JPS6349109Y2

JPS6349109Y2 -

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Publication number: JPS6349109Y2
Application number: JP8351282U
Authority: JP
Priority date: 1982-06-07
Filing date: 1982-06-07
Publication date: 1988-12-16
Also published as: JPS58186792U

Description

【考案の詳細な説明】本考案は大電力を必要とするオーデイオ増幅器
等に使用する直流電源装置に関する。

直流電源装置において、電源変圧器の容積を小
さくするために、たとえばスイツチング方式の直
流電源装置が用いられる。従来のスイツチング方
式の直流電源装置はたとえば第１図に示す如くス
イツチング回路を構成するトランジスタ３，４を
交互にオン・オフさせて、電源変圧器１の１次巻
線１−１の中点タツプに接続した直流電源５の電
圧を、１次巻線１−１の一端側および他端側に交
互に印加するように構成していた。

しかるにトランジスタ３および４は数十ｋHzと
いう高周波でスイツチングさせるために、電源変
圧器１は数＋ｋHzで動作し、このため電源変圧器
１、トランジスタ３および４には高周波用のもの
を必要とする欠点があつた。

またさらに不要輻射の問題も発生する欠点があ
つた。

また電源変圧器の１次側に交流制御素子を設
け、交流制御素子により導通角制御を行なうよう
にした電源装置によるときは、電源装置の小型化
に限界があるほかに、１次側の電圧をスイツチン
グしているので変圧器の唸りが発生する等の欠点
があつた。

本考案は上記にかんがみなされたもので、上記
の欠点を解消して小型化できるとともに、特殊な
高周波用の部分を必要としない直流電源装置を提
供することを目的とするものである。

以下、本考案を実施例により説明する。

第２図は本考案の第１の実施例の回路図であ
る。

１は電源変圧器であり、電源変圧器１の２次側
にはブリツジ整流回路１０が接続してある。整流
回路１０の出力電圧はコンデンサインプツト型の
平滑回路１１を介して負荷１２に供給するように
構成してある。電源変圧器１の１次巻線１−１は
中点タツプを有し、１次巻線１−１の両端にはＢ
級プツシユプル動作をするトランジスタ１３およ
び１４のエミツタがそれぞれ各別に接続してあ
る。トランジスタ１３，１４のコレクタは直流電
源１５を介して１次巻線１−１の中点タツプに接
続してある。一方、トランジスタ１３および１４
は200〜300Hz程度の正弦波で駆動する。このため
に、本考案の第１の実施例においては入力変圧器
１６を設け、入力変圧器１６の１次側に200〜300
Hz程度の正弦波出力を発振する発振器１７が接続
してある。入力変圧器１６の２次巻線１６−２の
両端はそれぞれダイオード１８，１９を介して各
別にトランジスタ１３，１４のベースに接続する
とともに、２次巻線１６−２の中間タツプを電源
変圧器１の１次巻線１−１の中間タツプに接続し
て、発振器１７の出力を位相反転してトランジス
タ１３，１４を交互に駆動するように構成してあ
る。

以上の如く構成した本考案の第１の実施例にお
いて、トランジスタ１３，１４を過励振して電源
変圧器１の１次巻線１−１に印加される電圧波形
がそのピーク部の所定範囲においてクリツプされ
た波形となるように発振器１７の出力電圧および
入力変圧器１６の巻数比が設定してある。また、
直流電源１５は商用交流電源を整流したものであ
るとする。

そこで発振器１７の発振により、発振器１７の
正半サイクル出力期間はダイオード１８を介しト
ランジスタ１３のベースに正の電圧が印加され、
トランジスタ１３はオン状態になり、負半サイク
ル出力期間はダイオード１９を介してトランジス
タ１４のベースに正の電圧が印加されて、トラン
ジスタ１４はオン状態になる。このためトランジ
スタ１３，１４は交互にオン状態に切替えられ
て、電源変圧器１の１次側の中点と同１次側の一
端および他端とには発振器１７の発振周波数で直
流電源１５の電圧が交互に印加される。従つて電
源変圧器１の２次側には発振器１７の発振周波数
と同一周波数の電圧波形が誘起され、整流回路１
０で整流のうえ、平滑回路１１で平滑化されて負
荷１２に印加される。

しかるに、電源変圧器１の１次側の回路をみた
場合、商用交流電源を整流した直流電源１５をト
ランジスタ１３，１４に供給し、電源変圧器１に
は発振器１７の発振周波数の電圧が印加されるこ
とになつて、あたかも周波数が変換されたのと同
等である。いま電源変圧器１の鉄心が磁気飽和を
起さない範囲で必要な１次巻線巻数は駆動周波数
に反比例する。そこで商用交流電源50Hzの場合に
対して、発振器１７の発振周波数を200Hzとした
ときを比較すれば、巻数比は1/4となり、巻数の
抵抗比は1/16に下る。従つて電源変圧器１の容積
は減少し、直流電源装置全体が小型にできる。ま
た一方、ほぼ正弦波電圧を電源変圧器１の１次巻
線１−１に印加しているため、電源変圧器１の唸
りも少ない。

また、正弦波を使用しているため一見損失は多
い様にみえるが、実際には電源変圧器１の２次側
はコンデンサインプツト型の平滑回路１１が接続
されており、かつ電圧波形は第３図ａに示す如く
直流電源１５の電圧E₁でクリツプさせてあるた
めに、電源変圧器１に流れる電流の波形は第３図
ｂに示す如く、トランジスタ１３，１４が完全に
オン状態にあるときのみ電流が流れることにな
る。従つて電源変圧器１の１次側の駆動回路の損
失も殆んどない。

また、電源変圧器１が200〜300Hzの電圧で駆動
されるため平滑回路１１のコンデンサも小型にな
る。

第４図は本考案案の第一の実施例を用いて２次
電圧を安定化した場合の一例を示す回路図であ
る。

第４図に示した直流電源装置は、第２図に示し
た本考案の一実施例の直流電源装置の出力電圧
を、基準電圧源としてのツエナーダイオード２０
に印加し、ツエナーダイオード２０のツエナー電
流で駆動されかつ出力でホトカプラ２２を駆動す
るトランジスタ２１を設け、直流電源装置の出力
電圧を検出するように構成する。ホトカプラ２２
の出力端は入力変圧器１６のそれぞれ２次巻線１
６−２の両端に、各別にダイオード２３と抵抗２
４との直列回路およびダイオード２５と抵抗２６
との直列回路を介して接続し、ホトカプラ２２の
出力によりトランジスタ１３，１４のベース電圧
を制限するように構成する。

いま、直流電源装置の出力電圧がツエナーダイ
オード２０のツエナー電圧よりも高くなると、ツ
エナーダイオード２０にツエナー電流が流れ、ト
ランジスタ２１がオン状態になる。トランジスタ
２１がオン状態になるとホトカプラ２２を介して
ダイオード２３，２５、抵抗２４，２６には電流
が流れ、トランジスタ１３および１４のベース電
圧は制限される。

トランジスタ１３および１４のベース電圧の制
限によつてトランジスタ１３および１４のベース
電圧は低下し、たとえば第５図ａの斜線に示す部
分において電源変圧器１の１次巻線１−１に印加
される電圧が低下し、トランジスタ１３，１４の
クリツプ範囲は狭められる。従つて整流回路１０
の導通角は減少して、出力電圧が安定化される。
第５図ｂは電源変圧器１の２次巻線電流の示し、
第５図ｃは平滑回路１１のリツプル電圧波形であ
る。

また、ダイオード２３および２５はツエナーダ
イオードであつてもよい。

つぎに本考案の他の実施例について説明する。

第６図は本考案の他の実施例のブロツク図であ
る。

本考案の他の実施例においては、トランジスタ
２８，２９，３０および３１を電源３５に対して
ブリツジ状に接続して、バランスド、トランスフ
オーマレス（BTL）的に接続する。トランジス
タ２８と２９の共通接続したベースと、トランジ
スタ３０と３１の共通接続したエミツタとの間に
200〜300Hzの正弦波電圧の発振をする発振器３２
の出力を印加し、トランジスタ２８，２９を過励
振する。一方、トランジスタ２８と２９の共通接
続したエミツタと、トランジスタ３０と３１の共
通接続したエミツタとの間に抵抗３３と３４との
直列回路を接続し、該直列回路の電圧を電源変圧
器１の１次巻線１−１に印加する。またさらに抵
抗３３と３４との共通接続点の電圧を増幅器３８
の反転入力端子に供給するとともに、電源電圧３
５の電圧を抵抗３６と３７とによつて分圧した電
圧を増幅器３８の非反転入力端子に供給し、増幅
器３８の出力をトランジスタ３０，３１のベース
に供給する。

以上の如く構成した本考案の他の実施例におい
て、発振器３２から200〜300Hzの正弦波電圧がト
ランジスタ２８と２９のベースと、トランジスタ
３０と３１のエミツタとに印加されると、正弦波
電圧の正の半サイクルにおいてはトランジスタ２
８，３１が導通して電流が流れて、抵抗３３と３
４に電流が流れる。抵抗３３と３４の電圧降下は
電源変圧器１の１次巻線１−１に印加される。こ
の場合に電源変圧器１の１次巻線１−１に印加さ
れる電圧波形はトランジスタ２８が過励振されて
いるため第３図ａの正の半サイクルに示す如くク
リツプされた波形である。また発振器３２の出力
波形の負の半サイクルにおいてはトランジスタ３
０，２９を通して電流が流れ、抵抗３４と３３の
電圧降下が電源変圧器１の１次巻線１−１に印加
される。この場合に電源変圧器１の１次巻線１−
１に印加される電圧波形はトランジスタ２９が過
励振されているため第３図ａの負の半サイクルに
示す如くクリツプされた波形となる。ここでトラ
ンジスタ２８，２９は発振器３２からの電流を増
幅する作用をしている。また増幅器３８の非反転
入力端子には電源３５の電圧を抵抗３６と３７と
で分圧した電圧で帰還がかけられ、反転入力端子
にはトランジスタ２８，２９の出力力電圧を抵抗
３３と３４で分圧した電圧が印加されている。こ
のため電源３５の電圧E₃は増幅器３８の反転入
力端子に印加された電圧によつて振られ、例えば
抵抗３３と３４の抵抗値が等しく、かつ抵抗３６
と３７の抵抗値が等しいときは、電源３５の電圧
が無駄なく電源変圧器１の１次巻線に供給される
ことになり、電源変圧器１の１次巻線に印加され
る電圧は第３図ａにおいて、E₁がE₃に代つて、
電圧E₃によつてクリツプされた波形となる。ま
た電源変圧器１の巻線に流れる電流は第３図ｂに
示す如く、電源変圧器１の１次巻線１−１に印加
された電圧のクリツプ期間のみ流れることにな
る。

従つて本考案の他の実施例の直流電源の作用は
本考案の一実施例の場合と同じである。

しかるに、トランジスタの耐圧を考えた場合、
本考案の一実施例の場合2E₁の耐圧を必要とした
のに対し、本考案の他の実施例においてはE₃の
耐圧でよく、E₁＝E₃とした場合、本考案の他の
実施例においては本考案の一実施例の場合におけ
る耐圧の1/2の耐圧のトランジスタですむことに
なる。またさらに電源変圧器１の１次巻線に中点
タツプを必要としない効果もある。

なお以上の説明においてて、発振器１７および
３２の発振出力波形が正弦波の場合を例に説明し
たが、発振器１７および３２の発振出力波形が三
角波の場合であつても同様である。

以上説明した如く本考案によれば、入力変圧器
の１次側を、従来のスイツチング電源の如く数十
ｋHz程度の高周波で駆動する必要もなく、電源変
圧器を小型化することができて直流電源装置が小
型化できる。しかも特殊な高周波用の部品を必要
としなくなる。

また、電源変圧器の１次側は正弦波または三角
波で駆動するため唸りも少なく、さらスイツチン
グ電源の場合に生じたスイツチング用方形波のリ
ンギング等は無いために不要輻射等の問題も無く
なる。

また、電源変圧器の１次側の電圧はクリツプさ
せてあるため、電源変圧器の１次側駆動回路の損
失も殆んどない。

また、出力電圧を電源変圧器の１次側に帰還す
ることによつて損失の少ない定電圧直流電源装置
にすることもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直流電源装置の一例を示すブロ
ツク図。第２図は本考案の一実施例のブロツク
図。第３図は本考案の一実施例における作用の説
明に供する波形図。第４図は本考案の一実施にお
いて出力電圧を定電圧化した場合の例を示すブロ
ツク図。第５図は第４図に示した直流電源装置に
おける作用の説明に供する波形図。第６図は本考
案の他の実施例のブロツク図。１……電源変圧器、１０……整流回路、１１…
…平滑回路、１２……負荷、１３，１４，２８，
２９，３０および３１……トランジスタ、１６…
…入力変圧器、１７および３２……発振器、２２
……ホトカプラ、３８……増幅器。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

電源変圧器と、該電源変圧器の２次電圧を整流
する整流回路と、該整流回路の出力電圧を平滑化
するコンデンサインプツト型の平滑回路とを備え
てなる直流電源装置において、直流電源と、該直
流電源の電圧でクリツプされかつ非方形波形の電
圧によつて前記電源変圧器の１次側を駆動する駆
動手段とを備えてなることを特徴とする直流電源
装置。