JP6431585B2 - グリッド接続システムに用いる位相同期回路の位相同期方法 - Google Patents

Description

本発明は位相同期回路の位相同期方法に関し、特に、グリッド接続システムに用いる位相同期回路の位相同期方法に関する。

グリッド接続システムは、通常デジタル方式で制御が可能なインバータ（ｉｎｖｅｒｔｅｒ）電路があり、インバータ電路が商用電源電圧を検出して正弦同期信号を生成し、正弦同期信号をインバータ電路中の電流回路または交流電圧制御回路に提供して、インバータ電路の電圧、周波数及び位相を商用電源の電圧、周波数及び位相と同じにすることで、二者の間の電力潮流制御（ｐｏｗｅｒ ｆｌｏｗ ｃｏｎｔｒｏｌ）を行うことができる。

図１に示すように、従来のインバータ電路１０００は、コンパレータまたはオペアンプ１１００を使用して商用電源電圧Ｖ_Ｓのゼロクロスポイントを検出し、デジタルキャプチャ（Ｃａｐｔｕｒｅ）１２００を介してこのゼロクロス信号Ｓ_ＺＥＲＯの周波数を計算するほか、またこのゼロクロス信号Ｓ_ＺＥＲＯはデフォルトの正弦波表（Ｓｉｎｅ Ｔａｂｌｅ）１３００をリセットしてインバータ電路１０００に必要な同期正弦波信号Ｓ_ＳＩＮを生成するためにも利用される。

しかしながら、上述のインバータ電路１０００の使用時、商用電源電圧の歪み、検出電路のゼロクロス信号の振動等の問題によって、リセット信号に振動が生じ、さらには正弦波表の振動の問題が引き起こされる。この問題を解決するために、ローパスフィルタを使用して検出する商用電源電圧波形を改善したり、ヒステリシスを有するコンパレータで信号振動（ｓｉｇｎａｌ ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ）の問題を軽減したりすることができるが、これは正弦波表の位相遅延問題を引き起こし、電圧周波数変化が比較的広範なアプリケーションへの応用が難しい。

本発明の目的は、入力される商用電源電圧の歪み及び周波数変化等の問題を克服して正確に同期を達成し、インバータが商用電源の干渉の影響を受け難くして、正常な動作を維持させることができる、位相同期回路の位相同期方法を提供することにある。

本発明の別の目的は、高速応答の利点を備え、かつ広範な周波数範囲を有し、ディーゼル油発電機等発電設備の追跡に用い、インバータの応用範囲を拡大することができる、位相同期回路の位相同期方法を提供することにある。

上述の目的及びその他目的を達するため、本発明の位相同期回路の位相同期方法は、グリッド接続システムに用いられ、前記位相同期回路の位相同期方法が、変換信号生成工程と、誤差計算工程と、周波数修正信号取得工程と、角度信号取得工程と、同期信号生成工程と、を含む。

前記変換信号生成工程では、商用電源の電圧を検出することで第１変換信号及び第２変換信号を生成し、前記第１変換信号は第１関数形式であり、前記第２変換信号は第２関数形式である。前記誤差計算工程では、前記第１変換信号、前記第２変換信号、第１同期信号、第２同期信号の値から演算して、誤差値を取得し、前記第１同期信号は前記第２関数形式であり、前記第２同期信号は前記第１関数形式である。前記周波数修正信号取得工程では、前記誤差値を有する誤差信号を比例積分器に入力し、周波数修正信号を取得する。前記角度信号取得工程では、まず前記周波数修正信号と原周波数を相加して調整周波数を取得した後、前記調整周波数を積分して角度信号を取得する。前記同期信号生成工程では、第１関数表及び第２関数表をそれぞれ参照して、前記角度信号の角度値に対応する値を取得し、前記第１関数表中で前記角度信号の角度値に対応する値を前記第１同期信号の値とし、前記第２関数表中で前記角度信号の角度値に対応する値を前記第２同期信号の値とする。

本発明の位相同期回路の位相同期方法の一実施例において、前記第１関数表は正弦波表（Ｓｉｎｅ ｔａｂｌｅ）であり、前記第２関数表は余弦波表（Ｃｏｓｉｎｅ ｔａｂｌｅ）であり、前記第１同期信号の位相と前記第２同期信号の位相の位相差は９０度である。

本発明の位相同期回路の位相同期方法の一実施例において、前記誤差計算工程は、第１乗積取得工程と、第２乗積取得工程と、誤差値取得工程と、を含む。前記第１乗積取得工程では、前記第１変換信号と前記第１同期信号の値を相乗し、第１乗積を取得する。前記第２乗積取得工程では、前記第２変換信号と前記第２同期信号の値を相乗して、第２乗積を取得する。前記誤差値取得工程では、前記第１乗積から前記第２乗積を減算して、前記誤差値を取得する。

本発明の位相同期回路の位相同期方法の一実施例において、前記角度信号取得工程及び前記同期信号生成工程の間にさらに、角度制限工程を含み、まず範囲制限器で前記角度信号の角度値をある範囲内に制限する。

本発明の位相同期回路の位相同期方法の一実施例において、前記商用電源は三相電圧を有し、前記変換信号生成工程において、前記商用電源の三相電圧を検出して前記第１変換信号及び前記第２変換信号が生成される。

本発明の位相同期回路の位相同期方法の一実施例において、前記商用電源は単相電圧を有し、前記変換信号生成工程において、前記商用電源の単相電圧を検出して前記第１変換信号及び前記第２変換信号を生成する。

本発明の位相同期回路の位相同期方法の一実施例において、前記変換信号生成工程にさらに、サンプリング工程を含み、検出された商用電源の電圧に対してサンプリングを実施し、前記第１変換信号を生成する。

本発明の位相同期回路の位相同期方法の一実施例において、前記変換信号生成工程にさらに、遅延工程を含み、前記第１変換信号を遅延して前記第２変換信号を生成する。

これにより、本発明の位相同期回路の位相同期方法は、上述の工程を通じて、入力される商用電源の電圧歪み及び周波数変化を克服し、正確に同期を達成する効果が得られるほか、高速応答の利点を備え、かつ広範な周波数範囲を有する効果を達成し、ディーゼル油発電機等発電設備の追跡に用い、インバータの応用範囲を拡大することができる。

従来のインバータ電路を示す概略図である。 本発明の位相同期回路の位相同期方法を使用したグリッド接続システムの一実施例のシステムブロック図である。 本発明の位相同期回路の位相同期方法の一実施例を示すフローチャートである。 本発明の位相同期回路の位相同期方法の別の一実施例を示すフローチャートである。 商用電源が三相電圧を有するときの本発明の一実施例を示す概略図である。 商用電源が三相電圧を有するときの本発明の一実施例の模擬回路図である。 商用電源が三相電圧を有するときの本発明の一実施例の模擬結果図である。 商用電源が単相電圧を有するときの本発明の一実施例を示す概略図である。 商用電源が単相電圧を有するときの本発明の一実施例の模擬回路図である。 商用電源が単相電圧を有するときの本発明の一実施例の模擬結果図である。

本発明の目的、特徴、効果について充分に理解できるように、以下で具体的な実施例に添付の図面を組み合わせ、本発明について詳細に説明する。

図２を参照する。図２に本発明の位相同期回路の位相同期方法を使用したグリッド接続システム１００の一実施例のシステムブロック図を示す。図２に示すように、前記グリッド接続システム１００は、位相同期回路１１０、絶縁保護素子１２０、電圧コントローラ１３０、電流コントローラ１４０、正弦パルス幅変調（Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ＰＷＭ）ドライバ１５０、インバータ１６０を含み、前記インバータ１６０が、直流バス１６１、ＭＯＳＦＥＴモジュール１６２、ＬＣフィルタ１６３を含み、前記ＬＣフィルタ１６３が商用電源グリッドに接続される。

そのうち、前記位相同期回路１１０は、商用電源電圧Ｖ_Ｓを検出し、内部の追跡調整メカニズムにより出力信号（例えば正弦波信号）と商用電源電圧Ｖ_Ｓの誤差（例えば位相差）を徐々に低下させ、前記インバータ１６０の電圧、周波数、位相を商用電源の電圧、周波数、位相と同じにして、二者間の電力潮流制御を行うことができる。

注意すべきは、図２のグリッド接続システム１００は数々のグリッド接続システムの一例に過ぎない点であり、本発明の位相同期回路の位相同期方法の適用範囲は図２のグリッド接続システム１００に限らない。本発明の位相同期回路の位相同期方法は、少なくともオングリッド型再生エネルギー発電システム及び無停電電源供給器（ＵＰＳ）等を含む、各種タイプのグリッド接続システムに適用できる。

続いて、図３を参照する。図３は本発明の位相同期回路の位相同期方法のフローチャートである。図３に示すように、前記位相同期回路の位相同期方法は、変換信号生成工程Ｓ１１０と、誤差計算工程Ｓ１２０と、周波数修正信号取得工程Ｓ１３０と、角度信号取得工程Ｓ１４０と、同期信号生成工程Ｓ１５０と、を含む。

前記変換信号生成工程Ｓ１１０は、商用電源電圧Ｖ_Ｓを検出して第１変換信号Ｓ１及び第２変換信号Ｓ２を生成する。一実施例において、前記第１変換信号Ｓ１の値はＶ_ｍｓｉｎ（ωｔ）であり、前記第１変換信号Ｓ１はｓｉｎｅ関数形式であるため、ｓｉｎｅ関数を第１関数と呼び、前記第１変換信号Ｓ１は第１関数形式である。前記第２変換信号Ｓ２の値はＶ_ｍｃｏｓ（ωｔ）であり、前記第２変換信号Ｓ２はｃｏｓｉｎｅ関数形式であるため、ｃｏｓｉｎｅ関数を第２関数と呼び、前記第２変換信号Ｓ２は第２関数形式である。このほか、Ｖ_ｍは商用電源の二乗平均平方根電圧を表し、ω原周波数を表す。ｔは時間を表す。

注意すべきは、前記実施例において、前記第１関数及び第２関数はそれぞれｓｉｎｅ関数及びｃｏｓｉｎｅ関数であるが、これに限らない点であり、例えば、その他の可能な実施例において、前記第１関数はｃｏｓｉｎｅ関数形式とし、かつ前記第２関数はｓｉｎｅ関数形式に対応してもよい。

前記誤差計算工程Ｓ１２０では、前記第１変換信号Ｓ１、前記第２変換信号Ｓ２、第１同期信号Ｓ３、第２同期信号Ｓ４の値で演算し、誤差値ｅを取得する。一実施例において、前記第１同期信号Ｓ３の値はｃｏｓ（ω_１ｔ）であり、前記第１同期信号Ｓ３はｃｏｓｉｎｅ関数形式であるため、前記第１同期信号Ｓ３は第２関数形式であり、前記第２同期信号Ｓ４の値はｓｉｎ（ω_１ｔ）であり、前記第２同期信号Ｓ４はｓｉｎｅ関数形式であるため、前記第２同期信号Ｓ４は第１関数形式である。このほか、ω_１は周波数修正後の調整周波数を表す。

例えば、以下の算式を利用して前記誤差値ｅを計算することができる。
ｅ= Ｖ_ｍ{ｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（ω_１ｔ）- ｃｏｓ（ωｔ）ｓｉｎ（ω_１ｔ）}。

そのうち、Ｖ_ｍｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（ω_１ｔ）を第１乗積と呼び、前記第１乗積は前記第１変換信号Ｓ１と前記第１同期信号Ｓ３の値を相乗した結果に等しい。Ｖ_ｍｃｏｓ（ωｔ）ｓｉｎ（ω_１ｔ）を第２乗積と呼び、前記第２乗積は前記第２変換信号Ｓ２と前記第２同期信号Ｓ４の値を相乗した結果に等しい。前記誤差値ｅは前記第１乗積から前記第２乗積を減じた値に等しい。

前記周波数修正信号取得工程Ｓ１３０では、前記誤差値ｅを有する誤差信号を比例積分器に入力し、周波数修正信号Ｓ５を取得する。前記周波数修正信号Ｓ５の値は△ωである。

前記角度信号取得工程Ｓ１４０では、まず前記周波数修正信号△ωと原周波数ωを相加して前記調整周波数ω_１を取得した後、前記調整周波数ω_１を積分して角度信号θを取得する。即ち、ω_１＝ω＋△ωであり、ω_１を積分後θが得られる。

前記同期信号生成工程Ｓ１５０は、第１関数表Ｔ１及び第２関数表Ｔ２をそれぞれ参照して前記角度信号θの角度値に対応する値を取得する。前記実施例において、前記第１関数表Ｔ１は余弦波表（ｃｏｓｉｎｅ ｔａｂｌｅ）であり、前記第２関数表Ｔ２は正弦波表（ｓｉｎｅ ｔａｂｌｅ）である。前記第１同期信号Ｓ３の位相と前記第２同期信号Ｓ４の位相の位相差は９０度である。このため、θ=６０°の場合、前記第１関数表Ｔ１を参照してcos(６０°)=１/２が得られ、前記第２関数表Ｔ２を参照して

が得られる。

さらに、図４に示すように、前記角度信号取得工程Ｓ１４０及び前記同期信号生成工程Ｓ１５０の間に角度制限工程Ｓ１６０を含み、前記角度制限工程Ｓ１６０はまず範囲制限器で前記角度信号θの角度値をある範囲内に制限し（例えば０〜２πの範囲内に制限）、前記角度制限工程Ｓ１６０により、前記角度信号θの角度値が変換後必ず予め定めた範囲内にはいるように確認することができ、かつ前記第１関数表Ｔ１及び前記第２関数表Ｔ２の寸法が適切に制御されるようにする。例えば、θ=２π〜４πを考慮する必要がないとき、前記第１関数表Ｔ１及び前記第２関数表Ｔ２の対応値の問題は、変換を経た後θは必ず０〜２πの範囲内になり、かつ変換後、ｓｉｎθとｃｏｓθの値を計算するとやはり同じになる。

前記角度信号θの角度値は、前記第１関数表Ｔ１中の対応する値を前記第１同期信号Ｓ３の値とし、即ち、前記第１同期信号Ｓ３の値はｃｏｓ（ω_１ｔ）であり、前記角度信号θの角度値は前記第２関数表Ｔ２中の対応する値を前記第２同期信号Ｓ４の値とし、即ち、前記第２同期信号Ｓ４の値はｓｉｎ（ω_１ｔ）である。例えば、θ=６０°の場合、前記第１同期信号Ｓ３の値は１/２、前記第１同期信号Ｓ４の値は

である。

上述の工程を経て、比例積分調整で誤差ｅを徐々にゼロにすることで、位相同期の目的を達することができ、即ち、ω_１＝ω、△ω＝０。商用電源電圧信号に歪みや周波数振動があっても、位相同期制御回路の計算も制御回路のフィードバック制御により、歪みまたは周波数振動により引き起こされる誤差を減衰して、位相同期信号の振動問題を排除することができる。

このほか、従来技術の検出電路を使用し、コンパレータまたはオペアンプを組み合わせる方法と比較して、本発明の位相同期回路の位相同期方法は、直接商用電源電圧Ｖ_Ｓを第１関数形式または第２関数形式の変換信号に変換する。この方法は応答速度を速くするために役立ち、また適用周波数範囲を拡張するためにも役立つため、ディーゼル油発電機等の発電設備の追跡に用いることができる。

商用電源の種類の違いに応じて、本発明の位相同期回路の位相同期方法は、対応した変化または調整を行うこともできる。以下、図５〜図７及び図８〜図１０を参照する。図５〜図７はそれぞれ商用電源が三相電圧を有するときの一実施例の概略図、模擬回路図及び模擬結果図であり、図８〜図１０はそれぞれ商用電源が単相電圧を有するときの一実施例の概略図、模擬回路図及び模擬結果図である。

図５に示すように、商用電源の三相電圧はそれぞれＶ_ｓａ、Ｖ_ｓｂ、Ｖ_ｓｃであり、abc-αβ軸変換後、前記第１変換信号Ｓ１の値Ｖ_ｍｓｉｎ（ωｔ）及び前記第２変換信号Ｓ２の値Ｖ_ｍｃｏｓ（ωｔ）が得られる。前記第１変換信号Ｓ１及び前記第２変換信号Ｓ２がそれぞれ前記第１同期信号Ｓ３及び前記第２同期信号Ｓ４と相乗された後相互に減算され、前記誤差値ｅが算出される。前記誤差値ｅは比例積分器PIを経た後周波数修正信号△ωが得られる。

続いて、図６及び図７の模擬検証した模擬回路図及び模擬結果を参照する。電圧初期値の設定時、故意に三相入力電圧のA相位相とＳｉｎｅ ｔａｂｌｅ相差を１００度にし、位相同期回路の修正を経ることで、その誤差（Ｖｅｒｒ）がだんだん小さくなり、最終的に入力電圧（Ｖｉｎ_ｓｉｎ）がＳｉｎｅ Ｔａｂｌｅ（Ｖｓｉｎ）と同相になり、周波数（Ｆrｅq）も商用電源電圧と同じ６０Ｈｚに定まる。

図８に示すように、商用電源は単相電圧を有し、サンプリング工程Ｓ１１１及び遅延工程Ｓ１１２の後、前記第１変換信号Ｓ１の値Ｖ_ｍｓｉｎ（ωｔ）及び前記第２変換信号Ｓ２の値Ｖ_ｍｃｏｓ（ωｔ）が得られ、前記第１変換信号Ｓ１及び前記第２変換信号Ｓ２がそれぞれ前記第１同期信号Ｓ３及び前記第２同期信号Ｓ４と相乗された後相互に減算され、前記誤差値ｅが算出される。前記誤差値ｅは比例積分器PIを経た後周波数修正信号△ωが得られる。

続いて、図９及び図１０の模擬検証した模擬回路図及び模擬結果を参照する。電圧初期値の設定時、故意に単相入力電圧の位相とＳｉｎｅ ｔａｂｌｅ相差を１００度にし、位相同期回路の修正を経ることで、その誤差（Ｖｅｒｒ）がだんだん小さくなり、最終的に入力電圧（Ｖｉｎ_ｓｉｎ）がＳｉｎｅ Ｔａｂｌｅ（Ｖｓｉｎ）と同相になり、周波数（Ｆｒｅｑ）も商用電源電圧Ｖ_Ｓと同じ６０Ｈｚに定まる。

上述をまとめると、本発明の位相同期回路の位相同期方法は、上述の工程を通じて、入力される商用電源の電圧歪み及び周波数変化を克服し、正確に同期を達成する効果が得られるほか、高速応答の利点を備え、かつ広範な周波数範囲を有する効果を達成し、ディーゼル油発電機等発電設備の追跡に用い、インバータの応用範囲を拡大することができる。

本発明は上述で最良の実施例を開示したが、当業者であれば理解できるように、この実施例は単に本発明を説明するために用いたのみであり、本発明の範囲を限定すると理解されるべきではない。注意すべきは、この実施例と同等効果を有する変化および置換はすべて、本発明の範疇内に含まれることである。このため、本発明の保護範囲は、特許請求の範囲の定義に準じる。

Ｖｓａ、Ｖｓｂ、Ｖｓｃ 三相商用電源電圧
１００ グリッド接続システム
１１０ 位相同期回路
１２０ 絶縁保護素子
１３０ 電圧コントローラ
１４０ 電流コントローラ
１５０ 正弦パルス幅変調ドライバ
１６０ インバータ
１６１ 直流バス
１６２ ＭＯＳＦＥＴモジュール
１６３ ＬＣフィルタ
１０００ インバータ電路
１１００ オペアンプ
１２００ デジタルキャプチャ
１３００ 正弦波表
Ｓ_ＺＥＲＯ ゼロクロス信号
Ｓ_ＳＩＮ 正弦波信号
Ｔ１ 第１関数表
Ｔ２ 第２関数表
Ｖ_ｓａ、Ｖ_ｓｂ、Ｖ_ｓｃ 商用電源の三相電圧
Ｖ_Ｓ 商用電源電圧
Ｓ１１０〜Ｓ１６０ 工程
S１１１ サンプリング工程
S１１２ 遅延工程
Ｓ１ 第１変換信号
Ｓ２ 第２変換信号
Ｓ３ 第１同期信号
Ｓ４ 第２同期信号
Ｓ５ 周波数修正信号

Claims (8)

1. グリッド接続システムに用いる位相同期回路の位相同期方法であって、
   商用電源の電圧を検出して第１変換信号及び第２変換信号を生成し、前記第１変換信号が第１関数形式であり、前記第２変換信号が第２関数形式である変換信号生成工程と、
   前記第１変換信号、前記第２変換信号、第１同期信号、第２同期信号の値で演算して誤差値を取得し、前記第１同期信号が前記第２関数形式であり、前記第２同期信号が前記第１関数形式である誤差計算工程と、
   前記誤差値を有する誤差信号を比例積分器に入力し、周波数修正信号を取得する、周波数修正信号取得工程と、
   まず前記周波数修正信号と原周波数を相加して調整周波数を取得した後、前記調整周波数を積分して角度信号を取得する、角度信号取得工程と、
   第１関数表及び第２関数表をそれぞれ参照して、前記角度信号の角度値に対応する値を取得し、前記第１関数表中で前記角度信号の角度値に対応する値を前記第１同期信号の値とし、前記第２関数表中で前記角度信号の角度値に対応する値を前記第２同期信号の値とする、同期信号生成工程と、
   を含むことを特徴とする、位相同期回路の位相同期方法。
2. 前記第１関数表が正弦波表（Ｓｉｎｅ ｔａｂｌｅ）であり、前記第２関数表が余弦波表（Ｃｏｓｉｎｅ ｔａｂｌｅ）であり、前記第１同期信号の位相と前記第２同期信号の位相の位相差が９０度であることを特徴とする、請求項１に記載の位相同期回路の位相同期方法。
3. 前記誤差計算工程が、
   前記第１変換信号と前記第１同期信号の値を相乗し、第１乗積を取得する第１乗積取得工程と、
   前記第２変換信号と前記第２同期信号の値を相乗し、第２乗積を取得する第２乗積取得工程と、
   前記第１乗積から前記第２乗積を減算し、前記誤差値を取得する誤差値取得工程と、
   を含むことを特徴とする、請求項１に記載の位相同期回路の位相同期方法。
4. 前記角度信号取得工程及び前記同期信号生成工程の間にさらに、角度制限工程を含み、まず範囲制限器で前記角度信号の角度値をある範囲内に制限することを特徴とする、請求項１に記載の位相同期回路の位相同期方法。
5. 前記商用電源が三相電圧を有し、前記変換信号生成工程において、前記商用電源の三相電圧を検出して前記第１変換信号及び前記第２変換信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載の位相同期回路の位相同期方法。
6. 前記商用電源が単相電圧を有し、前記変換信号生成工程において、前記商用電源の単相電圧を検出して前記第１変換信号及び前記第２変換信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載の位相同期回路の位相同期方法。
7. 前記変換信号生成工程にさらに、サンプリング工程を含み、検出された商用電源の電圧に対してサンプリングを実施し、前記第１変換信号を生成することを特徴とする、請求項６に記載の位相同期回路の位相同期方法。
8. 前記変換信号生成工程にさらに、遅延工程を含み、前記第１変換信号を遅延して前記第２変換信号を生成することを特徴とする、請求項７に記載の位相同期回路の位相同期方法。

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