JPS61164384A - 自動周波数制御回路 - Google Patents
自動周波数制御回路Info
- Publication number
- JPS61164384A JPS61164384A JP60005388A JP538885A JPS61164384A JP S61164384 A JPS61164384 A JP S61164384A JP 60005388 A JP60005388 A JP 60005388A JP 538885 A JP538885 A JP 538885A JP S61164384 A JPS61164384 A JP S61164384A
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- JP
- Japan
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- frequency
- voltage
- oscillator
- local oscillator
- circuit
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は受信装置の同調周波数を常に人力周波数に自動
的に合致させ、安定した受信状態を確保する自動周波数
制御(以下AFCと称す。)回路に関する。
的に合致させ、安定した受信状態を確保する自動周波数
制御(以下AFCと称す。)回路に関する。
一般に、受信装置tFi、受信しようとする入力周波数
に正確に同調する必要があり、中心周波数からのずれは
復調出力忙於ける歪の増大やS/Nの劣化をまねくもの
である。同調ずれを生ずる原因としては、送信側での周
波数変動と受信側での周波af動がある。
に正確に同調する必要があり、中心周波数からのずれは
復調出力忙於ける歪の増大やS/Nの劣化をまねくもの
である。同調ずれを生ずる原因としては、送信側での周
波数変動と受信側での周波af動がある。
従来、この様な同調ずれを解消するため通常用いられる
方法としては、第2図に示すAFC回路がある。同図に
おいて、人力端子Iからの受信信号は高周波増幅部2、
混合部3、中間周波増幅部4及び周波数弁別回路5を経
て出刃端子6から出力される。局部発振器7として電圧
制御発振器(以下VCOと称す。)を用いた場合には、
同調の動作は選局電圧発生部8によりVCOに加える電
圧を変化させて行われる。この選局電圧に周波数弁別回
路5の出力を適当な低域通過フィルタ9及び直流増幅回
路1oを通じて得られた電圧を加えることKより、周波
数弁別回路5の中心周波数KtK信号周波数が一致する
様に局部発振器の発振周波数を自動制御するものである
。この方式に於ては、VCOの発振周波数は制御電圧に
より決定されるため、VCOの電圧対周波数特性は厳密
に設定される必要がある。例えば、選局電圧発生部8に
ポテンショメータによる分圧器を用いた場合には、電圧
対周波数特性が予め定められた条件に正確に合致してい
ないと、同調操作部分に設けられた周波数目盛が正しい
指示をしないことになり、また選局電圧発生部8にD/
Aコンバータを用いた場合にも正しい周rlL数に同調
しないことになる。
方法としては、第2図に示すAFC回路がある。同図に
おいて、人力端子Iからの受信信号は高周波増幅部2、
混合部3、中間周波増幅部4及び周波数弁別回路5を経
て出刃端子6から出力される。局部発振器7として電圧
制御発振器(以下VCOと称す。)を用いた場合には、
同調の動作は選局電圧発生部8によりVCOに加える電
圧を変化させて行われる。この選局電圧に周波数弁別回
路5の出力を適当な低域通過フィルタ9及び直流増幅回
路1oを通じて得られた電圧を加えることKより、周波
数弁別回路5の中心周波数KtK信号周波数が一致する
様に局部発振器の発振周波数を自動制御するものである
。この方式に於ては、VCOの発振周波数は制御電圧に
より決定されるため、VCOの電圧対周波数特性は厳密
に設定される必要がある。例えば、選局電圧発生部8に
ポテンショメータによる分圧器を用いた場合には、電圧
対周波数特性が予め定められた条件に正確に合致してい
ないと、同調操作部分に設けられた周波数目盛が正しい
指示をしないことになり、また選局電圧発生部8にD/
Aコンバータを用いた場合にも正しい周rlL数に同調
しないことになる。
このことは所定の電圧対周波数特性を得るためにはvC
Oを構成する部品のバラツキ等の管理が必要になり、ま
九展造段階に於ては複雑な調整作業を必要とするという
欠点がある。さらに設計段階に於てはVCOの電圧対局
波数特性が既知でない限りボテンシッメータに連動する
周波数目盛を正しく記入することができず、またD/A
コンバータを用いた場合にはこれを制御する例えばコン
ビエータの内部データも書き込むことができず、vCO
とその制御回路の設計を同時に進行することが困難であ
るという欠点がある。
Oを構成する部品のバラツキ等の管理が必要になり、ま
九展造段階に於ては複雑な調整作業を必要とするという
欠点がある。さらに設計段階に於てはVCOの電圧対局
波数特性が既知でない限りボテンシッメータに連動する
周波数目盛を正しく記入することができず、またD/A
コンバータを用いた場合にはこれを制御する例えばコン
ビエータの内部データも書き込むことができず、vCO
とその制御回路の設計を同時に進行することが困難であ
るという欠点がある。
次に、vc’oの周波数を制御する池の手段として一般
に用いられている方法に第3図に示すPL、I、(フェ
ーズロックループ)方式がある。
に用いられている方法に第3図に示すPL、I、(フェ
ーズロックループ)方式がある。
この方式に於ても、VCOの発振周波数は電圧によって
制御されるのであるが、その電圧は低域通過フィルタ1
1及び直流増幅回路12を経て人力される位相検波器1
3の出力によって、プログラマブル分周器14を介して
分周されたVCOの出力の位相が常に基準発振器I5の
位相に追随する様に制御される。なお、Iσはプログラ
マブル分周器14をプログツムするためのデータ送出部
である。通常、基準発振器15としては水晶発振器を用
い、その周波数確度及び安定度は10−6以上が容易に
得られるので、VCOの発振周波数も極めて正確なもの
が得られるっさらに、PLL方式に於てはvCoの制御
電圧の可変範囲が必要とされるVCOの変化域を含む様
になっていれば、所要の同波数で発振させることが可能
なので、vCO自体のTILFE対周波数の変化特性が
必らずしも厳密に一定条件に合致している必要はない。
制御されるのであるが、その電圧は低域通過フィルタ1
1及び直流増幅回路12を経て人力される位相検波器1
3の出力によって、プログラマブル分周器14を介して
分周されたVCOの出力の位相が常に基準発振器I5の
位相に追随する様に制御される。なお、Iσはプログラ
マブル分周器14をプログツムするためのデータ送出部
である。通常、基準発振器15としては水晶発振器を用
い、その周波数確度及び安定度は10−6以上が容易に
得られるので、VCOの発振周波数も極めて正確なもの
が得られるっさらに、PLL方式に於てはvCoの制御
電圧の可変範囲が必要とされるVCOの変化域を含む様
になっていれば、所要の同波数で発振させることが可能
なので、vCO自体のTILFE対周波数の変化特性が
必らずしも厳密に一定条件に合致している必要はない。
この様に、PLL方式の局部発振器2を備えた受信装置
では極めて高い安定度で所要の周波数に同調することが
可能であり、受信側での周波数ずれは問題のない程度迄
低下させ得る。
では極めて高い安定度で所要の周波数に同調することが
可能であり、受信側での周波数ずれは問題のない程度迄
低下させ得る。
しかしながら、この方式では、送信側で周波数ずれを生
じ九場合には自動的にその周波数を追跡する手段が必要
になる。この場合前述の周波数弁別回路5の出力電圧を
選局電圧に加えるAFC方式はPLL方式の局部発振器
には応用することができない。これはPLL回路では基
準発振器15の信号とVCOの信号の位相差を零にする
様にループが働き、ループの途中に外部から電圧を加え
てもループ全体としては加えられた電圧の影響を消去し
て再び両者の位相即ち周波数が一致する様に制御電圧を
発生するからである。このため、PLL方式の局部発振
器を持つ受信装置にAP’Cをかける目的で従来とられ
てきた方法としては、受信装置全体を少くともダブルコ
ンバージ1ンの方式とし、一方の局部発振器をPLI、
方式とし、他方の局部発振器にAFCをかける方法があ
る。
じ九場合には自動的にその周波数を追跡する手段が必要
になる。この場合前述の周波数弁別回路5の出力電圧を
選局電圧に加えるAFC方式はPLL方式の局部発振器
には応用することができない。これはPLL回路では基
準発振器15の信号とVCOの信号の位相差を零にする
様にループが働き、ループの途中に外部から電圧を加え
てもループ全体としては加えられた電圧の影響を消去し
て再び両者の位相即ち周波数が一致する様に制御電圧を
発生するからである。このため、PLL方式の局部発振
器を持つ受信装置にAP’Cをかける目的で従来とられ
てきた方法としては、受信装置全体を少くともダブルコ
ンバージ1ンの方式とし、一方の局部発振器をPLI、
方式とし、他方の局部発振器にAFCをかける方法があ
る。
しかし、この方法では、少くとも2度の周波数変換を行
うために回路構成が複雑になるという欠点があった。
うために回路構成が複雑になるという欠点があった。
本考案の目的は、この様な欠点を除去し、PLL方式の
局部発振器に対してAFCをかけることを可能にする自
動周波数制御回路を提供することにある。
局部発振器に対してAFCをかけることを可能にする自
動周波数制御回路を提供することにある。
本発明は、フェーズロックループ方式の局部発振器を備
えた受信装置に於て、前記フェーズロックループ回路の
基準発振器には電圧制御発振回路を用い、中間周波段の
後段に設けられた周波数弁別回路から低域通過フィルタ
を介して得られる電圧を前記電圧制御発振回路に帰還し
て構成したことを特徴とする自動周波数制御回路である
。
えた受信装置に於て、前記フェーズロックループ回路の
基準発振器には電圧制御発振回路を用い、中間周波段の
後段に設けられた周波数弁別回路から低域通過フィルタ
を介して得られる電圧を前記電圧制御発振回路に帰還し
て構成したことを特徴とする自動周波数制御回路である
。
以下、図面を参照して本発明の一実施例を説゛明する。
第3図は本発明の受信装置のブロック線図である。同図
において、入力端子11に入力した受信信号は、高周波
増幅部22、混合部23、中間周波増幅部24及び周波
数弁別回路25を経て出力端子26から出力される。受
信装置の局部発振器27はvCOによつて構成され、そ
の出力は混合部23に導かれるとともにプログラマブル
分周器28に送り込まれる。プログラマブル分局器28
は例えばコンビエータ等によってそ6分周比Nが決定さ
れる。分周された局部発振器27の出力信号は位相検波
器29によつて基準発振器30からの信号とその位相を
比較され、位相検波器29は両者の位相差に比例した電
圧を出力する。この電圧は低域通過フィルタ31を経た
後直流増幅回路S2によって増幅され局部発振器210
制御電圧とし、て負滞還の極性で供給される。この様な
ループに於ては、局部発振器27の発振周波数は基準発
振器の発振周波数のN倍にロックされることになる。
において、入力端子11に入力した受信信号は、高周波
増幅部22、混合部23、中間周波増幅部24及び周波
数弁別回路25を経て出力端子26から出力される。受
信装置の局部発振器27はvCOによつて構成され、そ
の出力は混合部23に導かれるとともにプログラマブル
分周器28に送り込まれる。プログラマブル分局器28
は例えばコンビエータ等によってそ6分周比Nが決定さ
れる。分周された局部発振器27の出力信号は位相検波
器29によつて基準発振器30からの信号とその位相を
比較され、位相検波器29は両者の位相差に比例した電
圧を出力する。この電圧は低域通過フィルタ31を経た
後直流増幅回路S2によって増幅され局部発振器210
制御電圧とし、て負滞還の極性で供給される。この様な
ループに於ては、局部発振器27の発振周波数は基準発
振器の発振周波数のN倍にロックされることになる。
次に、基準発振器3QはVCOによって構成され、その
発振周波数は低域通過フィルタ33、直流増幅回路34
を介して周波数弁別回路25の出力によって制御されて
いる。このとき両者の関係は、周波数弁別回路25の入
力周波数がその中心周波数にあるか又は入力信号がない
場合に、基準発振器30はその受信装置が実際に同調し
ている周波数とその受信周波数の表示がダラムするため
のデータ送出部である。
発振周波数は低域通過フィルタ33、直流増幅回路34
を介して周波数弁別回路25の出力によって制御されて
いる。このとき両者の関係は、周波数弁別回路25の入
力周波数がその中心周波数にあるか又は入力信号がない
場合に、基準発振器30はその受信装置が実際に同調し
ている周波数とその受信周波数の表示がダラムするため
のデータ送出部である。
次に、この様に構成された本発明の回路に於いて、受信
周波数が送信側の周波数変動によって変化した場合の各
部□の周波数関係について述べる。
周波数が送信側の周波数変動によって変化した場合の各
部□の周波数関係について述べる。
受信周波数の変化分を八fr(Hz〕、受信周波数の変
化によってひき起こされる中間周波の変化分をΔf1[
Hz〕、受信周波数の変化によってひき起こされる局発
周波数の変化分をΔf t (Hz)とすれば、王者の
関係は次の様になる。
化によってひき起こされる中間周波の変化分をΔf1[
Hz〕、受信周波数の変化によってひき起こされる局発
周波数の変化分をΔf t (Hz)とすれば、王者の
関係は次の様になる。
Δfi=Δfr−Δf/ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・ (1)これは受信周波数より中間
周波数が低い、いわゆるダウンコンバータの場合であっ
てアップコンバータの場合には右辺の減算は加算となる
。
・・・・・・・・ (1)これは受信周波数より中間
周波数が低い、いわゆるダウンコンバータの場合であっ
てアップコンバータの場合には右辺の減算は加算となる
。
次に、中間周波の変化分Δfi(Hz)と局部発振器の
変化分へf/(Hz)の間の関係を求めると、周波数弁
別回路25の周波数対出力電圧の感度を8 t (V/
Hz ) 、直流増幅回路34の利得をG。
変化分へf/(Hz)の間の関係を求めると、周波数弁
別回路25の周波数対出力電圧の感度を8 t (V/
Hz ) 、直流増幅回路34の利得をG。
基準発振器30として用いたVCOの制御電圧対周波数
変化の感度を8 m (Hz/V ) 、プログラマブ
ル分周器28の分周比をNとすれば、次の様になる。
変化の感度を8 m (Hz/V ) 、プログラマブ
ル分周器28の分周比をNとすれば、次の様になる。
Δf/==8.・G・8!jN・Δf1 ・・・・・
・・・・ (2)(2)を(1)に代入すれば、 Δfi=Δfr−8,・Gas、−NaΔf1変形すれ
ば、 となる。一方、第2図の例の如く基準発振器が固定の場
合には、Δf1とΔf/ の間は無関係であるから、
Δfr=Δf1となることは明白である。従って、本発
明のように基準発振器30への帰還を施した場合には、
中間周波での信号の中心周波数に対するずれは1/8.
・G・8!・Nに軽減されることになる。なお、AFC
をかけた状態に於ては、同調をずらそうとした場合に現
在受信中の信号が常に中心に引き込まれる様に働らくた
め選局が円滑に行えないことがあるが、これに対しては
手動あるいは自動にて選局操作中はAFCのループを遮
断する様にしておけばよく、この点は@2図の例と同様
である。
・・・・ (2)(2)を(1)に代入すれば、 Δfi=Δfr−8,・Gas、−NaΔf1変形すれ
ば、 となる。一方、第2図の例の如く基準発振器が固定の場
合には、Δf1とΔf/ の間は無関係であるから、
Δfr=Δf1となることは明白である。従って、本発
明のように基準発振器30への帰還を施した場合には、
中間周波での信号の中心周波数に対するずれは1/8.
・G・8!・Nに軽減されることになる。なお、AFC
をかけた状態に於ては、同調をずらそうとした場合に現
在受信中の信号が常に中心に引き込まれる様に働らくた
め選局が円滑に行えないことがあるが、これに対しては
手動あるいは自動にて選局操作中はAFCのループを遮
断する様にしておけばよく、この点は@2図の例と同様
である。
以上述べた様に、本発明によれば、PLL方式の局部発
振器を持った受信装置に於ても、送信側の周波数変動に
対し追随させることが可能であると共に、ボテンシ曹メ
ータの変位に連動する様な周波数ダイアル目盛を持つた
り、あるいはしヘコンバータを用いたいわゆる電圧シン
セサイザ式の局部発振器を有する受信装置とは異り、電
圧対周波数の関係が厳密に決定されていなくとも、制御
電圧の範囲内にありさえすれば正しく同調することがで
きるというPl、、L方式の利点も備えさせることが可
能となる。
振器を持った受信装置に於ても、送信側の周波数変動に
対し追随させることが可能であると共に、ボテンシ曹メ
ータの変位に連動する様な周波数ダイアル目盛を持つた
り、あるいはしヘコンバータを用いたいわゆる電圧シン
セサイザ式の局部発振器を有する受信装置とは異り、電
圧対周波数の関係が厳密に決定されていなくとも、制御
電圧の範囲内にありさえすれば正しく同調することがで
きるというPl、、L方式の利点も備えさせることが可
能となる。
第1図は本発明の一実施例に係る自動周波数フ“
制御回路の−1ツク線図、第2図及び第3図はそれぞれ
従来の自動周波数制御回路のブロック線図である。 21・・・入力端子、25・・・周波数弁別回路、27
・・・局部発振器、28・・・プログラマブル分局器、
29・・・位相検波器、30・・・基準発機器。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第1図 N2図
従来の自動周波数制御回路のブロック線図である。 21・・・入力端子、25・・・周波数弁別回路、27
・・・局部発振器、28・・・プログラマブル分局器、
29・・・位相検波器、30・・・基準発機器。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第1図 N2図
Claims (1)
- フェーズロックループ方式の局部発振器を備えた受信装
置に於て、前記フェーズロックループ回路の基準発振器
には電圧制御発振回路を用い、中間周波段の後段に設け
られた周波数弁別回路から低域通過フィルタを介して得
られる電圧を前記電圧制御発振回路に帰還して構成した
ことを特徴とする自動周波数制御回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60005388A JPS61164384A (ja) | 1985-01-16 | 1985-01-16 | 自動周波数制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60005388A JPS61164384A (ja) | 1985-01-16 | 1985-01-16 | 自動周波数制御回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61164384A true JPS61164384A (ja) | 1986-07-25 |
Family
ID=11609776
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60005388A Pending JPS61164384A (ja) | 1985-01-16 | 1985-01-16 | 自動周波数制御回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61164384A (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55110424A (en) * | 1979-02-16 | 1980-08-25 | Mitsubishi Electric Corp | Synthesizer receiver |
-
1985
- 1985-01-16 JP JP60005388A patent/JPS61164384A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55110424A (en) * | 1979-02-16 | 1980-08-25 | Mitsubishi Electric Corp | Synthesizer receiver |
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