完全に遮断される。
電流制御回路の動作を検出する過電流検出回路１００内
のフリップフロップＦＦ２は、リセット入力Ｒ２が分離
整形回路７４の出力に接続され、セット入力Ｓ２がＡＮ
Ｄゲート１０１の出力に接続されている。このフリップ
フロップＦＦ２の出力Ｑ２は、記憶・禁止回路１０２の
スイッチ１０７の制御端子に接続されている。第２のフ
リップフロップＦＦ３は、セット入力Ｓ３が分離整形回
路７４の出カフ２に接続され、リセット入力Ｒ３が分離
整形回路７４の出カフ６に接続されている。このフリッ
プロップＦＦ３の出力Ｑ３は、ＡＮＤゲート１０１の第
１の入力に接続されている。このＡＮＤゲート１０１の
他方の入力は、トランジスタＴｐ内の過電流を検出する
コンパレータ９２の出力に接続されている。
第５ａ図〜第５ｈ図は、本発明の保護回路内のいろいろ
な点での信号を４つの動作モードに関して示したタイム
チャートである。
第５ａ図は、制御信号入力４０に現れる信号、さらに正
確には変圧器ＴＸ　（第１図を参照のこと）が動作した
結果として制御信号入力４０に現れる制御信号を表わす
。この信号は、検出したエラー信号に応じて周期が変化
する方形波である。
第５ｂ図は、分離整形回路７４の出カフ２に現れる信号
を表わす。通常は、この信号を用いてフリップフロップ
５０をセットする。
第５Ｃ図は、分離整形回路７４の出カフ６に現れる信号
を表わす。通常は、この信号を用いてフリップフロップ
５０をリセットする。
第５ｄ図は、スイッチ１０７制御用のフリップフロップ
ＦＦ２の出力Ｑ２に現れる信号を表わす。
ｉ５ｅ図は、フリップフロップＦＦ３の出力Ｑ３に現れ
る信号を表わす。
第５ｆ図は、フリップフロップ５０のリセット入力Ｒに
現れる信号、すなわち、ＯＲゲート６０の出力に現れる
信号を表わす。この信号は、分離整形回路７４の出カフ
６またはコンパレータ９２の出力の立上りパルスに対応
している。
第５ｇ図は、トランジスタＴ、内の電流信号を表わす。
この信号は、コンパレータ９．２の電流測定入力４４に
現れる信号に対応する。
第５ｈ図は、コンパレータ９２の出力信号を表わす。
以下に、本発明の回路の動作を可能な４つのモードにつ
いて説明する。
１）過電流がない正常動作モード この場合、コンパレータ９２の出力には信号がまったく
現れない。フリップフロップ５００セツト入力Ｓとリセ
ット入力Ｒを制御するのは出カフ２と７６（第５ｂ図と
第５Ｃ図）の信号である。記憶・禁止回路１０２には過
電流検出回路１００からの信号かまった（入力されない
ので、記憶・禁止回路１０２は、フリップフロップＦＦ
４の出力こ４からハイの信号を出力する。するとＡＮＤ
ゲート５８がアクティブ状態となるため、分離整形回路
７４の出カフ２からの信号がフリップフロップ５０のセ
ット入力Ｓに伝えられる。
２）過電流が下限値のときの動作モード第５ｇ図の信号
かられかるように、この場合は、過電流状態となる（ト
ランジスタＴ、内の電流がＩ　ｔａＭを越える）前にフ
リップフロップ５０のリセットパルスによりトランジス
タＴ、が遮断される。
しかし、この場合、遮断命令が出てから実際にトランジ
スタＴ、が遮断されるまでは過電流状態が存在している
。このように時間差があるのは、特、に、高電圧のバイ
ポーラトランジスタを使用する場合にスイッチのスイッ
チング時間Ｔ、がゼロでないためである。すると、電流
制御用のコンパレータ９２が動作する。しかし、コンパ
レータ９２の出力信号はフリップフロップＦＦ２に入力
されないので、その出力Ｑ２から信号が出力されること
はない。というのは、出カフ６からの信号によりフリッ
プフロップＦＦ３がすでにリセットされているためＡＮ
Ｄゲート１０１がブロックしているからである。フリッ
プフロップＦＦ２は従ってリセット状態にとどまるため
、第１のモードの場合と同様記憶・禁止回路１０２が動
作することはない。この結果、電流制御回路は正常な動
作を続ける。実際、この場合にチョップ式電源の動作を
中断させるのは好ましくない。
３）中程度の過電流のときの動作モード第１と第２の動
作モードの場合と同様、分離整形回路７４の出カフ２の
信号によりトランジスタＴ。
のオンオフが制御される。しかし、この場合には、第５
ｇ図かられかるように、トランジスタＴ、の通常の遮断
信号（第５Ｃ図の信号）が現れる前にトランジスタＴ、
の過電流状態になってしまう。
この場合、コンパレータ９２から出力された信号は、フ
リップフロップＦＦ３により導通状態にされたＡＮＤゲ
ート１０１を介してフリップフロップＦＦ２に入力され
る。すると、このフリップフロップＦＦ２の出力Ｑ２か
らの信号がハイになる。すると、記憶・禁止回路１０２
のスイチ１０７が閉じられてキャパシタ１０３の充電が
始まる。
出力Ｑ２からの信号（第５ｄ図の信号）は、次のサイク
ルを開始させるパルスが現れる（出カフ２の信号がハイ
になる）までハイに止まる。従って、過電流状態が各サ
イクルの早い段階で出現するほど、出力Ｑ２からの信号
が長い時間にわたって存在することになる。数サイクル
の後、キャパシタ１０３の電圧はコンパレータ１０６の
第２の端子に印加される参照電圧ＶＲａｒよりも大きく
なる。すると、フリップフロップＦＦ４からロウの信号
が出力ζ４に出力されるため、ＡＮＤゲート５８がフリ
ップフロップ５０のセット入力Ｓをブロックする。
このようなことが起こるのは、過電流状態がかなりのサ
イクルにわたって続く場合だけである。従って、チョッ
プ式電源が完全に遮断される。これは、例えば変圧器Ｔ
Ａ　（第１図を参照のこと）の２次巻線が短絡する等で
電流制御回路に異常が起こったことを示す。チョップ式
電源を再投入するためには、フリップフロップＦＦ４の
リセット入力Ｒ４に新たに信号を入力する必要がある。
このリセット入力Ｒ４は、例えば、チョップ式電源の電
圧初期化装置に接続する。
４）大きな過電流のときの動作モード この場合の動作については、第５ａ図〜第５ｈ図の右側
に図示しである。全体としては中程度の過電流のときの
動作モードと同じである。ここで大過電流のときの動作
モードを独立させて示したのは、単に、チョップ式電源
の各動作サイクルの非常に早い段階で過電流状態が出現
する場合に出力Ｑ２からのパルスが長くなることを見せ
るためである。
発明の効果 以上の説明から、本発明の保護回路のいろいろな利点が
理解できる。例えば、素子をひとつのみ用いて遅延動作
を簡単にプログラムすることができる。また、過電流状
態が各サイクルの早い段階で出現する場合には出力Ｑ２
からのパルスが長くなるので、遅延動作は、過電流の程
度に応じて変化する。従って、過電流の程度がはなはだ
しいほど遅延動作は短くなる。
別の利点は、本発明の保護回路のタイミングと先に説明
した従来の電流制御回路の動作開始とが完全に同期して
いる点にある。その結果、動作の安全性が非常に高まる
。過電流となるぎりぎりの電流のところで保護回路が突
然動作する危険を回避することができる。
さらに、先に説明したように、本発明の保護回路は、バ
イポーラトランジスタからなる、スイッチング時間が比
較的長いスイッチに取り付けてもうまく動作する。しか
し、この保護回路は、ＭＯＳパワートランジスタトラン
ジスタ等のスイッチング時間がゼロに近いスイッチに特
に適している。
最後に、本発明の別の利点は、本発明の保護回路が、従
来の回路に使用されている電源始動時の保護回路および
補助回路と完全にマツチしていることである。実際、本
発明の保護回路を、構成する素子は、先に述べた従来の
電流制御回路の構成素子と完全にマツチしている。さろ
に、保護回路が動作していないときにこの保護回路をブ
ロックする機能のあるＡＮＤゲート５８は、第２図に関
連して説明したＡ　Ｎ　Ｄゲート５８と参照番号が同じ
である。実際、一方には入力をひとつの余分に設けた点
のみが異なる同じゲートである。この点が本発明のもう
ひとつの利点である。すなわち、本発明の保護回路は、
第１図と第２図を用いて説明した自動始動型電流制御回
路と完全にマツチしている。
自動開始型あるいはバーストモードとも呼ばれるこの例
の場合にも、過電流の場合には、過電流を検出して電源
を遮断することが望ましい。しかし、先に説明したよう
に、初期バーストモードではバーストが周期の約１０％
となっている場合にしか回路が機能しない。この場合、
キャパシタ１０３はこの１０％の動作期間に不十分にし
か充電されず、残りの９０％の期間に放電する危険性が
ある。この欠点を改良するために、本発明では放電用電
流源１０４と直列に接続する制御スイッチ（不図示）を
用いる。このスイッチは、バーストモードであることを
示す信号により閉じられる。従って、バーストモードで
過電流状態になると、キャパシタは、各パルスの持続期
間中わずかに充電され、パルス間には電圧が保持される
。従って、バーストを構成するパルス数を適当に選ぶと
、このバーストの終わりにキャパシタの電圧を参照電圧
Ｖ、８．に等しくすることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図と第２図は、従来のチョップ式電源の回路図であ
り、 第３図は、従来のチョップ式電源の過電流保護回路の概
略図であり、 第４図は、本発明による、チョップ式電源用の長時間に
わたる過電流からの保護回路の回路図であり、 第５ａ図から第５ｈ図は、第４図の保護回路の動作を説
明するだめのタイムチャートである。 〔主な参照番号〕 １０・・配電線、１２・・フィルタ、 １４・・整流器ブリッジ、 １６．２２．２６・・コンデンサ、　１８・・小抵抗、
２０．２４．３２・・ダイオード、　２８・・電源入力
、３０・・高抵抗、　　３４・・分圧器、３６・・１次
巻線、　３８・・２次巻線、４０・・制御信号入力、　
４４・・電流測定入力、４６・・出力、　４８・・プッ
シュプル増幅器、５０．８９．９６・・フリップフロッ
プ、５８．１０１・　・ＡＮＤゲート、 ６０・　・ＯＲゲート、 ６４・・高周波発振器、　７４・・分離整形回路、７８
・・変調器、　８２・・超低周波発振器、８８．９２．
９４．１０６・・コンパレータ、９０・・可変しきい値
発生回路、 ９８・・ヒステリシスコンパレータ、 １００　　・・過電流検出回路、 １０２　　・・記憶・禁止回路、 １０３　　・・キャパシタ、 １０４．１０５・・電流源、 ＣＩＩ、ＣＩ２・・集積回路、 ＥＰ・・１次巻線、 ＥＳＩ、ＥＳ２、ＥＳ３・・２次巻線、ＴＡ、ＴＸ・・
変圧器

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）セット入力（Ｓ）とリセット入力（Ｒ）に制御信
    号が入力される第１のフリップフロップ（５０）からの
    出力信号により制御される主スイッチ（Ｔ＿ｐ）と、該
    主スイッチ（Ｔ＿ｐ）内の電流が所定の閾値を越えた場
    合に、上記リセット入力（Ｒ）に制御信号に優先する信
    号を供給する第１の保護回路（６０、９２）とを備える
    、チョップ式電源内の長い過電流状態に対する保護回路
    であって、該保護回路はさらに第２の保護回路を備え、
    第２の保護回路は、−上記制御信号の遮断命令が現れる
    前に、第１の保護回路が動作状態に入って主スイッチ（
    Ｔ＿ｐ）を遮断するサイクルを検出する手段（１００）
    と、−該検出手段からの信号と次のサイクルの制御信号
    に関連のあるセット信号との時間間隔に比例した値を各
    サイクルごとに加算して記憶する記憶手段（１０２）と
    、 −該記憶手段（１０２）に加算されて記憶された信号が
    所定の値（Ｖ＿Ｒ＿ｅ＿ｆ）よりも大きくなったときに
    第１のフリップフロップ（５０）のセット入力をイネー
    ブルにする禁止手段（５８）と を備えることを特徴とする回路。
  2. （２）上記検出手段（１００）は、第２のフリップフロ
    ップ（ＦＦ２）と第３のフリップフロップ（ＦＦ３）と
    ＡＮＤゲート（１０１）とを備え、 −第２のフリップフロップ（ＦＦ２）は、リセット入力
    （Ｒ２）に第１のフリップフロップのセット入力への制
    御信号が入力され、セット入力（Ｓ２）に上記ＡＮＤゲ
    ート（１０１）の出力信号が入力され、出力（Ｑ２）か
    らは上記記憶手段（１０２）の制御信号が出力され、 −第３のフリップフロップ（ＦＦ３）は、セット入力（
    Ｓ３）が第２のフリップフロップ（ＦＦ２）のリセット
    入力（Ｒ２）に接続され、リセット入力（Ｒ３）には第
    １のフリップフロップのリセット入力への制御信号が入
    力され、出力（Ｑ３）は上記ＡＮＤゲート（１０１）の
    第１の入力に接続され、−上記ＡＮＤゲート（１０１）
    の第２の入力は第１の保護回路（９２）の出力に接続さ
    れていることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載
    の回路。
  3. （３）上記記憶手段は、放電手段により常に放電される
    とともに、上記検出手段（１００）が信号を出力したと
    きにのみ充電手段により一時的に充電されるキャパシタ
    （１０３）を備えることを特徴とする特許請求の範囲第
    １項または第２項に記載の回路。
  4. （４）上記禁止手段は、上記記憶手段（１０３）により
    加算されて記憶された信号と所定の値（Ｖ＿Ｒ＿ｅ＿ｆ
    ）とを比較するコンパレータ（１０６）を備え、記憶さ
    れた信号が該所定の値（Ｖ＿Ｒ＿ｅ＿ｆ）よりも大きく
    なったときに該コンパレータの出力信号が第１のフリッ
    プフロップ（５０）のセット入力（Ｓ）をイネーブルに
    することを特徴とする特許請求の範囲第１〜３項のいず
    れか１項に記載の回路。
  5. （５）上記コンパレータ（１０６）の出力は第４のフリ
    ップフロップ（ＦＦ４）のセット入力（Ｓ４）に接続さ
    れ、第４のフリップフロップの出力（＠Ｑ＠４）は第２
    のＡＮＤゲート（５８）を介して第１のフリップフロッ
    プ（５０）のセット入力（Ｓ）に接続され、第２のＡＮ
    Ｄゲートの他方の入力には制御信号の開始信号（７２）
    が入力されることを特徴とする特許請求の範囲第４項に
    記載の回路。
  6. （６）上記充電、放電手段は電流源であり、充電用電流
    源（１０５）は上記検出手段の第２のフリップフロップ
    （ＦＦ２）の出力（Ｑ２）からの信号により導通状態と
    なる制御スイッチ（１０７）を介してキャパシタ（１０
    ３）に接続されていることを特徴とする特許請求の範囲
    第３項に記載の回路。
  7. （７）第１のフリップフロップ（５０）のセット入力に
    接続された第２のアンドゲート（５８）に、チョップ式
    電源の他の回路、例えば自動始動制御回路からのイネー
    ブル信号が入力されることを特徴とする特許請求の範囲
    第５項に記載の回路。
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