JPS61164384A - 自動周波数制御回路 - Google Patents
自動周波数制御回路Info
- Publication number
- JPS61164384A JPS61164384A JP60005388A JP538885A JPS61164384A JP S61164384 A JPS61164384 A JP S61164384A JP 60005388 A JP60005388 A JP 60005388A JP 538885 A JP538885 A JP 538885A JP S61164384 A JPS61164384 A JP S61164384A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- voltage
- oscillator
- local oscillator
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Television Receiver Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は受信装置の同調周波数を常に人力周波数に自動
的に合致させ、安定した受信状態を確保する自動周波数
制御（以下ＡＦＣと称す。）回路に関する。
的に合致させ、安定した受信状態を確保する自動周波数
制御（以下ＡＦＣと称す。）回路に関する。
一般に、受信装置ｔＦｉ、受信しようとする入力周波数
に正確に同調する必要があり、中心周波数からのずれは
復調出力忙於ける歪の増大やＳ／Ｎの劣化をまねくもの
である。同調ずれを生ずる原因としては、送信側での周
波数変動と受信側での周波ａｆ動がある。
に正確に同調する必要があり、中心周波数からのずれは
復調出力忙於ける歪の増大やＳ／Ｎの劣化をまねくもの
である。同調ずれを生ずる原因としては、送信側での周
波数変動と受信側での周波ａｆ動がある。
従来、この様な同調ずれを解消するため通常用いられる
方法としては、第２図に示すＡＦＣ回路がある。同図に
おいて、人力端子Ｉからの受信信号は高周波増幅部２、
混合部３、中間周波増幅部４及び周波数弁別回路５を経
て出刃端子６から出力される。局部発振器７として電圧
制御発振器（以下ＶＣＯと称す。）を用いた場合には、
同調の動作は選局電圧発生部８によりＶＣＯに加える電
圧を変化させて行われる。この選局電圧に周波数弁別回
路５の出力を適当な低域通過フィルタ９及び直流増幅回
路１ｏを通じて得られた電圧を加えることＫより、周波
数弁別回路５の中心周波数ＫｔＫ信号周波数が一致する
様に局部発振器の発振周波数を自動制御するものである
。この方式に於ては、ＶＣＯの発振周波数は制御電圧に
より決定されるため、ＶＣＯの電圧対周波数特性は厳密
に設定される必要がある。例えば、選局電圧発生部８に
ポテンショメータによる分圧器を用いた場合には、電圧
対周波数特性が予め定められた条件に正確に合致してい
ないと、同調操作部分に設けられた周波数目盛が正しい
指示をしないことになり、また選局電圧発生部８にＤ／
Ａコンバータを用いた場合にも正しい周ｒｌＬ数に同調
しないことになる。
方法としては、第２図に示すＡＦＣ回路がある。同図に
おいて、人力端子Ｉからの受信信号は高周波増幅部２、
混合部３、中間周波増幅部４及び周波数弁別回路５を経
て出刃端子６から出力される。局部発振器７として電圧
制御発振器（以下ＶＣＯと称す。）を用いた場合には、
同調の動作は選局電圧発生部８によりＶＣＯに加える電
圧を変化させて行われる。この選局電圧に周波数弁別回
路５の出力を適当な低域通過フィルタ９及び直流増幅回
路１ｏを通じて得られた電圧を加えることＫより、周波
数弁別回路５の中心周波数ＫｔＫ信号周波数が一致する
様に局部発振器の発振周波数を自動制御するものである
。この方式に於ては、ＶＣＯの発振周波数は制御電圧に
より決定されるため、ＶＣＯの電圧対周波数特性は厳密
に設定される必要がある。例えば、選局電圧発生部８に
ポテンショメータによる分圧器を用いた場合には、電圧
対周波数特性が予め定められた条件に正確に合致してい
ないと、同調操作部分に設けられた周波数目盛が正しい
指示をしないことになり、また選局電圧発生部８にＤ／
Ａコンバータを用いた場合にも正しい周ｒｌＬ数に同調
しないことになる。
このことは所定の電圧対周波数特性を得るためにはｖＣ
Ｏを構成する部品のバラツキ等の管理が必要になり、ま
九展造段階に於ては複雑な調整作業を必要とするという
欠点がある。さらに設計段階に於てはＶＣＯの電圧対局
波数特性が既知でない限りボテンシッメータに連動する
周波数目盛を正しく記入することができず、またＤ／Ａ
コンバータを用いた場合にはこれを制御する例えばコン
ビエータの内部データも書き込むことができず、ｖＣＯ
とその制御回路の設計を同時に進行することが困難であ
るという欠点がある。
Ｏを構成する部品のバラツキ等の管理が必要になり、ま
九展造段階に於ては複雑な調整作業を必要とするという
欠点がある。さらに設計段階に於てはＶＣＯの電圧対局
波数特性が既知でない限りボテンシッメータに連動する
周波数目盛を正しく記入することができず、またＤ／Ａ
コンバータを用いた場合にはこれを制御する例えばコン
ビエータの内部データも書き込むことができず、ｖＣＯ
とその制御回路の設計を同時に進行することが困難であ
るという欠点がある。
次に、ｖｃ’ｏの周波数を制御する池の手段として一般
に用いられている方法に第３図に示すＰＬ、Ｉ、（フェ
ーズロックループ）方式がある。
に用いられている方法に第３図に示すＰＬ、Ｉ、（フェ
ーズロックループ）方式がある。
この方式に於ても、ＶＣＯの発振周波数は電圧によって
制御されるのであるが、その電圧は低域通過フィルタ１
１及び直流増幅回路１２を経て人力される位相検波器１
３の出力によって、プログラマブル分周器１４を介して
分周されたＶＣＯの出力の位相が常に基準発振器Ｉ５の
位相に追随する様に制御される。なお、Ｉσはプログラ
マブル分周器１４をプログツムするためのデータ送出部
である。通常、基準発振器１５としては水晶発振器を用
い、その周波数確度及び安定度は１０−６以上が容易に
得られるので、ＶＣＯの発振周波数も極めて正確なもの
が得られるっさらに、ＰＬＬ方式に於てはｖＣｏの制御
電圧の可変範囲が必要とされるＶＣＯの変化域を含む様
になっていれば、所要の同波数で発振させることが可能
なので、ｖＣＯ自体のＴＩＬＦＥ対周波数の変化特性が
必らずしも厳密に一定条件に合致している必要はない。
制御されるのであるが、その電圧は低域通過フィルタ１
１及び直流増幅回路１２を経て人力される位相検波器１
３の出力によって、プログラマブル分周器１４を介して
分周されたＶＣＯの出力の位相が常に基準発振器Ｉ５の
位相に追随する様に制御される。なお、Ｉσはプログラ
マブル分周器１４をプログツムするためのデータ送出部
である。通常、基準発振器１５としては水晶発振器を用
い、その周波数確度及び安定度は１０−６以上が容易に
得られるので、ＶＣＯの発振周波数も極めて正確なもの
が得られるっさらに、ＰＬＬ方式に於てはｖＣｏの制御
電圧の可変範囲が必要とされるＶＣＯの変化域を含む様
になっていれば、所要の同波数で発振させることが可能
なので、ｖＣＯ自体のＴＩＬＦＥ対周波数の変化特性が
必らずしも厳密に一定条件に合致している必要はない。
この様に、ＰＬＬ方式の局部発振器２を備えた受信装置
では極めて高い安定度で所要の周波数に同調することが
可能であり、受信側での周波数ずれは問題のない程度迄
低下させ得る。
では極めて高い安定度で所要の周波数に同調することが
可能であり、受信側での周波数ずれは問題のない程度迄
低下させ得る。
しかしながら、この方式では、送信側で周波数ずれを生
じ九場合には自動的にその周波数を追跡する手段が必要
になる。この場合前述の周波数弁別回路５の出力電圧を
選局電圧に加えるＡＦＣ方式はＰＬＬ方式の局部発振器
には応用することができない。これはＰＬＬ回路では基
準発振器１５の信号とＶＣＯの信号の位相差を零にする
様にループが働き、ループの途中に外部から電圧を加え
てもループ全体としては加えられた電圧の影響を消去し
て再び両者の位相即ち周波数が一致する様に制御電圧を
発生するからである。このため、ＰＬＬ方式の局部発振
器を持つ受信装置にＡＰ’Ｃをかける目的で従来とられ
てきた方法としては、受信装置全体を少くともダブルコ
ンバージ１ンの方式とし、一方の局部発振器をＰＬＩ、
方式とし、他方の局部発振器にＡＦＣをかける方法があ
る。
じ九場合には自動的にその周波数を追跡する手段が必要
になる。この場合前述の周波数弁別回路５の出力電圧を
選局電圧に加えるＡＦＣ方式はＰＬＬ方式の局部発振器
には応用することができない。これはＰＬＬ回路では基
準発振器１５の信号とＶＣＯの信号の位相差を零にする
様にループが働き、ループの途中に外部から電圧を加え
てもループ全体としては加えられた電圧の影響を消去し
て再び両者の位相即ち周波数が一致する様に制御電圧を
発生するからである。このため、ＰＬＬ方式の局部発振
器を持つ受信装置にＡＰ’Ｃをかける目的で従来とられ
てきた方法としては、受信装置全体を少くともダブルコ
ンバージ１ンの方式とし、一方の局部発振器をＰＬＩ、
方式とし、他方の局部発振器にＡＦＣをかける方法があ
る。
しかし、この方法では、少くとも２度の周波数変換を行
うために回路構成が複雑になるという欠点があった。
うために回路構成が複雑になるという欠点があった。
本考案の目的は、この様な欠点を除去し、ＰＬＬ方式の
局部発振器に対してＡＦＣをかけることを可能にする自
動周波数制御回路を提供することにある。
局部発振器に対してＡＦＣをかけることを可能にする自
動周波数制御回路を提供することにある。
本発明は、フェーズロックループ方式の局部発振器を備
えた受信装置に於て、前記フェーズロックループ回路の
基準発振器には電圧制御発振回路を用い、中間周波段の
後段に設けられた周波数弁別回路から低域通過フィルタ
を介して得られる電圧を前記電圧制御発振回路に帰還し
て構成したことを特徴とする自動周波数制御回路である
。
えた受信装置に於て、前記フェーズロックループ回路の
基準発振器には電圧制御発振回路を用い、中間周波段の
後段に設けられた周波数弁別回路から低域通過フィルタ
を介して得られる電圧を前記電圧制御発振回路に帰還し
て構成したことを特徴とする自動周波数制御回路である
。
以下、図面を参照して本発明の一実施例を説゛明する。
第３図は本発明の受信装置のブロック線図である。同図
において、入力端子１１に入力した受信信号は、高周波
増幅部２２、混合部２３、中間周波増幅部２４及び周波
数弁別回路２５を経て出力端子２６から出力される。受
信装置の局部発振器２７はｖＣＯによつて構成され、そ
の出力は混合部２３に導かれるとともにプログラマブル
分周器２８に送り込まれる。プログラマブル分局器２８
は例えばコンビエータ等によってそ６分周比Ｎが決定さ
れる。分周された局部発振器２７の出力信号は位相検波
器２９によつて基準発振器３０からの信号とその位相を
比較され、位相検波器２９は両者の位相差に比例した電
圧を出力する。この電圧は低域通過フィルタ３１を経た
後直流増幅回路Ｓ２によって増幅され局部発振器２１０
制御電圧とし、て負滞還の極性で供給される。この様な
ループに於ては、局部発振器２７の発振周波数は基準発
振器の発振周波数のＮ倍にロックされることになる。
において、入力端子１１に入力した受信信号は、高周波
増幅部２２、混合部２３、中間周波増幅部２４及び周波
数弁別回路２５を経て出力端子２６から出力される。受
信装置の局部発振器２７はｖＣＯによつて構成され、そ
の出力は混合部２３に導かれるとともにプログラマブル
分周器２８に送り込まれる。プログラマブル分局器２８
は例えばコンビエータ等によってそ６分周比Ｎが決定さ
れる。分周された局部発振器２７の出力信号は位相検波
器２９によつて基準発振器３０からの信号とその位相を
比較され、位相検波器２９は両者の位相差に比例した電
圧を出力する。この電圧は低域通過フィルタ３１を経た
後直流増幅回路Ｓ２によって増幅され局部発振器２１０
制御電圧とし、て負滞還の極性で供給される。この様な
ループに於ては、局部発振器２７の発振周波数は基準発
振器の発振周波数のＮ倍にロックされることになる。
次に、基準発振器３ＱはＶＣＯによって構成され、その
発振周波数は低域通過フィルタ３３、直流増幅回路３４
を介して周波数弁別回路２５の出力によって制御されて
いる。このとき両者の関係は、周波数弁別回路２５の入
力周波数がその中心周波数にあるか又は入力信号がない
場合に、基準発振器３０はその受信装置が実際に同調し
ている周波数とその受信周波数の表示がダラムするため
のデータ送出部である。
発振周波数は低域通過フィルタ３３、直流増幅回路３４
を介して周波数弁別回路２５の出力によって制御されて
いる。このとき両者の関係は、周波数弁別回路２５の入
力周波数がその中心周波数にあるか又は入力信号がない
場合に、基準発振器３０はその受信装置が実際に同調し
ている周波数とその受信周波数の表示がダラムするため
のデータ送出部である。
次に、この様に構成された本発明の回路に於いて、受信
周波数が送信側の周波数変動によって変化した場合の各
部□の周波数関係について述べる。
周波数が送信側の周波数変動によって変化した場合の各
部□の周波数関係について述べる。
受信周波数の変化分を八ｆｒ（Ｈｚ〕、受信周波数の変
化によってひき起こされる中間周波の変化分をΔｆ１［
Ｈｚ〕、受信周波数の変化によってひき起こされる局発
周波数の変化分をΔｆ ｔ （Ｈｚ）とすれば、王者の
関係は次の様になる。
化によってひき起こされる中間周波の変化分をΔｆ１［
Ｈｚ〕、受信周波数の変化によってひき起こされる局発
周波数の変化分をΔｆ ｔ （Ｈｚ）とすれば、王者の
関係は次の様になる。
Δｆｉ＝Δｆｒ−Δｆ／ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・ （１）これは受信周波数より中間
周波数が低い、いわゆるダウンコンバータの場合であっ
てアップコンバータの場合には右辺の減算は加算となる
。
・・・・・・・・ （１）これは受信周波数より中間
周波数が低い、いわゆるダウンコンバータの場合であっ
てアップコンバータの場合には右辺の減算は加算となる
。
次に、中間周波の変化分Δｆｉ（Ｈｚ）と局部発振器の
変化分へｆ／（Ｈｚ）の間の関係を求めると、周波数弁
別回路２５の周波数対出力電圧の感度を８ ｔ （Ｖ／
Ｈｚ ） 、直流増幅回路３４の利得をＧ。
変化分へｆ／（Ｈｚ）の間の関係を求めると、周波数弁
別回路２５の周波数対出力電圧の感度を８ ｔ （Ｖ／
Ｈｚ ） 、直流増幅回路３４の利得をＧ。
基準発振器３０として用いたＶＣＯの制御電圧対周波数
変化の感度を８ ｍ （Ｈｚ／Ｖ ） 、プログラマブ
ル分周器２８の分周比をＮとすれば、次の様になる。
変化の感度を８ ｍ （Ｈｚ／Ｖ ） 、プログラマブ
ル分周器２８の分周比をＮとすれば、次の様になる。
Δｆ／＝＝８．・Ｇ・８！ｊＮ・Δｆ１ ・・・・・
・・・・ （２）（２）を（１）に代入すれば、 Δｆｉ＝Δｆｒ−８，・Ｇａｓ、−ＮａΔｆ１変形すれ
ば、 となる。一方、第２図の例の如く基準発振器が固定の場
合には、Δｆ１とΔｆ／ の間は無関係であるから、
Δｆｒ＝Δｆ１となることは明白である。従って、本発
明のように基準発振器３０への帰還を施した場合には、
中間周波での信号の中心周波数に対するずれは１／８．
・Ｇ・８！・Ｎに軽減されることになる。なお、ＡＦＣ
をかけた状態に於ては、同調をずらそうとした場合に現
在受信中の信号が常に中心に引き込まれる様に働らくた
め選局が円滑に行えないことがあるが、これに対しては
手動あるいは自動にて選局操作中はＡＦＣのループを遮
断する様にしておけばよく、この点は＠２図の例と同様
である。
・・・・ （２）（２）を（１）に代入すれば、 Δｆｉ＝Δｆｒ−８，・Ｇａｓ、−ＮａΔｆ１変形すれ
ば、 となる。一方、第２図の例の如く基準発振器が固定の場
合には、Δｆ１とΔｆ／ の間は無関係であるから、
Δｆｒ＝Δｆ１となることは明白である。従って、本発
明のように基準発振器３０への帰還を施した場合には、
中間周波での信号の中心周波数に対するずれは１／８．
・Ｇ・８！・Ｎに軽減されることになる。なお、ＡＦＣ
をかけた状態に於ては、同調をずらそうとした場合に現
在受信中の信号が常に中心に引き込まれる様に働らくた
め選局が円滑に行えないことがあるが、これに対しては
手動あるいは自動にて選局操作中はＡＦＣのループを遮
断する様にしておけばよく、この点は＠２図の例と同様
である。
以上述べた様に、本発明によれば、ＰＬＬ方式の局部発
振器を持った受信装置に於ても、送信側の周波数変動に
対し追随させることが可能であると共に、ボテンシ曹メ
ータの変位に連動する様な周波数ダイアル目盛を持つた
り、あるいはしヘコンバータを用いたいわゆる電圧シン
セサイザ式の局部発振器を有する受信装置とは異り、電
圧対周波数の関係が厳密に決定されていなくとも、制御
電圧の範囲内にありさえすれば正しく同調することがで
きるというＰｌ、、Ｌ方式の利点も備えさせることが可
能となる。
振器を持った受信装置に於ても、送信側の周波数変動に
対し追随させることが可能であると共に、ボテンシ曹メ
ータの変位に連動する様な周波数ダイアル目盛を持つた
り、あるいはしヘコンバータを用いたいわゆる電圧シン
セサイザ式の局部発振器を有する受信装置とは異り、電
圧対周波数の関係が厳密に決定されていなくとも、制御
電圧の範囲内にありさえすれば正しく同調することがで
きるというＰｌ、、Ｌ方式の利点も備えさせることが可
能となる。
第１図は本発明の一実施例に係る自動周波数フ“
制御回路の−１ツク線図、第２図及び第３図はそれぞれ
従来の自動周波数制御回路のブロック線図である。 ２１・・・入力端子、２５・・・周波数弁別回路、２７
・・・局部発振器、２８・・・プログラマブル分局器、
２９・・・位相検波器、３０・・・基準発機器。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 Ｎ２図
従来の自動周波数制御回路のブロック線図である。 ２１・・・入力端子、２５・・・周波数弁別回路、２７
・・・局部発振器、２８・・・プログラマブル分局器、
２９・・・位相検波器、３０・・・基準発機器。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 Ｎ２図
Claims (1)
- フェーズロックループ方式の局部発振器を備えた受信装
置に於て、前記フェーズロックループ回路の基準発振器
には電圧制御発振回路を用い、中間周波段の後段に設け
られた周波数弁別回路から低域通過フィルタを介して得
られる電圧を前記電圧制御発振回路に帰還して構成した
ことを特徴とする自動周波数制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60005388A JPS61164384A (ja) | 1985-01-16 | 1985-01-16 | 自動周波数制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60005388A JPS61164384A (ja) | 1985-01-16 | 1985-01-16 | 自動周波数制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61164384A true JPS61164384A (ja) | 1986-07-25 |
Family
ID=11609776
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60005388A Pending JPS61164384A (ja) | 1985-01-16 | 1985-01-16 | 自動周波数制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61164384A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55110424A (en) * | 1979-02-16 | 1980-08-25 | Mitsubishi Electric Corp | Synthesizer receiver |
-
1985
- 1985-01-16 JP JP60005388A patent/JPS61164384A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55110424A (en) * | 1979-02-16 | 1980-08-25 | Mitsubishi Electric Corp | Synthesizer receiver |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5259007A (en) | Phase locked loop frequency synthesizer | |
| US4835491A (en) | Clock signal generation | |
| US5390168A (en) | Radio frequency transmission circuit | |
| KR20070013483A (ko) | 자동 주파수 제어 루프 회로 | |
| US4459560A (en) | Plural phase locked loop frequency synthesizer | |
| US4488123A (en) | Frequency synthesizer | |
| EP0557867B1 (en) | Double phase locked loop circuit | |
| JPH0715371A (ja) | スーパーへテロダイン方式の送受信方法と送受信機 | |
| US7023948B2 (en) | Frequency converter arrangement | |
| JPS61164384A (ja) | 自動周波数制御回路 | |
| KR100282193B1 (ko) | 스테레오신호복조회로 및 이것을 이용한 스테레오신호복조장치 | |
| US5900751A (en) | Automatic frequency control circuit with simplified circuit constitution | |
| US3328718A (en) | Precise tuning voltage supply for variable frequency oscillator | |
| US4035736A (en) | FM discriminator having low noise characteristics | |
| EP0057073B1 (en) | A hyperbolic navigation receiver | |
| JPS6178225A (ja) | 自動周波数制御装置 | |
| NO172418B (no) | Fremgangsmaate og baereboelgeregulerende kobling for en fm-syntetisator for en radiotelefonanordning | |
| JPS6131647B2 (ja) | ||
| JP2733089B2 (ja) | 周波数誤差検出回路 | |
| JPS60214637A (ja) | 周波数シンセサイザ方式ラジオ受信機 | |
| RU2595629C1 (ru) | Синтезатор частот | |
| JPH02242168A (ja) | 周波数範囲検出装置 | |
| JPS61189011A (ja) | 受信機のａｆｃ回路 | |
| JPH0614713B2 (ja) | Ａｆｃ回路 | |
| JPS61135227A (ja) | フエイズロツクドル−プ発振器 |