JP2624524B2 - 電動機の過負荷検出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、PWM（パルス幅変調）により直流電動機
の回転数を制御するシステムに係り、特に電流検出抵抗
等を利用して過電流を検知して、電動機を停止あるいは
回転数を低下させることにより、電動機、制御装置、ワ
イヤハーネスの焼損又は劣化を防止するのに好適な電動
機の過負荷検出装置に関するものである。

［従来技術］ 直流電動機の過負荷検出装置としては、例えば、特開
昭60−237886号公報にて開示されている。これは、直流
電源と直流電動機との間に配設したスイッチング手段を
チョッパ信号に基づいてスイッチング動作させる際に、
比較回路にて直流電動機に流れる電流を検出するための
電流検出抵抗の両端電圧の平均値を前記チョッパ信号の
平均値と比較することにより過負荷状態を判断するよう
にしたものである。

［発明が解決しようとする課題］ このような電動機の過負荷検出装置において、直流電
源の電圧は変化する、即ち、例えば自動車のエンジン冷
却用電動機においては直流電源としてのバッテリーが他
の用途にも使用され、バッテリー電圧が変化する。そし
て、このような従来例では、過負荷状態を規定する電流
しきい値をある一定値にしかできないため、比較回路に
おける基準電圧は、運転される最大出力時の電流に対応
して設定することになる。即ち、直流電源（バッテリ
ー）の電圧が最大値で、かつ最大デューティー（100
％）で過負荷状態を検出するように直流電動機に流れる
電流値が設定されている。

従って、直流電動機に流れる電流の平均値が予め設定
されたある一定電流値を越えたか否かを検出することが
できるが、その設定した最大電源電圧及び最大デューテ
ィー（100％）に対し電源電圧が低い状態で運転してい
る時や低いデューティーで運転している時に、電流検出
抵抗による検出電圧がチョッパ信号に基づく基準電圧以
下であるが設定電流に近い電流が流れ続けた場合には、
直流電動機、パワートランジスタ、ワイヤハーネス等を
焼損あるいは劣化させてしまう虞がある。

この発明の目的は、電源電圧や運転デューティーが変
化した場合にも確実に電動機の過負荷状態を検出できる
電動機の過負荷検出装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ この発明は、直流電動機に直流電源を投入するスイッ
チング手段と、前記スイッチング手段をスイッチング動
作させるドライブ回路と、前記ドライブ回路を制御する
ためのチョッパ信号を出力する制御手段と、前記直流電
動機に流れる電流に比例した電圧を発生させる電動機電
流検出手段と、前記制御手段からのチョッパ信号にて前
記直流電源から供給される電圧をチョッパリング及び平
滑化して基準電圧を設定する基準電圧設定手段と、前記
電動機電流検出手段による検出電圧と前記基準電圧設定
手段による基準電圧とを比較し、電動機電流検出手段に
よる検出電圧が基準電圧設定手段による基準電圧より大
きいとき直流電動機が過負荷状態にあると判定する比較
判定手段とを備えた電動機の過負荷検出装置はその要旨
とするものである。

［作用］ 基準電圧設定手段が制御手段からのチョッパ信号にて
直流電源から供給される電圧をチョッパリング及び平滑
化して基準電圧を設定する。その結果、基準電圧がチョ
ッパ信号のデューティーと直流電源の電圧に基づき作成
されることとなる。そして、比較判定手段が電動機電流
検出手段による検出電圧と前記基準電圧設定手段による
基準電圧とを比較し、電動機電流検出手段による検出電
圧が基準電圧設定手段による基準電圧より大きいとき直
流電動機が過負荷状態にあると判定する。

［実施例］ 以下、この発明を自動車のエンジン冷却用電動機に具
体化した一実施例を図面に従って説明する。

第１図に示すように、直流電源（バッテリー）１に対
し直流電動機2,スイッチング手段としてのパワーMOSFET
3,電動機電流検出手段としての電流検出抵抗４がそれぞ
れ直列に接続されている。又、直流電動機２には転流ダ
イオード５が並列に接続されている。

制御手段としてのPWMコンパレータ６のマイナスの入
力端子には三角波発振回路７が接続され、同コンパレー
タ６はこの三角波発振回路７から予め設定された周波数
をもつ三角波発振信号を入力する。又、同コンパレータ
６のプラスの入力端子にはPWMコントロール電圧が入力
され、前記三角波発振信号とPWMコントロール電圧の交
点で反転したチョッパ信号が出力される。そして、図示
しない電動機制御用マイクロコンピュータの指令により
PWMコントロール電圧が変更されてその電圧値に比例し
たデューティー比のチョッパ信号が同コンパレータ６か
ら出力される。尚、8,9は同コンパレータ６のPWMコント
ロール電圧入力端子に設けられた抵抗であり、10は同じ
くコンパレータ６のPWMコントロール電圧入力端子に設
けられたソフトスタート時定数設定用の平滑コンデンサ
である。

前記PWMコンパレータ６の出力端子は、npnトランジス
タ11とpnpトランジスタ12とからなるドライブ回路に接
続されている。又、そのドライブ回路の出力はゲート抵
抗13を介して前記パワーMOSFET3のゲート端子に接続さ
れている。従って、このドライブ回路は、PWMコンパレ
ータ６からのチョッパ信号に基づいてパワーMOSFET3を
ドライブ（オン・オフ制御）する。尚、14は、PWMコン
パレータ６の出力端子と、ドライブ回路への印加電源Ｖ
Bとの間に設けられたプルアップ抵抗である。

そして、パワーMOSFET3がオンしている時は直流電源
１→直流電動機２→パワーMOSFET3→電流検出抵抗４→
直流電源１の経路で電流Idが流れる。一方、パワーMOSF
ET3がオンからオフした時は直流電動機２→転流ダイオ
ード５→直流電動機２の経路で転流電流Irが流れる。

第２図及び第３図に２種類の直流電動機２を運転した
場合の電流検出抵抗４を流れる電流Idの波形と直流電動
機２を流れる電流Imの波形を各々示した。この第２図及
び第３図から明らかなように、２種類の直流電動機２の
いずれも、直流電動機２の平均電流（Imの平均値）はチ
ョッパ信号のデューティー比Ｄ（＝t1/t）にほぼ比例す
るが、直流電動機２の巻線のインダクタンスＬ及び抵抗
値Ｒより決まる時定数τ（＝L/R）の差により電流波形
が異なってくる。即ち、第２図に示す電動機は第３図に
示す電動機に対し時定数が小さい。

第１図において、パワーMOSFET3と電流検出抵抗４と
の間の接続点ａはオペアンプ15の非反転入力端子に接続
されている。そのオペアンプ15の出力端子はダイオード
16を介して反転入力端子に帰還されている。このオペア
ンプ15とダイオード16とから理想ダイオード回路が構成
されている。

その理想ダイオード回路は、抵抗17とコンデンサ18か
ら成る積分回路を経て、比較判定手段としてのコンパレ
ータ19のプラス入力端子に接続されている。又、理想ダ
イオード回路と抵抗17との間の接続点ｂには放電時定数
設定用抵抗20が接続されている。

従って、パワーMOSFET3がオンした時、接続点ａでの
電位（電流検出電圧Vs）は、理想ダイオード回路（15、
16）及び積分回路（17,18）を経てコンパレータ19に入
力され、コンパレータ19の入力側のα点の電位ＶSTが上
昇する。このパワーMOSFET3のオン状態からパワーMOSFE
T3がオフすると、接続点ａでの電位（電流検出電圧Vs）
は「０」となるため、コンデンサ18の電荷が抵抗17,20
を通して通電しα点の電位ＶSTは低下してゆく。この放
電時定数が充電時定数に対し充分大きくなっており、そ
の時定数に基づいてＶSTは収束して行く。従って、チョ
ッパ信号のデューティー比が大きくなれば当然ＶSTは大
きな値に収束する。ここで、理想ダイオード回路（15、
16）は、パワーMOSFET3がオフの時、電流検出抵抗４を
通じて電荷を放電させない働きをする。

今、抵抗17の抵抗値をR17、抵抗20の抵抗値をR20、コ
ンデンサ18の容量をC18とした場合に、充電時定数τｃ
＝R17・C18、放電時定数τdc＝（R17＋R20）・C18とな
り、このτc,τdcを所定の値となるように設定すると、
接続点ａでの電位（電流検出電圧Vs）から直流電動機２
に流れる電流Imの平均値を知ることができる。

即ち、直流電動機２の時定数が小さく電流変化が大き
い場合は（第２図に示す場合は）PWM周期ｔ≪τｃ＜τd
cとし、又、直流電動機２の時定数が大きく電流変化が
小さい場合は（第３図に示す場合は）ｔ≒τｃ＜τdcと
なるように設定する。こうすることにより、前者の場合
はVs波形（Id波形）の途中のポイント（第２図中、P1で
示す）の値をサンプリングすることによりImの平均値と
比例する（デューティーとの関係において比例する）電
圧ＶSTを得ることができる。又、後者の場合はVs（Id）
のピーク値がほぼImの平均値に比例するため、ピークに
近いポイント（第３図中、P2で示す）をサンプリングす
ることにより、Imの平均値に比例した（デューティーと
の関係において比例する）電圧ＶSTを得ることができ
る。

従って、このように直流電動機２の特性に合せて充電
時定数τc,放電時定数τdcを設定することにより、電流
検出抵抗４に流れる電流Idより直流電動機２に流れる電
流Imを間接的に知ることができる。

第１図において、制御手段としてのコンパレータ21
は、前記パワーMOSFET3をオン・オフするチョッパ信号
と同一の信号を作るためのPWMコンパレータであって、
そのプラス入力端子には前記三角波発振回路７が接続さ
れ、同回路７から三角波発振信号を入力する。又、コン
パレータ21のマイナス入力端子は、ダイオード22と抵抗
23の中間点ｃから前記PWMコントロール電圧を入力す
る。従って、コンパレータ21において、前記三角波発信
信号とPWMコントロール電圧の交点で反転したチョッパ
信号が出力される。

コンパレータ21の出力端子は抵抗24を介してトランジ
スタ25のベース端子に接続されている。前記直流電源１
（電圧ＶB）が、このトランジスタ25を経て抵抗26とコ
ンデンサ27の積分回路に接続され、さらに、分割抵抗2
8,29に接続されている。この分割抵抗28,29の中間のβ
点が前記コンパレータ19のマイナス入力端子に接続され
ている。尚、30,31は抵抗24の前後と直流電源１（電圧
ＶB）との間に接続された抵抗である。

そして、コンパレータ21から出力されるチョッパ信号
にて直流電源１に接続したトランジスタ25がオン・オフ
して電源電圧ＶBがチョッパリングされ、その電源電圧
ＶBが積分回路（26,27）にて平滑化され、ＶB・（t1/
t）なるデューティー比に比例した電圧が作り出され、
更に抵抗28,29により分圧して、コンパレータ19に基準
電圧Vrefとして入力される。

従って、分割抵抗28,29の抵抗値をR28,R29とすると、
コンパレータ19における基準電圧Vrefは Vref＝ＶB・（t1/t）・R29/（R28＋R29） となり、Vrefは電源電圧ＶB及びデューティー比t1/tに
比例した値となる。

本実施例ではトランジスタ25、抵抗26,28,29及びコン
デンサ27から基準電圧設定手段が構成されている。

又、前記接続点ｃにはトランジスタ32を介して定電圧
電源Vzが接続され、そのトランジスタ32のベース端子に
電動機起動信号が入力される。従って、図示しない制御
回路の電源が投入された後の直流電動機２が末だ運転さ
れず電動機起動信号が出力されるまでの待機状態で、ト
ランジスタ32がオン状態になる。その結果、上記待機状
態時にはVref用のコンパレータ21のマイナス入力端子に
電圧を強制的に三角波信号のピークレベル以上にもち上
げられ、その出力を100％オンとしてVrefの値を大きく
し、コンパレータ19が反転しないようにしている。尚、
33,34はトランジスタ32のベース端子に設けられた抵抗
である。

次に、このように構成した電動機の過負荷検出装置の
作用を説明する。

第４図に示すように、イグニッションスイッチのオン
操作により図示しない制御回路の電源が投入され直流電
動機２が未だ運転されない待機状態においては、トラン
ジスタ32がオン状態になり、Vref用のコンパレータ21の
マイナス入力端子の電圧を強制的に三角波信号のピーク
レベル以上にもち上げることにより、その出力が100％
オンとなりVrefは大きく持ち上げられる。従って、直流
電動機２の運転が電動機制御用マイクロコンピュータよ
り指示されるまでは、ＶST＝０、Vref＝０となりコンパ
レータ19が反転してしまう誤動作が防止される。

次に、電動機制御用マイクロコンピュータの指令によ
り所定のPWMコントロール電圧が出力され、PWMコンパレ
ータ６において三角波発振回路７からの三角波発信信号
とPWMコントロール電圧とが比較され、その交点で反転
したチョッパ信号が出力される。そして、PWMコンパレ
ータ６のチョッパ信号によりドライブ回路（11,12）を
介してパワーMOSFET3がオン・オフ制御される。パワーM
OSFET3がオンしている時は電流Idが流れ、オフしている
時は転流ダイオード５を介して転流電流Irが流れる。

パワーMOSFET3のオンにて接続点ａでの電位（電流検
出電圧Vs）は、理想ダイオード回路（15、16）を経て積
分回路（17,18）に入力されα点でのＶSTが上昇し、パ
ワーMOSFET3のオフにてVsは「０」となりコンデンサ18
の電荷が低下17,20を通じて放電しＶSTは低下してゆ
く。

一方、コンパレータ21から出力されるチョッパ信号に
てトランジスタ25がオン・オフし、その直流電源１の電
源電圧ＶBがチョッパリングされ、積分回路（26,27）に
て平滑化され、ＶB・（t1/t）なるデューティ比に比例
した電圧を作り出し、更に抵抗28,29により分圧して、
コンパレータ19に基準電圧Vrefとして入力される。

一方、コンパレータ19においては、電源電圧ＶBある
いは、チョッパ信号のデューティー比に比例した基準電
圧Vrefと電流検出抵抗４による検出電圧ＶSTとを比較し
て、その大小関係にて直流電動機２に過負荷運転の有無
を判定する。即ち、基準電圧Vrefより電流検出抵抗４に
よる検出電圧ＶSTが大きいときには直流電動機２に過負
荷運転が有ったことを示す信号を出力する。

そして、このコンパレータ19からの過負荷運転検出信
号により直流電動機２の回転数の低下等の処理が行なわ
れる。

このように本実施例によれば、電源電圧ＶBあるいは
チョッパ信号のデューティー比に比例して基準電圧Vref
と電流検出抵抗４による検出電圧ＶSTとをコンパレータ
19にて比較するようにしたので、コンパレータ19により
運転デューティーあるいは電源電圧ＶBが変化しても常
に直流電動機２の過負荷状態を検出することができる。

又、直流電動機２の巻線のインダクタンスＬ及び抵抗
値Ｒより決まる時定数τ（＝L/R）に合せて、抵抗17の
抵抗値R17、抵抗20の抵抗値R20、コンデンサ18の容量C1
8をそれぞれ設定し最適なる充電時定数τc,放電時定数
τdcを設定することにより、電流検出抵抗４に流れる電
流Idより直流電動機２に流れる電流Imを間接的に、かつ
確実に検出することができる。

さらに、コンパレータ21のマイナス端子にトランジス
タ32を介して定電圧電源Vzを接続し、制御回路の電源が
投入され直流電動機２が未だ運転されない待機状態にお
いて直流電動機２が起動していないことを示す信号にて
トランジスタ32を制御し基準電圧Vrefを強制的に上昇さ
せるようにしたので、ＶST＝０、Vref＝０によるコンパ
レータ19の誤作動を確実に防止することができる。

尚、この発明は上記実施例に限定されることなく、例
えば上記実施例では電流検出抵抗４を電動機電流検出手
段として使用したが、他にも直流電動機２に流れる電流
に比例した電圧を発生させるものなら何でもよい。

［発明の効果］ 以上詳述したようにこの発明によれば、電源電圧や運
転デューティーが変化した場合にも確実に電動機の過負
荷状態を検出できる優れた効果を発揮する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を具体化した実施例の電動機の過負荷
検出装置の回路図、第２図は直流電動機の特性を示す
図、第３図は直流電動機の特性を示す図、第４図は基準
電圧及び検出電圧のタイムチャートである。 １は直流電源、２は直流電動機、３はスイッチング手段
としてのパワーMOSFET、４は電動機電流検出手段として
の電流検出抵抗、６は制御手段としてのPWMコンパレー
タ、11はドライブ回路を構成するnpnトランジスタ、12
はドライブ回路を構成するpnpトランジスタ、19は比較
判定手段としてのコンパレータ、21は制御手段としての
コンパレータ、25は基準電圧設定手段を構成するトラン
ジスタ、26,28,29は基準電圧設定手段を構成する抵抗、
27は基準電圧設定手段を構成するコンデンサ。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電動機に直流電源を投入するスイッチ
   ング手段と、 前記スイッチング手段をスイッチング動作させるドライ
   ブ回路と、 前記ドライブ回路を制御するためのチョッパ信号を出力
   する制御手段と、 前記直流電動機に流れる電流に比例した電圧を発生させ
   る電動機電流検出手段と、 前記制御手段からのチョッパ信号にて前記直流電源から
   供給される電圧をチョッパリング及び平滑化して基準電
   圧を設定する基準電圧設定手段と、 前記電動機電流検出手段による検出電圧と前記基準電圧
   設定手段による基準電圧とを比較し、電動機電流検出手
   段による検出電圧が基準電圧設定手段による基準電圧よ
   り大きいとき直流電動機が過負荷状態にあると判定する
   比較判定手段と を備えたことを特徴とする電動機の過負荷検出装置。