JPS61170295A - 電動機の運転制御装置 - Google Patents
電動機の運転制御装置Info
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- JPS61170295A JPS61170295A JP60007518A JP751885A JPS61170295A JP S61170295 A JPS61170295 A JP S61170295A JP 60007518 A JP60007518 A JP 60007518A JP 751885 A JP751885 A JP 751885A JP S61170295 A JPS61170295 A JP S61170295A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は電動機の運転制御装置に係り、特にインバータ
駆動する電動機の負荷電流検出に好適な回路に関する。
駆動する電動機の負荷電流検出に好適な回路に関する。
従来の負荷電流検出回路は、第６図に示す如く下アーム
の環流ダイオードに流れる電流ＩＲを直接検出するよう
になっていたので、パワーモジュールに環流ダイオード
の端子が必要であった。
の環流ダイオードに流れる電流ＩＲを直接検出するよう
になっていたので、パワーモジュールに環流ダイオード
の端子が必要であった。
このことを第６図〜第１０図により詳細に説明する。
第６図に於いて、１０１〜１０６はパワートランジスタ
で、スイッチング素子の一例である。
で、スイッチング素子の一例である。
１０７〜１１２はダイオードで図示の如く前記パワート
ランジスタと電流の順方向が逆に接続されている。１】
３はパワー１ヘランジスタ１０１〜１０６及びダイオー
ド１０７〜１１２により構成されるパワーモジュール、
１１４は直流電動機で、パワーモジュール１１３に図示
の如く３相接続されている。１１５は電流検出素子、Ｖ
ｄは直流電源、■は、電流検出素子１１５を流れる負荷
電流Ｔｍにより生じる電圧である。Ａは直流電源正側、
Ｂは直流電源負側である。第７図は、上側パワー１−ラ
ンジスタ１０１〜１０３と下側パワートランジスタ１０
４〜１０６がＯＮする組合せを示したものである。
ランジスタと電流の順方向が逆に接続されている。１】
３はパワー１ヘランジスタ１０１〜１０６及びダイオー
ド１０７〜１１２により構成されるパワーモジュール、
１１４は直流電動機で、パワーモジュール１１３に図示
の如く３相接続されている。１１５は電流検出素子、Ｖ
ｄは直流電源、■は、電流検出素子１１５を流れる負荷
電流Ｔｍにより生じる電圧である。Ａは直流電源正側、
Ｂは直流電源負側である。第７図は、上側パワー１−ラ
ンジスタ１０１〜１０３と下側パワートランジスタ１０
４〜１０６がＯＮする組合せを示したものである。
第８図に於いて、上段は電流直流Ｔｄの波形、中段は環
流電流Ｔｒの波形、下段は負荷電流Ｉｍの波形を示す。
流電流Ｔｒの波形、下段は負荷電流Ｉｍの波形を示す。
又ｔ１ は上側パワートランジスタがチゴツピングして
いる時のＯＮ時間、ｔはチョッパー周期である。
いる時のＯＮ時間、ｔはチョッパー周期である。
第９図に於いて、１１６は直流電動機１１４・の回転数
制御を司さどる」二で中枢部となるマイクロコンピュー
タ（以下マイコン１１６と呼ぶ）、１１７は第６図の電
流検出素子１１５に発生する電圧Ｖの大きさがある値を
越えたことをマイコン１１６へ知らせる働らきをするコ
ンパレータである。
制御を司さどる」二で中枢部となるマイクロコンピュー
タ（以下マイコン１１６と呼ぶ）、１１７は第６図の電
流検出素子１１５に発生する電圧Ｖの大きさがある値を
越えたことをマイコン１１６へ知らせる働らきをするコ
ンパレータである。
第６Ｈに於けるパワートランジスタ１０１〜１０６は、
それぞれのベースに接続されたドライブ回路（図示せず
）により、第７図のように上側と下側のパワー１−ラン
ジスタ各１ヶが交互にＯＮする。
それぞれのベースに接続されたドライブ回路（図示せず
）により、第７図のように上側と下側のパワー１−ラン
ジスタ各１ヶが交互にＯＮする。
即ち、１０１と１０５→ １．０１と１０６→１０２と
１０６→ １０２と１０４ → １０３と１０４ →
１０３と１０５→ １０１と１０５のように順次ＯＮす
る組合せが替り、直流電動機番 １１４に６流を供給する。
１０６→ １０２と１０４ → １０３と１０４ →
１０３と１０５→ １０１と１０５のように順次ＯＮす
る組合せが替り、直流電動機番 １１４に６流を供給する。
今パワー１−ランジスタ１０１と１０５がＯＮしている
状態を考えると、直流電流Ｉｄは、直流電源正側Ａ→パ
ワートランジスター０１ →直流電動機１１４ →パ
ワー１〜ランジスタ１０５ →電流検出素子１１５ →
直流電源負側Ｂの順に流れる。
状態を考えると、直流電流Ｉｄは、直流電源正側Ａ→パ
ワートランジスター０１ →直流電動機１１４ →パ
ワー１〜ランジスタ１０５ →電流検出素子１１５ →
直流電源負側Ｂの順に流れる。
そして、直流電動機１１４の回転数を変換するためには
、直流電動機１１４に印加する電圧を変える必要がある
。このための手段として、第７図の如くパワートランジ
スタのＯＮする組合せの切替わる周期よりも早いチョッ
パー周期で上側のパワートランジスタを○Ｎ、ＯＦＦさ
せ、且つ、該ＯＮ時間、すなわち第８図に示すＯＮ時間
ｔ１ を５ ・ 変える。これにより、直流電動機１１４にかかる平均電
圧を制御している。
、直流電動機１１４に印加する電圧を変える必要がある
。このための手段として、第７図の如くパワートランジ
スタのＯＮする組合せの切替わる周期よりも早いチョッ
パー周期で上側のパワートランジスタを○Ｎ、ＯＦＦさ
せ、且つ、該ＯＮ時間、すなわち第８図に示すＯＮ時間
ｔ１ を５ ・ 変える。これにより、直流電動機１１４にかかる平均電
圧を制御している。
従って、前記した直流電流Ｉｄの波形は、第８図に示す
様な断続的な波形になる。
様な断続的な波形になる。
次に第６図に於いてパワートランジスタ１０５がＯＮ、
パワートランジスタ１０１がチゴッピングしているとき
にＯＦＦの状態を考えると、環流電流Ｉｒは、直流電動
機１１４ →パワートランジスタ１０５ →電流検出素
子１１５ →還流用ダイオード１１０ →直流電動機１
１４の順に流れる。
パワートランジスタ１０１がチゴッピングしているとき
にＯＦＦの状態を考えると、環流電流Ｉｒは、直流電動
機１１４ →パワートランジスタ１０５ →電流検出素
子１１５ →還流用ダイオード１１０ →直流電動機１
１４の順に流れる。
この時の環流電流Ｔｒの波形は、第８図の中段に示す様
な直流電流Ｉｄの○Ｎ時間ｔ１ と１１との間を埋め
る波形になる。
な直流電流Ｉｄの○Ｎ時間ｔ１ と１１との間を埋め
る波形になる。
この様に電流検出素子１１５には、直流電流■ｄと環流
電流Ｉｒが交互に流れ、結局第８図下段に示す負荷電流
Ｔｍが流れる。この負荷電流Ｉｍは直流電動機１１４に
流れる電流と比例するものであり、電流検出素子１１５
により、直流電動機１１４に流れる電流を正確に検出す
ることができる。
電流Ｉｒが交互に流れ、結局第８図下段に示す負荷電流
Ｔｍが流れる。この負荷電流Ｉｍは直流電動機１１４に
流れる電流と比例するものであり、電流検出素子１１５
により、直流電動機１１４に流れる電流を正確に検出す
ることができる。
第６図の電流検出素子１１５の両端には、電動機電流Ｉ
ｍに比例した電圧Ｖが発生する。
ｍに比例した電圧Ｖが発生する。
又第９図に於いて、前記電圧Ｖは、抵抗およびキャパシ
タから成る積分回路により平滑され、負荷電流Ｉｍの平
均値に比例した電圧値となってコンパレータ１．１７の
マイナス側入力端子に入力される。一方コンパレータ１
１７のプラス側入力端子は抵抗Ｒ１０２〜Ｒ１０５によ
りある電位に固定されている。この結果、負荷電流■ｍ
がある値を超えるとコンパレータ１１７の出力が反転し
くこの場合Ｈｉ−）Ｌｏ）、この信号がマイコン１１６
の○ＶＬ端子に入力され、マイコン１１６のＣＨＯ＠子
からでるチゴッパー信号を変化させ、直流電動機１１４
の回転数を下げる方向に動作する。しかしこの様な従来
の方式では、パワーモジュール１１３に、パワートラン
ジスタ１０４，１０５．１０６の各エミッターにつなが
るエミッタ一端子と、還流ダイオード１１０，１１１，
１１２の各アノードにつながるアノード端子とをそれそ
れ設ける必要がある。
タから成る積分回路により平滑され、負荷電流Ｉｍの平
均値に比例した電圧値となってコンパレータ１．１７の
マイナス側入力端子に入力される。一方コンパレータ１
１７のプラス側入力端子は抵抗Ｒ１０２〜Ｒ１０５によ
りある電位に固定されている。この結果、負荷電流■ｍ
がある値を超えるとコンパレータ１１７の出力が反転し
くこの場合Ｈｉ−）Ｌｏ）、この信号がマイコン１１６
の○ＶＬ端子に入力され、マイコン１１６のＣＨＯ＠子
からでるチゴッパー信号を変化させ、直流電動機１１４
の回転数を下げる方向に動作する。しかしこの様な従来
の方式では、パワーモジュール１１３に、パワートラン
ジスタ１０４，１０５．１０６の各エミッターにつなが
るエミッタ一端子と、還流ダイオード１１０，１１１，
１１２の各アノードにつながるアノード端子とをそれそ
れ設ける必要がある。
しかし、一般に市販されているパワーモジュールは、前
記した各エミツターと各アノードとが内部で接続され端
子が一個しか設けられていない。
記した各エミツターと各アノードとが内部で接続され端
子が一個しか設けられていない。
このため、特注のパワーモジュールを使わざるを得ない
という不利な点があった。
という不利な点があった。
次に第１０図により、動作例を説明する。第１０図に於
いて、ａ、ｂは第６図に於ける負荷電流Ｔｍにより電流
検出素子１１５に誘起される電圧波形である。Ｃは電圧
波形ａ、ｂが第９図に於ける抵抗ＲＩＯＩ、キャパシタ
ｃｌｏ］により平滑された電圧で、第１０図に於けるコ
ンパレータ１１７のマイナス端子に入力される。ｄはパ
ワーモジュールに流がすことが出来る最大許容電圧値で
ある。
いて、ａ、ｂは第６図に於ける負荷電流Ｔｍにより電流
検出素子１１５に誘起される電圧波形である。Ｃは電圧
波形ａ、ｂが第９図に於ける抵抗ＲＩＯＩ、キャパシタ
ｃｌｏ］により平滑された電圧で、第１０図に於けるコ
ンパレータ１１７のマイナス端子に入力される。ｄはパ
ワーモジュールに流がすことが出来る最大許容電圧値で
ある。
電圧波形ａはリップルが少い場合、電圧波形すはリップ
ルが多い場合で、いずれもコンパレータ１１７へは平均
値電圧Ｃとなって入力される。しかし、電圧の最大値、
即ち負荷電流の最大値と、最大許容電流値ｄとを比較し
た場合、リップルの少い電圧波形ａでは最大許容電流値
ｄとの差はＳｌと大きくなり、リップルの多い電圧波形
すではＳ２と小さくなる。この様に負荷電流の平均値を
検出する方式では、電流リップルの多少により、最大許
容電流値ｄとの差が変動するため、コンパレータ１１７
の検出レベルは電流リップルが多い場合を考慮して低く
押える必要があった。この結果、電流リップルの少い時
にも低い電流での運転を強いられることになる。したが
って、電動機の能力を充分発揮できないものであった。
ルが多い場合で、いずれもコンパレータ１１７へは平均
値電圧Ｃとなって入力される。しかし、電圧の最大値、
即ち負荷電流の最大値と、最大許容電流値ｄとを比較し
た場合、リップルの少い電圧波形ａでは最大許容電流値
ｄとの差はＳｌと大きくなり、リップルの多い電圧波形
すではＳ２と小さくなる。この様に負荷電流の平均値を
検出する方式では、電流リップルの多少により、最大許
容電流値ｄとの差が変動するため、コンパレータ１１７
の検出レベルは電流リップルが多い場合を考慮して低く
押える必要があった。この結果、電流リップルの少い時
にも低い電流での運転を強いられることになる。したが
って、電動機の能力を充分発揮できないものであった。
本発明の目的は、負荷電流検出可能で且つ、パワーモジ
ュールに環流ダイオード用端子を必要としない電動機の
運転ｆｌｉｌ＋御装置を従装置ることにある。
ュールに環流ダイオード用端子を必要としない電動機の
運転ｆｌｉｌ＋御装置を従装置ることにある。
環流電流分が無くても負荷電流の最大値は検出素子を流
れる為、この最大値をホールドして利用すれば充分目的
を達成することが可能である。
れる為、この最大値をホールドして利用すれば充分目的
を達成することが可能である。
このことから本発明は、電動機に流れる駆動電流７ ・
を切換える複数の上側および下側スイッチング素子と該
スイッチンク素子の片側が全てＯＦＦ” したときに電
流の流れを保持するダイオードとより成るパワーモジュ
ールと、該パワーモジュールの上側および下側スイッチ
ング素子をドライブ回路を介して０Ｎ−ＯＦＦ制御して
電動機の回転数を制御する演算回路とを備えた電動機の
運転制御装置において、直流電源とパワーモジュールと
の間に挿入された電流検出素子と、該電流検出素子の両
端電圧の最大値を任意の充放電時定数で保持できる最大
値保持回路と、この最大値が一定の値を越えた過負荷運
転状態であることを判定する比較回路とを備え、該比較
回路の出力が前記演算回路の入力端子に接続され、過負
荷運転状態が演算回路の入力端子に入力されると電動機
の回転数を下げる電動機の運転制御装置としたのである
。
スイッチンク素子の片側が全てＯＦＦ” したときに電
流の流れを保持するダイオードとより成るパワーモジュ
ールと、該パワーモジュールの上側および下側スイッチ
ング素子をドライブ回路を介して０Ｎ−ＯＦＦ制御して
電動機の回転数を制御する演算回路とを備えた電動機の
運転制御装置において、直流電源とパワーモジュールと
の間に挿入された電流検出素子と、該電流検出素子の両
端電圧の最大値を任意の充放電時定数で保持できる最大
値保持回路と、この最大値が一定の値を越えた過負荷運
転状態であることを判定する比較回路とを備え、該比較
回路の出力が前記演算回路の入力端子に接続され、過負
荷運転状態が演算回路の入力端子に入力されると電動機
の回転数を下げる電動機の運転制御装置としたのである
。
以下１本発明の一実施例を第１図〜第５図により説明す
る。
る。
第１図は、一般に市販されているパワーモジュ−ルを使
用したときの回路を示したもので、１〜６はパワー１ヘ
ランジスタ、７〜１２はダイオードで、図示の如く接続
されている。１３はパワー１−ランジスタト〜６及びダ
イオード７〜１２により構成されるパワーモジュール、
１４は電動機で、パワーモジュール１３に図示の如く３
和接続されている。１５は電流検出素子で、実施例では
抵抗を用いている。Ｖｄは直流電圧、■は電流検出素子
Ｉ５を流れる直流電流Ｔｄにより生じる電圧である。
用したときの回路を示したもので、１〜６はパワー１ヘ
ランジスタ、７〜１２はダイオードで、図示の如く接続
されている。１３はパワー１−ランジスタト〜６及びダ
イオード７〜１２により構成されるパワーモジュール、
１４は電動機で、パワーモジュール１３に図示の如く３
和接続されている。１５は電流検出素子で、実施例では
抵抗を用いている。Ｖｄは直流電圧、■は電流検出素子
Ｉ５を流れる直流電流Ｔｄにより生じる電圧である。
第２図は、本発明の中心をなす負荷電流検出回路で、１
６は直流電動機１４の回転数制御を司さどる上で中枢部
となる演算回路を備えたマイクロコンピュータ（以下マ
イコンと呼ぶ）、１７は第１図の電流検出素子１５に発
生する電圧Ｖの大きさがある値を越えたことをマイコン
１６へ知らせる働らきをするコンパレータである。
６は直流電動機１４の回転数制御を司さどる上で中枢部
となる演算回路を備えたマイクロコンピュータ（以下マ
イコンと呼ぶ）、１７は第１図の電流検出素子１５に発
生する電圧Ｖの大きさがある値を越えたことをマイコン
１６へ知らせる働らきをするコンパレータである。
第３図は、第２図のＶに於ける電圧波形を示す。
第４図は、実線が第２図に於けるコンパレータ１７のマ
イナス端子に入力さオＬる電圧波形、破線か第３図で示
した電圧Ｖの波形であり、［１は第２図の抵抗Ｒ１を通
してキャパシタＣ１に充電される充電時間、ｔ２は抵抗
Ｒ２を通してシャバシタＣ’ｌが放電する放電時間を示
す。実際には抵抗Ｒ２を充分大きくしているためコンパ
レータ１７へは第４図の一点鎖線のようには一直線に近
い電圧波形で入力される。
イナス端子に入力さオＬる電圧波形、破線か第３図で示
した電圧Ｖの波形であり、［１は第２図の抵抗Ｒ１を通
してキャパシタＣ１に充電される充電時間、ｔ２は抵抗
Ｒ２を通してシャバシタＣ’ｌが放電する放電時間を示
す。実際には抵抗Ｒ２を充分大きくしているためコンパ
レータ１７へは第４図の一点鎖線のようには一直線に近
い電圧波形で入力される。
第５図はコンパレータ１７の検出レベルと、パワーモジ
ュールの最大許容電流値ｄ及び負荷電流との関係を示し
たものである。
ュールの最大許容電流値ｄ及び負荷電流との関係を示し
たものである。
第１図に於いて、パワー１〜ランジスタｌ〜６は、それ
ぞれのベースに接続されたドライブ回路（図示せず）に
より、第７図と同様に上側と下側のパワートランジスタ
各１ヶが交互にＯＮする。
ぞれのベースに接続されたドライブ回路（図示せず）に
より、第７図と同様に上側と下側のパワートランジスタ
各１ヶが交互にＯＮする。
即ち、１と５ → １と６→ ２と６ → ２と４を供
給する。
給する。
今パワー１〜ランジスタ１と５がＯＮしている状態を考
えると、直流電流ｒｄは、直流電源正側Ａ→パワー１−
ランジスタ１ →直流電動機１４ →パワー１〜ランジ
スタ５ →電流検出素ｒ−１５→直流電源負側Ｂ の順
に流れる。この時電流検出素子１５には直流電流Ｉｄが
流れる。
えると、直流電流ｒｄは、直流電源正側Ａ→パワー１−
ランジスタ１ →直流電動機１４ →パワー１〜ランジ
スタ５ →電流検出素ｒ−１５→直流電源負側Ｂ の順
に流れる。この時電流検出素子１５には直流電流Ｉｄが
流れる。
そして、直流電動機１４の回転数を変換するためには、
直流電動機１４に印加する電圧を変えろ必要がある。こ
のための手段として第７図と同様にパワートランジスタ
のＯＮする組合せの切替わる周期よりも早い周期で上側
のパワートランジスタをＯＮ、ＯＦＦさせ、旧っ、該Ｏ
Ｎ時間すなわち、第８図に示すＯＮ時間１１ を変え
る。これにより直流電動機１４にかかる平均電圧を制御
し、ている。
直流電動機１４に印加する電圧を変えろ必要がある。こ
のための手段として第７図と同様にパワートランジスタ
のＯＮする組合せの切替わる周期よりも早い周期で上側
のパワートランジスタをＯＮ、ＯＦＦさせ、旧っ、該Ｏ
Ｎ時間すなわち、第８図に示すＯＮ時間１１ を変え
る。これにより直流電動機１４にかかる平均電圧を制御
し、ている。
次に第１図に於いて、パワートランジスタ５がＯＮ、パ
ワー１−ランジスタ１がチミソピングしているときにＯ
ＦＦの状態を考えると、環流電流Ｉｒは、直流電動機１
４ →パワー１ヘランジスタ５ →還流用ダイオード１
０ →直流電動機１４の順に流れる。この時電流検出素
子Ｉ５には環流電流Ｔｒは流れない。
ワー１−ランジスタ１がチミソピングしているときにＯ
ＦＦの状態を考えると、環流電流Ｉｒは、直流電動機１
４ →パワー１ヘランジスタ５ →還流用ダイオード１
０ →直流電動機１４の順に流れる。この時電流検出素
子Ｉ５には環流電流Ｔｒは流れない。
この様にこの回路方式では、電流検出素子１５には直流
電流■ｄしか流にず、直流電動機１４に流れる電流に比
例する負荷電流Ｉｍを電流検出素子により直接検出する
ことはできない。
電流■ｄしか流にず、直流電動機１４に流れる電流に比
例する負荷電流Ｉｍを電流検出素子により直接検出する
ことはできない。
第２図に於いてダイオードＤ１のアノード側には第３図
に示ず電圧Ｖが印加さＩするにの電圧Ｖによる電流はダ
イオードＤＩ、抵抗Ｒ１を通しキャパシタＣ１を充電す
る。充電速度はＲＩ Ｘ Ｃ１で定まる時定数で左右さ
れる。検出感度を高めるには時定数を小さくし、検出感
度を低くするには時定数を大きくすれば良い。例えば、
第５図の最大許容電流値ｄを検出する場合であれば極力
検出感度を高くする必要があり、本発明の如く過負荷運
転を抑制するような場合であればサージ電流やノイズに
よる誤動作を防止する為に検出感度を若干落とす方が有
利となる。
に示ず電圧Ｖが印加さＩするにの電圧Ｖによる電流はダ
イオードＤＩ、抵抗Ｒ１を通しキャパシタＣ１を充電す
る。充電速度はＲＩ Ｘ Ｃ１で定まる時定数で左右さ
れる。検出感度を高めるには時定数を小さくし、検出感
度を低くするには時定数を大きくすれば良い。例えば、
第５図の最大許容電流値ｄを検出する場合であれば極力
検出感度を高くする必要があり、本発明の如く過負荷運
転を抑制するような場合であればサージ電流やノイズに
よる誤動作を防止する為に検出感度を若干落とす方が有
利となる。
キャパシタＣＩに充電された電流は抵抗Ｒ２を通して放
電される。放電速度はＲ２ＸＣ１で定まる時定数で左右
される。この放電時定数も前記した充電時定数の場合と
同様に回路の使用目的によ１３
Ｐ＾＾す自由
に選択できる。
電される。放電速度はＲ２ＸＣ１で定まる時定数で左右
される。この放電時定数も前記した充電時定数の場合と
同様に回路の使用目的によ１３
Ｐ＾＾す自由
に選択できる。
抵抗Ｒ３，Ｒ４はコンパレータ１７のプラス側端子の電
位を決めるための抵抗で、負荷電流の検出レベルを決定
する。
位を決めるための抵抗で、負荷電流の検出レベルを決定
する。
抵抗Ｒ５はプルアップ抵抗、Ｒ６はフィードバック抵抗
である。
である。
マイコン１６の○ｖＬ端子は負荷電流検出によるコンパ
レータ１７の出力反転を入力し、ＣＨＯ端子から出力す
るチョッパ信号のＨｉとＬｏの比（以下チョッパデユー
ティと言う）を変化させて電動機１４の回転数を調整し
、負荷電流が適正値を維持する様に働く。
レータ１７の出力反転を入力し、ＣＨＯ端子から出力す
るチョッパ信号のＨｉとＬｏの比（以下チョッパデユー
ティと言う）を変化させて電動機１４の回転数を調整し
、負荷電流が適正値を維持する様に働く。
本検出回路によれば、検出レベルは原理的には第４図の
実線に示す如く充電時間ｔ１ と放電時間ｔ２からな
る波形を示すが、本実施例では放電時定数を１秒以下の
適当な値になる様充分長くしているため第４図の様なチ
ョッパ周期では一点鎖線に示す如く、はゾ直線となって
コンパレータ１７に入力される。このため、コンパレー
タ１７で検出する電流レベルは、従来例では負荷電流の
平均値であったのに対し、本実施例では負荷電流の最大
値となっている点で相違している。しかし、第１図の直
流電流１ｄにより、負荷電流Ｔ ｒｎを検出することが
できる。
実線に示す如く充電時間ｔ１ と放電時間ｔ２からな
る波形を示すが、本実施例では放電時定数を１秒以下の
適当な値になる様充分長くしているため第４図の様なチ
ョッパ周期では一点鎖線に示す如く、はゾ直線となって
コンパレータ１７に入力される。このため、コンパレー
タ１７で検出する電流レベルは、従来例では負荷電流の
平均値であったのに対し、本実施例では負荷電流の最大
値となっている点で相違している。しかし、第１図の直
流電流１ｄにより、負荷電流Ｔ ｒｎを検出することが
できる。
次に第５図により動作例を説明する。
第５図に於いて、ａはリップルが小さい時の負荷電流、
ｂはリップルが大きい時の負荷電流、Ｃはコンパレータ
１７による検出レベル、ｄはパワーモジュールに流し得
る最大許容電流値である。
ｂはリップルが大きい時の負荷電流、Ｃはコンパレータ
１７による検出レベル、ｄはパワーモジュールに流し得
る最大許容電流値である。
本実施例による負荷電流検出回路によれば、負荷電流の
最大値を検出するため、検出レベルＣは電流リップルの
大小に係わりなく、最大許容電流値ｄより一定の値Ｓを
差し引いた点に定めれば良く、電流リップルの大小に影
響を受けることなく決定することができる。更にａに示
す如く、リップルが少なければ平均電流は、リップルの
多いｂより大きく流し得る為、電動機１４の運転範囲を
拡大できる。したがって、電動機の能力を充分発揮する
ことができる。さらには、検出レベルＣを最大許容値ｄ
より一定の値Ｓを差し引いた点に定めることで、確実な
過負荷保護が行なえる。尚、パワーモジュールのパワー
トランジスタのベース電流を小さくしたい場合は、第１
１図の如くダーリントン接続すれば良い。また、大電流
をパワートランジスタ９で開閉する場合は、第１２図の
如く並列に接続すれば、大容量の高価なパワートランジ
スタを使わなくて済む。
最大値を検出するため、検出レベルＣは電流リップルの
大小に係わりなく、最大許容電流値ｄより一定の値Ｓを
差し引いた点に定めれば良く、電流リップルの大小に影
響を受けることなく決定することができる。更にａに示
す如く、リップルが少なければ平均電流は、リップルの
多いｂより大きく流し得る為、電動機１４の運転範囲を
拡大できる。したがって、電動機の能力を充分発揮する
ことができる。さらには、検出レベルＣを最大許容値ｄ
より一定の値Ｓを差し引いた点に定めることで、確実な
過負荷保護が行なえる。尚、パワーモジュールのパワー
トランジスタのベース電流を小さくしたい場合は、第１
１図の如くダーリントン接続すれば良い。また、大電流
をパワートランジスタ９で開閉する場合は、第１２図の
如く並列に接続すれば、大容量の高価なパワートランジ
スタを使わなくて済む。
本発明によれば、負荷電流の最大値をホールドして検出
することにより、負荷電流を正確に知ることができる。
することにより、負荷電流を正確に知ることができる。
従って、環流電流検出用の端子を有しないパワーモジュ
ールを使用できる電動機の運転制御装置を提供できる。
ールを使用できる電動機の運転制御装置を提供できる。
□ 第１図は本発明の電動機の駆動部回路、第２図は本
発明の負荷電流検出回路、第３図は第２図の電圧Ｖの波
形、第４図は第２図のコンパレータマイナス端子の入力
波形、第５図は本発明に於ける電流レベルの比較を示し
たもの、第６図は従来のインバータによる電動機駆動部
回路、第７図は上１５ 。 側と下側パワートランジスタのＯＮ状態を示す図、第８
図は第６図の各部電流波形、第９図は従来の負荷電流検
出回路、第１０図は従来の電流レベルの比較を示した図
、第１１図は第１図のパワートランジスタに代えてグー
リン１ヘン接続とする側口、第１２図は第１図のパワー
トランジスタを並列に接続した側口である。 １・・パワー１〜ランジスタ、７・・環流ダイオード、
１３・・・パワーモジュール、１４・・・直流電動機、
１５・・・電流検出抵抗、１６・・・マイコン、１７・
・・コンパレータ。 代理人弁理士 小 川 勝 男 ′−７第 １ 目 ＃２ 口
発明の負荷電流検出回路、第３図は第２図の電圧Ｖの波
形、第４図は第２図のコンパレータマイナス端子の入力
波形、第５図は本発明に於ける電流レベルの比較を示し
たもの、第６図は従来のインバータによる電動機駆動部
回路、第７図は上１５ 。 側と下側パワートランジスタのＯＮ状態を示す図、第８
図は第６図の各部電流波形、第９図は従来の負荷電流検
出回路、第１０図は従来の電流レベルの比較を示した図
、第１１図は第１図のパワートランジスタに代えてグー
リン１ヘン接続とする側口、第１２図は第１図のパワー
トランジスタを並列に接続した側口である。 １・・パワー１〜ランジスタ、７・・環流ダイオード、
１３・・・パワーモジュール、１４・・・直流電動機、
１５・・・電流検出抵抗、１６・・・マイコン、１７・
・・コンパレータ。 代理人弁理士 小 川 勝 男 ′−７第 １ 目 ＃２ 口
Claims (1)
- 電動機に流れる駆動電流を切換える複数の上側および下
側スイッチング素子と該スイッチング素子の片側が全て
ＯＦＦしたときに電流の流れを保持するダイオードとよ
り成るパワーモジュールと、該パワーモジュールの上側
および下側スイッチング素子をドライブ回路を介してＯ
Ｎ・ＯＦＦ制御して電動機の回転数を制御する演算回路
とを備えた電動機の運転制御装置において、直流電源と
パワーモジュールとの間に挿入された電流検出素子と、
該電流検出素子の両端電圧の最大値を任意の充放電時定
数で保持できる最大値保持回路と、この最大値が一定の
値を超えた過負荷運転状態であることを判定する比較回
路とを備え、該比較回路の出力が前記演算回路の入力端
子に接続され、過負荷運転状態が演算回路の入力端子に
入力されると電動機の回転数を下げることを特徴とする
電動機の運転制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60007518A JPS61170295A (ja) | 1985-01-21 | 1985-01-21 | 電動機の運転制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60007518A JPS61170295A (ja) | 1985-01-21 | 1985-01-21 | 電動機の運転制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61170295A true JPS61170295A (ja) | 1986-07-31 |
Family
ID=11667990
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60007518A Pending JPS61170295A (ja) | 1985-01-21 | 1985-01-21 | 電動機の運転制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61170295A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012196723A (ja) * | 2011-03-18 | 2012-10-18 | Hitachi Koki Co Ltd | 電動工具 |
| US9793847B2 (en) | 2011-03-18 | 2017-10-17 | Hitachi Koki Co., Ltd. | Electric power tool |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59132779A (ja) * | 1983-01-17 | 1984-07-30 | Toshiba Corp | 空気調和機 |
-
1985
- 1985-01-21 JP JP60007518A patent/JPS61170295A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59132779A (ja) * | 1983-01-17 | 1984-07-30 | Toshiba Corp | 空気調和機 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012196723A (ja) * | 2011-03-18 | 2012-10-18 | Hitachi Koki Co Ltd | 電動工具 |
| US9793847B2 (en) | 2011-03-18 | 2017-10-17 | Hitachi Koki Co., Ltd. | Electric power tool |
| US10033323B2 (en) | 2011-03-18 | 2018-07-24 | Hitachi Koki Co., Ltd. | Electric power tool |
| US11070160B2 (en) | 2011-03-18 | 2021-07-20 | Koki Holdings Co., Lid. | Electric power tool |
| US11770088B2 (en) | 2011-03-18 | 2023-09-26 | Koki Holdings Co., Ltd. | Electric power tool |
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