JPS6059830B2 - 変換信号同期装置 - Google Patents
変換信号同期装置Info
- Publication number
- JPS6059830B2 JPS6059830B2 JP54017325A JP1732579A JPS6059830B2 JP S6059830 B2 JPS6059830 B2 JP S6059830B2 JP 54017325 A JP54017325 A JP 54017325A JP 1732579 A JP1732579 A JP 1732579A JP S6059830 B2 JPS6059830 B2 JP S6059830B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- circuit
- phase
- voltage
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はサイリスタ制御のための変換信号同期装置に係
り、特に入力周波数に大幅な変動が生じるサイリスタ変
換器に用いる好適な変換信号同期装置に関する。
り、特に入力周波数に大幅な変動が生じるサイリスタ変
換器に用いる好適な変換信号同期装置に関する。
第1図は本発明の対象となるサイリスタ変換制御装置を
示す図で、サイリスタ変換器2のゲート制御により負荷
3に流れる電流を制御する場合、サイリスタ変換器のゲ
ート信号は交流電源1の電圧位相に同期していなければ
ならない。
示す図で、サイリスタ変換器2のゲート制御により負荷
3に流れる電流を制御する場合、サイリスタ変換器のゲ
ート信号は交流電源1の電圧位相に同期していなければ
ならない。
そのため、ゲート制御回路5に交流電源1の電圧位相に
同期した信号を与える同期位相検出器4を必要とする。
また、サイリスタ変換器で負荷の電流制御等を行なうと
サイリスタの転流時に発生する電源短絡現象により、電
源の電圧波形は第2図Aに示すように歪んだ波形となる
。一方、サイリスタ変換器を制御するための同期信号は
交流電圧波形が歪む前の零点をクロスする点の位相が必
要である。ところが、交流電圧の零点をクロスする点を
歪んだ交流電圧よりそのまま検出すると、第2図Bに示
すような、零点のずれた、かつ1サイクルの間に数点も
零点があるような信号を検出してしまう。この対策とし
て、従来の同期位相検出器4ては、交流電圧波形の歪み
を平滑するためのフィルタ(この遅れ時間Tは、サイリ
スタの電流重なり角より長く選んてある)を挿入し、第
2図Cに示したような歪みを取り去つた正弦波波形の零
点を検出し、第2図Dに示すような検出信号を得ていた
。
同期した信号を与える同期位相検出器4を必要とする。
また、サイリスタ変換器で負荷の電流制御等を行なうと
サイリスタの転流時に発生する電源短絡現象により、電
源の電圧波形は第2図Aに示すように歪んだ波形となる
。一方、サイリスタ変換器を制御するための同期信号は
交流電圧波形が歪む前の零点をクロスする点の位相が必
要である。ところが、交流電圧の零点をクロスする点を
歪んだ交流電圧よりそのまま検出すると、第2図Bに示
すような、零点のずれた、かつ1サイクルの間に数点も
零点があるような信号を検出してしまう。この対策とし
て、従来の同期位相検出器4ては、交流電圧波形の歪み
を平滑するためのフィルタ(この遅れ時間Tは、サイリ
スタの電流重なり角より長く選んてある)を挿入し、第
2図Cに示したような歪みを取り去つた正弦波波形の零
点を検出し、第2図Dに示すような検出信号を得ていた
。
この方法によると、サイリスタの転流による歪みにもと
すく誤動作は除去され、電源周波数をJf、としたとき
、常にTX2f、×1800の遅れで基準位相を検出で
きる。しかし、このようにフィルタを挿入する方式は電
源周波数が変化しない場合は良いが、たとえば一第2図
Eのように周波数力古に変化すると、フィルタの遅れ時
間はTと一定のため、検出信号の位相(電気角)として
はTxf、×180度と、周波数f、の時に比べ112
になつてしまう。
すく誤動作は除去され、電源周波数をJf、としたとき
、常にTX2f、×1800の遅れで基準位相を検出で
きる。しかし、このようにフィルタを挿入する方式は電
源周波数が変化しない場合は良いが、たとえば一第2図
Eのように周波数力古に変化すると、フィルタの遅れ時
間はTと一定のため、検出信号の位相(電気角)として
はTxf、×180度と、周波数f、の時に比べ112
になつてしまう。
そのため、同期電源の周波数が変化する用途には、周波
数が変動しても検出位相が変化しない回路が必要である
。このため、周波数変動がある場合には、第3図に示す
ような同期信号発生器を用いる方法がある。すなわち交
流電源を発生する発電機7に発電機7の出力交流電圧と
同期した信号を発生する同期信号発生器6を直結する方
式である。この方法によればサイリスタの転流による歪
みは交流電圧波形に影響するが、同期信号発生器6の出
力には影響しないため、歪みを平滑するフィルタを挿入
する必要がなく、電源の交流電圧の位相に同期した同期
信号を周波数にかかわらず検出することができる。しか
し、従来のこの方式では、交流電源を発生する発電機に
、同期信号を発生する同期信号発生器を直結しなければ
ならないという欠点、および、発電機の出力交流電圧と
同期信号発生器6との位相関係は、無負荷時は同位相と
することはできるが、発電機の力率角のため、負荷時に
は位相関係がずれるという欠点があつた。本発明の目的
は、上記した従来技術の欠点をなくし、電源周波数なら
びに負荷の変動にかかわりなく、電源に確実に位相同期
した変換信号を得られるような変換信号同期装置を提供
するにある。
数が変動しても検出位相が変化しない回路が必要である
。このため、周波数変動がある場合には、第3図に示す
ような同期信号発生器を用いる方法がある。すなわち交
流電源を発生する発電機7に発電機7の出力交流電圧と
同期した信号を発生する同期信号発生器6を直結する方
式である。この方法によればサイリスタの転流による歪
みは交流電圧波形に影響するが、同期信号発生器6の出
力には影響しないため、歪みを平滑するフィルタを挿入
する必要がなく、電源の交流電圧の位相に同期した同期
信号を周波数にかかわらず検出することができる。しか
し、従来のこの方式では、交流電源を発生する発電機に
、同期信号を発生する同期信号発生器を直結しなければ
ならないという欠点、および、発電機の出力交流電圧と
同期信号発生器6との位相関係は、無負荷時は同位相と
することはできるが、発電機の力率角のため、負荷時に
は位相関係がずれるという欠点があつた。本発明の目的
は、上記した従来技術の欠点をなくし、電源周波数なら
びに負荷の変動にかかわりなく、電源に確実に位相同期
した変換信号を得られるような変換信号同期装置を提供
するにある。
上記の目的を達成するために、本発明においては、電源
の波形歪みをフィルタにより除去すると−ともに、該フ
ィルタにより生じる周波数に応じた遅れ位相を補正して
丁度180度の位相遅れを常に生じるような位相補正手
段を設けたことを特徴としている。以下本発明の詳細な
説明例により説明する。
の波形歪みをフィルタにより除去すると−ともに、該フ
ィルタにより生じる周波数に応じた遅れ位相を補正して
丁度180度の位相遅れを常に生じるような位相補正手
段を設けたことを特徴としている。以下本発明の詳細な
説明例により説明する。
第.4図は本発明の一実施例を示す図、第5図は第4図
の実施例の動作説明図である。第4図および第5図にお
いて、今電源の周波数をf1とすると、第5図Aのよう
な歪みを有している。
の実施例の動作説明図である。第4図および第5図にお
いて、今電源の周波数をf1とすると、第5図Aのよう
な歪みを有している。
これをフィルタ10にて平滑すると波形B(7).1.
ようになめらかな波形が得られ、零検出回路11の出力
は第5図Cのようになる。この検出信号Cの遅れ位相θ
A1は、フィルタ10の時定数Tが一定のためと周波数
に比例した値となる。
ようになめらかな波形が得られ、零検出回路11の出力
は第5図Cのようになる。この検出信号Cの遅れ位相θ
A1は、フィルタ10の時定数Tが一定のためと周波数
に比例した値となる。
周波数変動補正回路12はこれを一定位相角に補正する
ものでその動作は以下のようである。三角波信号発生回
路13は検出信号Cが高から低レベルへ移るとき零とな
り低から高レベルへ移るとき最大値Vとなるような三角
波Dを発生する。
ものでその動作は以下のようである。三角波信号発生回
路13は検出信号Cが高から低レベルへ移るとき零とな
り低から高レベルへ移るとき最大値Vとなるような三角
波Dを発生する。
一方、周波数電圧変換回路14は電源周波数f1に比例
した電圧Kflを発生し、減算回路15はV−Kflの
電圧を発生する。選択回路16は検出信号Cが高レベル
のとき周波数電圧変換回路14の出力Kflを出力し、
検出信号Cが低レベルのとき減算回路15の出力V−K
flを出力する。比較回路17は選択回路16の出力の
方が三角波信号ノ発生回路13の出力より大きいとき高
レベルの信号を発生し、逆のとき低レベルの信号を発生
する。以上のような動作によると、第5図のθB1およ
びθBllは次式のように等しくなる。
した電圧Kflを発生し、減算回路15はV−Kflの
電圧を発生する。選択回路16は検出信号Cが高レベル
のとき周波数電圧変換回路14の出力Kflを出力し、
検出信号Cが低レベルのとき減算回路15の出力V−K
flを出力する。比較回路17は選択回路16の出力の
方が三角波信号ノ発生回路13の出力より大きいとき高
レベルの信号を発生し、逆のとき低レベルの信号を発生
する。以上のような動作によると、第5図のθB1およ
びθBllは次式のように等しくなる。
そこで周波数電圧変換回路14の係数kを、次式が満さ
れるように設定する;すなわち とする。
れるように設定する;すなわち とする。
そうすると第5図Eの波形、すなわち比較回路17の出
力は、図から明らかなように電源より丁度180度遅れ
た同期信号となり、しかも以上の説明の過程から明らか
なようにこれは周波数f1の値に関係なく一定位相だけ
遅れたものである。第6図は本発明の他の実施例を示す
もので、第4図と異なるのは周波数変動補正回路12を
ディジタル回路で構成することである。
力は、図から明らかなように電源より丁度180度遅れ
た同期信号となり、しかも以上の説明の過程から明らか
なようにこれは周波数f1の値に関係なく一定位相だけ
遅れたものである。第6図は本発明の他の実施例を示す
もので、第4図と異なるのは周波数変動補正回路12を
ディジタル回路で構成することである。
図において、周波数逓倍回路22は入力周波数の加倍の
周波数を出力する。アップダウンカウンタ21は零検出
回路11の出力が高のとき周波数逓倍回路22出力のパ
ルスごとに計数値を1づつダウンし、零検出回路11の
出力が低のとき周波数逓倍回路22の出力のパルスごと
に計数値を1づつアップする。周波数値変換回路23は
周波数に比例したデータを出力し、演算回路24はアッ
プダウン・カウンタ21の最大出力値nより周波数値変
換回路23の出力を減じる。選択回路25は零検出回路
11の出力が高のときは周波数値変換回路23の出力を
選択出力し、低のときは減算回路24の出力を選択出力
する。比較回路26はアップダウンカウンタ21の計数
値と選択回路25の出力を比較し、選択回路25の出力
の方が大きいとき高レベル、小さいとき低レベルの信号
を発生する。第7図は第6図の実施例説明図で、零検出
回路11の出力Cまでは第5図の場合と全く同じである
。周波数逓倍回路22では電源の半周期112fの間に
第7図Dに示すようなn個のパルスを発生するので、ア
ップダウンカウンタ21は最大値nの三角波信号Eを発
生する。いま周波数値変換回路23の係数kがを満すよ
うに、すなわち となるように設定すれば、比較回路26の出力Fは、周
波数fに関りなくつねに電源より180度遅れた同期信
号となる。
周波数を出力する。アップダウンカウンタ21は零検出
回路11の出力が高のとき周波数逓倍回路22出力のパ
ルスごとに計数値を1づつダウンし、零検出回路11の
出力が低のとき周波数逓倍回路22の出力のパルスごと
に計数値を1づつアップする。周波数値変換回路23は
周波数に比例したデータを出力し、演算回路24はアッ
プダウン・カウンタ21の最大出力値nより周波数値変
換回路23の出力を減じる。選択回路25は零検出回路
11の出力が高のときは周波数値変換回路23の出力を
選択出力し、低のときは減算回路24の出力を選択出力
する。比較回路26はアップダウンカウンタ21の計数
値と選択回路25の出力を比較し、選択回路25の出力
の方が大きいとき高レベル、小さいとき低レベルの信号
を発生する。第7図は第6図の実施例説明図で、零検出
回路11の出力Cまでは第5図の場合と全く同じである
。周波数逓倍回路22では電源の半周期112fの間に
第7図Dに示すようなn個のパルスを発生するので、ア
ップダウンカウンタ21は最大値nの三角波信号Eを発
生する。いま周波数値変換回路23の係数kがを満すよ
うに、すなわち となるように設定すれば、比較回路26の出力Fは、周
波数fに関りなくつねに電源より180度遅れた同期信
号となる。
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、電源
の発電機に同期信号発生機を直結することなく、交流電
圧の基本波波形と同期した位相の信号を検出でき、従来
問題となつた周波数変動、負荷変動時の検出位相の変化
をなくすことができ、サイリスタ変換器のゲート信号の
位相を確実に制御できるという効果がある。
の発電機に同期信号発生機を直結することなく、交流電
圧の基本波波形と同期した位相の信号を検出でき、従来
問題となつた周波数変動、負荷変動時の検出位相の変化
をなくすことができ、サイリスタ変換器のゲート信号の
位相を確実に制御できるという効果がある。
第1図は本発明の対象となるサイリスタ変換制”御装置
を示す図、第2図は従来の方法によつた場合の動作説明
図、第3図は従来の一例を示す図、第4図〜第7図は本
発明の実施例とその動作説明図である。 10・・・・フィルタ、11・・・・“・・零検出回路
、12・・・周波数変動補正回路、13・・・・・三角
波信号発生回路、14・・・・・・周波数電圧変換回路
、15・・減算回路、16・・・・・選択回路、17・
・・・・比較回路、21・・・・・・アップダウンカウ
ンタ、22・・・・・・周波数逓倍回路、23・・・・
・・周波数値変換回路、24)・・・・・・減算回路、
25・・・・・選択回路、26・・・・・・比較回路。
を示す図、第2図は従来の方法によつた場合の動作説明
図、第3図は従来の一例を示す図、第4図〜第7図は本
発明の実施例とその動作説明図である。 10・・・・フィルタ、11・・・・“・・零検出回路
、12・・・周波数変動補正回路、13・・・・・三角
波信号発生回路、14・・・・・・周波数電圧変換回路
、15・・減算回路、16・・・・・選択回路、17・
・・・・比較回路、21・・・・・・アップダウンカウ
ンタ、22・・・・・・周波数逓倍回路、23・・・・
・・周波数値変換回路、24)・・・・・・減算回路、
25・・・・・選択回路、26・・・・・・比較回路。
Claims (1)
- 1 交流電源の電圧位相に同期したサイリスタ変換器用
同期信号を得るための変換信号同期装置において、前記
交流電源電圧を平滑して検出するフィルタと、該フィル
タで平滑した平滑電圧の正期間と負期間を検出する零検
出手段と、前記交流電源の周波数に比例して勾配で増加
あるいは減少し、前記平滑電圧に同期してその半サイク
ル毎に最大値あるいは最小値をとる三角波信号を発生す
る三角波信号発生手段と、前記交流電源の周波数に比例
したレベル信号と前記三角波信号を比較し、前記フィル
タの検出遅れ位相角をθ_Aとするとき(180゜−θ
_A)の位相角を求める比較手段とを備え、前記交流電
源の電圧位相より180゜位相遅れの同期信号を得るよ
うにしたことを特徴とする変換信号同期装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP54017325A JPS6059830B2 (ja) | 1979-02-19 | 1979-02-19 | 変換信号同期装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP54017325A JPS6059830B2 (ja) | 1979-02-19 | 1979-02-19 | 変換信号同期装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS55111661A JPS55111661A (en) | 1980-08-28 |
JPS6059830B2 true JPS6059830B2 (ja) | 1985-12-26 |
Family
ID=11940880
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP54017325A Expired JPS6059830B2 (ja) | 1979-02-19 | 1979-02-19 | 変換信号同期装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6059830B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58105315A (ja) * | 1981-12-18 | 1983-06-23 | Hitachi Ltd | Pwm制御変換器の制御装置 |
JPS58159658A (ja) * | 1982-03-17 | 1983-09-22 | Toshiba Corp | 制御整流器の位相制御装置 |
JP2006166650A (ja) * | 2004-12-09 | 2006-06-22 | Mitsubishi Electric Corp | サイリスタ変換器の制御装置 |
JP6189720B2 (ja) * | 2013-11-12 | 2017-08-30 | 株式会社日立製作所 | インバータ制御装置 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5465354A (en) * | 1977-11-01 | 1979-05-25 | Toshiba Corp | Phase controller |
-
1979
- 1979-02-19 JP JP54017325A patent/JPS6059830B2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5465354A (en) * | 1977-11-01 | 1979-05-25 | Toshiba Corp | Phase controller |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS55111661A (en) | 1980-08-28 |
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