JPS6043077A - 高周波負荷用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、高周波加熱炉等への供給電力を低損失、低
雑音、低価格で調整出来るようにした高周波負荷用電源
装置に関する。

一般に高周波負荷用電源装置の基本的な回路は、第１図
に示すように構成されている。すなわちＤｌ。

Ｄ２．Ｄ３．Ｄ４　けダイオードで商用電源ＡＣを整流
して直流に変換するものでブリッジ回路として結締され
ている。Ｌｌｌ−１：フィルター用チョーク、Ｃ１，Ｃ
２Ｖｉフイルター用のコンデンサで直列接続されて前記
ブリッジ回路の直流脈流出力をフィルター用チョークＬ
とともに平滑化している。Ｑ。

Ｃ２は前記乎ｍ化された直流を高周波に変換するための
スイッチング素子となるトランジスタで、直列接続され
てコンデンサＣ，，Ｃ，，の直列回路に並列に接続され
ている。

１はトランジスタＱ、、Ｑ２の各ベースに制御信号を印
加するための制御回路、２は高周波負荷で図においては
高周波加熱炉を構成する誘導炉である。

■は高周波電力を誘導炉２とマツチングさせるトランス
で１次側はコンデンサＣ１、Ｃ２、トランジスタＱｌ　
−Ｃ２からなるノ・−７ブリツジ回路の出力端に接続さ
れ、２次側は共振用のコンデンサＣ３と誘導炉２のコイ
ルＣＬとからなる共振回路に接続されている。このコン
デンサＣ３は高周波電力の周波数と共振させて無効電力
を減少させるものである。

次に上述の回路の動作を第２図の波形図を参照して説明
する。

なお、第１図においてＡ、Ｄはそれぞれトランジスタに
ｈ、Ｃ２のベース、Ｂ、Ｅは同じくエミッタ、Ｃ１ＦＩ
ま同じくコレクタの各部を示し、Ｇ。

ＨはトランスＴの１次側の両端をそれぞれ示している。

第２図において、（イ）はＡ−８間の電ＦＥ波形を、／ 。（ロ）はＤ−Ｅ間の電圧波形をそれぞれ示す。これら
の電圧波形は制御回路１によってトランジスタＱｉｍＱ
２に矩形波−ドライブ信号として加えられる。その結果
Ｃ−８間電圧、Ｆ−Ｅ間電圧、すなわちトランジスタＱ
、、Ｑ２のエミッターコレクタ間の電圧はそれぞれ（ハ
）、に）のようになる。ここでコンデンサＣ３と誘導炉
２のインダクタンス、およびトランスＴの漏洩インダク
タンスとによって構成される共振回路の共振周波数がト
ランジスタＱ＋。

Ｃ２の動作周波数と一致していればトランジスタＱ、、
Ｑ２に流れる負萌電流は第２図の←・）、に）に示す電
流ｉ、、ｉ２のように正弦波の半波の波形となる。従っ
て、トランスＴの１次側両端Ｇ、Ｈに加わる電圧は第２
図（ホ）のような矩形波電圧となり、電流１１と電流１
２との合成されたものは電流ｉ３のような正弦波となる
。その位相も矩形波と正弦波が一致したものとなる。

このことは、トランジスタＱ、、Ｑ２のスイッチング時
、すなわち０Ｎ−ＯＦＦ　、０ＦＦ−ＯＮの切換り時に
はトランジスタＱ、、Ｑ２に流れている電流ｉ３　け非
常に僅かなものであってトランジスタＱｌ　、Ｃ２のス
イッチジグ損失が少なくまた発生子るパルス状の雑音も
少ない。

一般に、誘導炉２の負荷が変化すると、誘導炉２の見掛
上のインダクタンス値が変化しコンデンサＣ３とで合成
される共振周波数も変る。従って実際にはこの共振周波
数と上述の動作周波数が一致するように制御回路１．に
より発生される周波数を自動調整、すなわち自動追尾す
る必要がある。

このような回路のままでは、出力を増減したり、または
誘導炉２の温度を検出したりして誘導炉２の温度を一定
に保つような制御はできない。

そこで従来このような誘導炉２の、出力を制御する方法
として次のようなものがあった。

誘導炉２の出力を可変する一つの方法として、トランジ
スタＱ、、Ｑ２−のドラ４１４ｇ号をパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）を行う方法がある。すなわち、大出力時（〆Ｃは
第３図（イ）、（ロ）、（／→、に）、　（−］：］に
それぞれ示すようにドライブ信号のパルス幅を大きく、
小出力時には第４図（イ）、仲）、（ハ）、に）、（ホ
））にそれぞれ示すように、パルス幅を小ざくすること
によっテＭＬ流１１，１□　、ｉ３（点線で示す）のよ
うにその振幅を大小に変化させ、誘導炉２の出力を加減
することができる。

このような方法は、トランジスタＱ、ｊＱ２のスイッチ
ング時に電流ｉ１．＋２　が流れているたメ、トランジ
スタＱ、、Ｑ２のスイッチング損失が増大し、また発生
する雑音も非常に大きなものとなる欠点がある。

また他の方法として第５図、第６図に示す上うにスイッ
チング回路への入力点１に加える直流電圧を可変し、誘
導炉２の出力を調整する方法が考えられる。

第５図に示すものは第１図におけるダイオードＤ３　、
Ｄ４０代りにシリコン制御整流素子ＳＣＲ，。

５ＣＲ２を用い、これらのゲートを外部信号ｑに従って
動作するゲート制御回路３により制御して誘導炉２への
電力供給を調整するものである。

第６図に示すものは、フィルタ用チョークＬと整流回路
との間にチョッパ用のトランジスタＱ３を挿入し、その
ベースに外部信号ｑに従って動作する制御回路４の出力
を印加することにより入力点１の直流電圧を一整するも
のである。

これら従来の方法は、標準的な供給電力の制御方式であ
るが、ともに誘導炉２の出力以上の電力を調整する必要
があり、装置が大きくコスト高となり、１だ雑音の発生
を大きくし、損失の増加により効率が低くなる欠点があ
る。

この発明は、上述の従来の欠点を除去するためになされ
たもので、高周波負荷に１回の通電時間が供給電力の高
周波サイクルの整数倍であって、かつその通電始点がそ
のサイクルの始点に同期するように休止時間をおいて間
欠的に高周波電、流を供給し、高周波負荷の共振周波数
の変動に自動追尾しながら供給電力の大きさが調整でき
るように構成することによって低周波、低雑音、低価格
で出力調整の可能な高周波負荷用電源装置を提供するこ
とを目的とする。

以下第７図乃至第１１図により、この発明の一実施例に
つき詳述する。なお第７図乃至第１１図において第１図
乃至第６図に示したものと同一部分または相当部分には
同−符′号で表わしその説明を省く。

第７図はこの発明において誘導炉２に加える高周波電力
の電流の波形を示す。ｔは高周波電力の印加時における
１回の通電時間幅を示し、■は上記通電時間幅ｔに次の
印加迄の休止時間を加えた時間を示す。ｔ／Ｔは印加電
力の平均に比例した値となり、誘導炉２に加わる平均電
力の目安となる。

なお、上記において１回の通電時間幅ｔは電源の１サイ
クルの周期を単位とした幅すなわち電源サイクルの周期
の整数倍であり、かつその通電は１サイクルの始点（電
流が零）から開始する必要がある。

その理由は第８図に示すような間欠通電では１サイクル
の１．５倍の通電時間であって、点線で示されている部
分は通電されていない。このような不正のＩＪＪ欠電力
をトランスＴに印加すると、トランスＴには磁気飽和状
態が発生し、運転不ｎ」能となるからである。

また、第９図に示す場合は、電源サイクルの電流の振幅
が大きいときに通電を開始あるいは停止すると、第８図
の場合と同様にトランスＴが飽和する可能性があるばか
りでなく、スイッチング用のトランジスタＱ１．Ｑ２が
Ａ電の状明で０Ｎ−ＯＦＦ’、０ＦＦ−ＯＮを行なうこ
とになり、スイッチング損失が発生した切大きな雑音の
発生を起す可能性があるからである。

次に上述の第７図の電力波形を誘導炉２に印加するため
の実施例について第１０図により説明する。

５ｉｔ誘導炉２に流れる電流の位相を検出する変流器、
６は変流器５によって検出さ朴た電流の位相を誘導炉２
に印加する電圧の位相と比較する位相比較器、７は位相
比較器６の直流出力の電圧に対応する周波数の高周波信
号を発振する電圧制御発振器（以下ＶＣＯと云う）であ
る。ＶＯＯ７は位相比較器６によって得られた誘導炉２
に印加する電圧と、誘導炉２に流れる電流上の位相差に
従って常に共振用のコンデンサＣ３と誘導炉２のインダ
クタンス、その他変圧器Ｔの漏洩、インダクタンス等に
より定まる共振周波数に等しい周波数の発振をする。８
はＶＯＯ７の出力によって動作するフリップフロップ回
路（以下単にＦ−Ｆ’と云う）でその出力端Ｑ、Ｑけ互
に補数関係にある矩形波パルス信号を出力する。

９．１０はアンドゲート回路であって、その各出力はそ
れぞれ増幅器１１．＋２を介してトランジスタＱ、、Ｑ
２のペースに入力される。１３はカウンタでこの実施例
では２ビツトのカウンタを用いている。カウンタ１３は
Ｆ　−Ｆ　８の端子Ｑからの入力パルスを計数し、その
出力はデコータ用今により前記入力パルスの数のｌ／ｎ
（ｎは正の整数）、この実施例では１／４のパルス数を
出力する。

１５はアンドゲート回路でＦ”−ＦＢのＱ出力とデコー
ダ１４の出力とのアンドによってトランジスタＱ４　の
ベースに出力する。トランジスタＱ、は抵抗ｒ２　とコ
ンデンサＣ４によって定まる鋸歯状波を発振し、その周
波数はＦ−ＦＢの端子Ｑからの矩形波パルス信号Ｏ整数
分の１である。

１６は演算増幅器で抵抗ｒ３．．　ｒ４からなる外部信
号ｑの分圧回路およびフィードバック抵抗ｒ６゜抵抗ｒ
６および基準電圧要素２１（例えば基準電池やツェナー
ダイオード）によって基準電圧を中心に線形に動作する
増幅回路を構成している。

トランジスタＱ４の出力と演算増幅器１６の出力は電圧
比較器１７によって比較され、その出力はＦ−Ｆ１９の
端子Ｊと、インバータＩ８を介して端子Ｋにそれぞれ入
力される。Ｆ−Ｆ１９のクロック入力端子ＣＬにはＦ−
Ｆ８の端子Ｑの矩形波パルス信号が入力される。

１”　−Ｆ”　３のＱ端子の出力はアンドゲート回路９
の一方の入力端に、同じくＱ端子の出力はアンドゲート
回路１０の一方の入力端に、Ｆ−Ｆ１９の端子Ｑの出力
はアンドゲート回路９．ＩＯの他方の入力端にそれぞれ
印加されるように接続されている。

以上のように構成された電源装置の動作を第１０図、第
１１図により説明する。なお第１１図（イ）は誘導炉２
の出力を大にした場合、第１１図（ロ）は出力を小にし
た場合の第１０図の一要部の波形をそれぞれ示している
。

第１１図（（ｌ　、　（０１Ｋ　オイテ（ａ）はＶＯＯ
７（７）出力ａの波形を示し、この出力ａの周波数は共
振用のコンデンサＣ３と誘導炉２のインダクタンス、変
圧器Ｔの漏洩インダクタンス等により定まる共振周波数
ｆの２倍の周波数になるように設定されている。この発
振は誘導炉２に印加される電圧と変流器５によって検出
された電流との位相を位相差比較器６によって比較して
得られた電圧を■００７に入力することによって行われ
る。

出力ａが入力されるＦ−Ｆ８の出力端Ｑの出力ｂ１およ
び出力端Ｑの出力Ｃはそれぞ、ｆ″Ｌ第１１図において
（ｂｌ　、　（ｃｌによって示されその周波数はＦ・Ｆ
８の入力の１／２でかつその位相は互に１８０°異った
反対位相である。

上記出力Ｃはカウンタ１３に入力される。この場合カウ
ンタ１３のピット数が多いほど最終的な電力の調整が密
にできる。例えば５ビツトのカウンタであればおよそ最
大出力電圧の１／３２を最少単位として調整でき゛る。

第１１図におけるタイムチャートでは２ビツトの場合に
ついて説明している。

カウンタ１３の出力はデコータ用４によってデコードさ
れ１／２　のパルスが出力ｄとして出力される。なお、
ｎはカウンタ１３のビット数を示し、第１１図の場合ｎ
＝２である。

デコーダ１４の出力ｄはアンドゲート１５を介してＦ　
−ｉ”　３０出力Ｃによりゲートされ出力ｅとなる。出
力ｅはトランジスタＱ４、抵抗ｒ２、コンデンサＣ４・
からなる鋸歯状波発生手段により、鋸歯状波出力ｆとな
る。

ここでアンドゲート回路１５の出力ｅが高電位のときト
ランジスタＱ４がＯＮし、コンデンサＣ４を放電する。

次に上記出力ｅが低電位（約Ｏ，Ｓ　Ｖ以下）になると
トランジスタＱ４はＯＦＦし、抵抗ｒ２を通してコンデ
ンサＣ４が光市さノｔ、ｉ貼ｘｘ図（イ）、（ロ）のｆ
のように鋸歯状波となるのである。

トランジスタＱ４のコレクタ電圧ｆは電圧比較器Ｉ７の
■端子に入力され、○端子に人力される演算増幅器１６
の出力８と比較され出力ｇが得られる。

ここで外部信号８が高くなれば演算増幅器１６の出力は
高くなり、外部信号ｑが低くなれば出力は低くなる。

Ｓ算増幅２ｉｉ１６にはその０人力に抵抗ｒ６　とフィ
ードバック抵抗１．が接続され、所望の増幅率をもって
画形に動作する。電圧比較器１７の出力ｇはロジックン
ベル“　１／／、％％０“　になるように設定きれてい
る。

今、に圧比Ｉ咬器１７の０人力すなわち前記出力Ｓより
０人力すなわち前記出力ｆが高いとさは出力ｇ（は高レ
ベル１１”となり、逆に出力Ｓより出力ｆが１氏いとき
は出力ｇはイ氏レベル“０”となる。

従ってｉｉＮ　１１図の（ｆｌ、および硫）に示すよう
に、外部信号ｑが低くければ電圧比中文器１１の出力ｇ
のハイレベルの期間が同図（イ）の（ｇｌに示すように
長く、逆に外部信号ｑが高ければ出力ｇは同図（口］の
（ｇに示すようにハイレベルの期間は短かい。

電圧比・咬器１７の出力ｇは２つに分岐されその一方は
その−ｆ’！Ｆ−ＦＩ９の端子Ｊに入力され、他方は反
転器１８を介して反転され、Ｆ−Ｆ１９の端子Ｋ［入力
される。−万Ｆ’−Ｆ’１９のクロック入力端子ＣＬに
けＦ−Ｆ８の端子Ｑの出力すが入力される。

なおＦ−Ｆ１９のファクションテーブルは下記のように
なる。

上記ファンクションテーブルから、Ｆ−ＦＩ９の出力端
Ｑの出力りは第１１図（ｈｌのようｋなる。

すなわち出力りはクロックの動作時に変るものであるか
ら、クロック動作時（ネガティブエッヂの場合とポジテ
ィブエッヂの場合とがある）以外の時点で端子Ｊ、にの
人力信号が変っても出力は変らない。

従って、Ｆ−Ｆ８の端子Ｑの出力がクロック信号となっ
ているので、アンドゲート回路９．ｌＯの出力ｉ、ｊは
Ｆ’　−Ｆ　Ｂの端子Ｑまたは端子Ｑの高レベル信号″
１“の途中または低レベル信号１０“の途中から出力さ
れることはない。

またＦ　−Ｆ　ｌ　９はＦ’−Ｆ８の端子Ｑがクロック
となっているので端子Ｑと端子Ｑの出力ｂ、Ｃが一対と
なつそアンドゲート回路９，１ｏの出力信号となる。こ
の出力ｉ、ｊはそれぞれ増幅器１１゜１２で増幅される
（図においては同位相で増幅さレテイる。）。この増幅
された出力に２ｍはスイッチング用のトランジスタＱ１
　、Ｑ２のペース信号となってトランスＴへの入力を高
周波に変換する。

このトランス■には図の■）に示されるように矩形波間
欠信号が入力される。

なお、第１Ｏ図においてＦｍＦ８はｖｃｏ７の出力ａの
周波数の２倍の周波数であるので、この出力ａを５０％
デユーティのパルス波に変換するためのものである。こ
の変換は出力ａをＦ’−Ｆ２０を介して位相比較器６へ
帰還することによって行われる。

以１け高周波負荷として高周波加熱炉用の誘導炉を用い
た場合について説明したが、電熱用電源、超音波発振用
電源等としてこの電源装置を用いても同様に可能である
。

寸だ、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２をプッシュプル接続
としたインバータであってもノ・−７ブリツジ方式と同
様に目的が達成できる。

なお、以上において、第１０図、第１１図の（ｂ）。

ＴＣ）に示したようにＦ　−Ｆ　８の出力ｂ　、　ｃ（
Ｉｉ”−Ｆの出力（Ｑ、Ｑ）の波形がそれぞれ５０係デ
ユーテイで説明しであるが、実際にはトランジスタＱｌ
ｌＱ２のストレージ電流により貫通電流が流れるの全防
止するため第１３図に示す（ｂ’）　、　（ｃ’）のよ
うに５０％以下のデユーティにすることがあるが、これ
に伴う回路の変更は第１２図に示すようにアンドゲート
２２，２３をＦ’−Ｆ’８の出力Ｑ、Ｑとアンドゲート
９，１０の入力との間に挿入すると七もにワンショット
マルチバイブレータ２４をアンドゲート２２，２３の入
力端とＦ　−Ｆ　８の入力側との間に挿入することによ
って行わする。他の回路結線は第１０図と同様である。

また第１２図に示した回路の要部の波形ａ、ｂ。

ｃ　、　ｕ　、　ｂ’　、　ｃ’はそれぞれ（ａ）　、
　（ｂ）、　（ｃｌ　、　（ｕｌ　、　（ｂ′１　。

（ｃＭのようになる。

この発明は、以上説明したように高周波負荷の共振周波
数の変動に自動追尾する手段を有←、高周波負荷に１回
の通電時間が供給電力の高周波サイクルの整数倍であっ
て、かつその通電始点が高周波サイクルの始点に同期す
るように休止時間をおいて間欠的に高周波電流を供給し
、通電時間と休止時間を調整することによって供給電力
を調整するように構成したから、出カドランスに磁気飽
和が発生せず、Ｅ、かもスイッチ素子のスイッチング時
に電流が流れない、従ってスイッチング損失、雑音が少
なく装置全体を小型化、軽量化、効率化することができ
しかもコストが安い等の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般的な高周波負荷用電源装置を示す回路図、
第２図は第１図に示した回路の要部の動作を示す波形図
、第３図、第４図はパルス幅変調により高周波加熱炉の
出力を調整する場合の第１図の回路の要部の波形図で第
３図は大出力時、第４図は小出力時における波形を示し
、第５図、第６図はそれぞれ従来の装置を示す回路図、
第７図はこの発明における高周波加熱炉への人力波形図
、第８図、第９図は不正な入力波形図、第１０図はこの
発明による電源装置の一実施例を示す回路図、第１１図
（イ）、（ロ）は第１０図に示す回路の要部波形を示す
タイムチャートで（イ）は大出力時、（ロ）は小出力時
における波形を示し、第１２図は第１０図におけるｌ、
Ｎ・Ｆ８の出力を５０％デユーティ以下にする場合の一
部回路の変更を示す図、第１３図は第１２図に示す回路
の要部波形を示すものである。 ２・・・・・・・・・・・・・・・誘導炉６・・・・・
・・・・・・・・・・位相比較器７・・・・・・・・・
・・・・・・電圧制御発振器８・・・・・・・・・・・
・・・・フリップフロップ回路９．１０・・・・・・ア
ンドゲート回路１３・・・・・・・・・・・・カウンタ
１４・・・・・・・・・・・・７’　コ−タ■６・・・
・・・・・・・・・演算増幅器１１・・・・・・・・・
・・・電圧比較器１９・・・・・・・・・・・・フリッ
プフロップＱ＋’＋Ｑ２・・・・・・スイッチング用の
トランジスタ Ｑ、・・・・・・・・・・・・・・・トランジスタ第２
図 第３図　第４図 第６図 第７図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. スイッチング素子によって構成されるインバータにおい
   て、高周波負荷の共振周波数の変動に自動追尾して高周
   波信号を発振する手段と、この高周波信号に同期する互
   に反対位相の一対の矩形波パスル信号を出力する手段と
   、この矩形波パルス信号の整数分の１の周波数の鋸歯状
   波を発生する手段と、との鋸歯状波が外部信号による直
   流電圧より高い部分だけ高レベルとなる矩形波パルスを
   出力する手段と、この矩形波パルスを前記一対の矩形波
   パルス信号の一方と同期させて出力する手段とを備え、
   この同期された矩形波パルスと前記一対の矩形波パルス
   信号とに基づいてスイッチング素子を制御するように構
   成したことを特徴とする高周波負荷用電源装置。