JPS6277063A - 高周波インバ−タ装置の制御装置 - Google Patents
高周波インバ−タ装置の制御装置Info
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- JPS6277063A JPS6277063A JP60214303A JP21430385A JPS6277063A JP S6277063 A JPS6277063 A JP S6277063A JP 60214303 A JP60214303 A JP 60214303A JP 21430385 A JP21430385 A JP 21430385A JP S6277063 A JPS6277063 A JP S6277063A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
本発明はトランジスタインバータの制御方式、待に回磁
誘導加熱装置における加熱コイル等に振動電流（高周波
磁流）を供給するための螺源装置として好適するインバ
ータ装置の制御装置に関するものである。
誘導加熱装置における加熱コイル等に振動電流（高周波
磁流）を供給するための螺源装置として好適するインバ
ータ装置の制御装置に関するものである。
この種の電源装置として、従来第８図に示されるような
トランジスタインバータが使用されている。図ニオいて
、１は直流電圧を変化させるためのサイリスク整流器、
２はチジークコイル、３は電圧源とするための電解コン
デンサ、４は高周波スイッチングを行なうトランジスタ
、５は環流ダイオード、６は共振用力率改善コンデンサ
、７は誘導コイルとしての加熱コイルである。同図では
、インバータ４を構成するトランジスタ４ａ〜４ｄは、
共振用コンデンサ６と、加熱コイル７で構成されるＬ−
０共振周波数に追随してスイッチングを行なうのみであ
る。したがって負荷層流Ｉの制御はサイリスク整流器の
位相制卸により、直流中間回路回圧ｖＤＣを変化させて
行なうようにしている。したがって、制御回路はトラン
ジスタ４８〜４ｄのスイッチングのタイミングを制御す
る部分と１のサイリスタ整流器で位相を制御する部分と
が必要となり、複雑な構成となる。その上サイリスク整
流器１では、点弧角を大きくすると電源供給側の力率を
悪くするなどの欠点を有している。
トランジスタインバータが使用されている。図ニオいて
、１は直流電圧を変化させるためのサイリスク整流器、
２はチジークコイル、３は電圧源とするための電解コン
デンサ、４は高周波スイッチングを行なうトランジスタ
、５は環流ダイオード、６は共振用力率改善コンデンサ
、７は誘導コイルとしての加熱コイルである。同図では
、インバータ４を構成するトランジスタ４ａ〜４ｄは、
共振用コンデンサ６と、加熱コイル７で構成されるＬ−
０共振周波数に追随してスイッチングを行なうのみであ
る。したがって負荷層流Ｉの制御はサイリスク整流器の
位相制卸により、直流中間回路回圧ｖＤＣを変化させて
行なうようにしている。したがって、制御回路はトラン
ジスタ４８〜４ｄのスイッチングのタイミングを制御す
る部分と１のサイリスタ整流器で位相を制御する部分と
が必要となり、複雑な構成となる。その上サイリスク整
流器１では、点弧角を大きくすると電源供給側の力率を
悪くするなどの欠点を有している。
第４図は、このような欠点を除去するために第３図のサ
イリスタ整流器ｌをダイオード整流器８に置きかえたも
ので、したがって直流中間回路電圧ＶＤＯを一定にして
トランジスタのスイッチングを制御するのみで負荷直流
を制御しようとしたものである。同図において、９は負
荷層流を検出するための変流器、ｉｏは負荷層流を電圧
信号に変換して全波整流する全波整流回路、１１は負荷
電流を制御するための電流鼻節器、１２は１１の層流調
節器の出力をＶ／Ｆ変換すなわちトランジスタノベース
駆動信号を出力して、トランジスタの駆動信号とするた
めのＶ／Ｆ変換器である。この制御方式は負荷回路がＬ
−ＩＥ−Ｒ直列共振回路であることからＩ ＝ ＶＯ，
θ’ ” （２”ｆ Ｌ ＃扉の関係があり、周波数ｆ
を変化させれば負荷電流Ｉが変化することを利用したも
ので、インバータの出方周波数ｆを、目標とする負荷゛
層流に応じて変化させるもので、負荷電流とインバータ
の出力周波数ｆの関係を図に表すと第５図となる。とこ
ろで、このような制御方式でのインバータ出力電圧ＶＯ
と負荷電流の関係を図示すると第６図のように、負荷電
施工に対し出力電圧■０は、ｒだけ進み位相で制御され
る。すなわちトランジスタ４ａ、４ｄは負荷′電流が零
になる前に遮断され、対向するトランジスタ４ｂ、４ｃ
がＯＮされる。これは、もし負荷螺流工が流れているト
ランジスタを遮断し、続いて対向するトランジスタをＯ
Ｎする時期が、負荷層流が零になった後で反対方向に流
れている状態のときだとすると、還流ダイオード５の逆
回復電流が大となり、特に本装置のような高周波では還
流ダイオードの発熱が大となり破壊する可能性をもって
いるからであり、さらに対向するトランジスタがＯＮす
るときのスイッチングロスも発生してくるからである。
イリスタ整流器ｌをダイオード整流器８に置きかえたも
ので、したがって直流中間回路電圧ＶＤＯを一定にして
トランジスタのスイッチングを制御するのみで負荷直流
を制御しようとしたものである。同図において、９は負
荷層流を検出するための変流器、ｉｏは負荷層流を電圧
信号に変換して全波整流する全波整流回路、１１は負荷
電流を制御するための電流鼻節器、１２は１１の層流調
節器の出力をＶ／Ｆ変換すなわちトランジスタノベース
駆動信号を出力して、トランジスタの駆動信号とするた
めのＶ／Ｆ変換器である。この制御方式は負荷回路がＬ
−ＩＥ−Ｒ直列共振回路であることからＩ ＝ ＶＯ，
θ’ ” （２”ｆ Ｌ ＃扉の関係があり、周波数ｆ
を変化させれば負荷電流Ｉが変化することを利用したも
ので、インバータの出方周波数ｆを、目標とする負荷゛
層流に応じて変化させるもので、負荷電流とインバータ
の出力周波数ｆの関係を図に表すと第５図となる。とこ
ろで、このような制御方式でのインバータ出力電圧ＶＯ
と負荷電流の関係を図示すると第６図のように、負荷電
施工に対し出力電圧■０は、ｒだけ進み位相で制御され
る。すなわちトランジスタ４ａ、４ｄは負荷′電流が零
になる前に遮断され、対向するトランジスタ４ｂ、４ｃ
がＯＮされる。これは、もし負荷螺流工が流れているト
ランジスタを遮断し、続いて対向するトランジスタをＯ
Ｎする時期が、負荷層流が零になった後で反対方向に流
れている状態のときだとすると、還流ダイオード５の逆
回復電流が大となり、特に本装置のような高周波では還
流ダイオードの発熱が大となり破壊する可能性をもって
いるからであり、さらに対向するトランジスタがＯＮす
るときのスイッチングロスも発生してくるからである。
上記の理由からインバータの出力電圧ＶＯが負荷電流Ｉ
に対し進み位相となる必牛 要があるので、第夕図に示すような周波数制御方式では
Ｌ−Ｃ−Ｒの共振周波数よりも高い周波数で制御する必
要がある。しかし誘導加熱のようなコイルＬの場合被加
熱物は、その温度にまり透磁率、固有抵抗が大幅に異な
るため、被加熱物の温度によって共振周波数や共振時の
４流も異なってくる。第５図はその一例を示すもので、
曲線Ａは常温に近い被加熱物の場合、曲線Ｂは、キュー
リ一点を越えた被加熱物の場合である。上述の理由から
第４図に示すような周波数制御では、第５図のｆｍより
低い周波数では運転できず、したがって曲線Ａで示され
る常温に近い状態にある被加熱物に効率よくパワーを注
入できないという欠点を有している。
に対し進み位相となる必牛 要があるので、第夕図に示すような周波数制御方式では
Ｌ−Ｃ−Ｒの共振周波数よりも高い周波数で制御する必
要がある。しかし誘導加熱のようなコイルＬの場合被加
熱物は、その温度にまり透磁率、固有抵抗が大幅に異な
るため、被加熱物の温度によって共振周波数や共振時の
４流も異なってくる。第５図はその一例を示すもので、
曲線Ａは常温に近い被加熱物の場合、曲線Ｂは、キュー
リ一点を越えた被加熱物の場合である。上述の理由から
第４図に示すような周波数制御では、第５図のｆｍより
低い周波数では運転できず、したがって曲線Ａで示され
る常温に近い状態にある被加熱物に効率よくパワーを注
入できないという欠点を有している。
この発明は、かかる点に着目してなされたもので、被加
熱物の温度状態に拘らず効率よく負荷コイルに電流を供
給し、しかも制御回路も簡易な構成となる高周波インバ
ータの制御装置を提供することを目的とする。
熱物の温度状態に拘らず効率よく負荷コイルに電流を供
給し、しかも制御回路も簡易な構成となる高周波インバ
ータの制御装置を提供することを目的とする。
この発明は、負荷層流の位相に同期した鋸歯状波と負荷
層流値の制御指令入力による電流調節器の出力とを比較
してトランジスタの遮断するタイミノグを決め、負荷電
流に対し出力電圧を常番こ進み位相で制御し、その位相
角を変えることにより負荷電流を調整するようにしたも
のである。
層流値の制御指令入力による電流調節器の出力とを比較
してトランジスタの遮断するタイミノグを決め、負荷電
流に対し出力電圧を常番こ進み位相で制御し、その位相
角を変えることにより負荷電流を調整するようにしたも
のである。
第１図は、この発明の実施例を示すもので、インバータ
主回路は第４図に示すものと同一であり第４図と同じ符
号は同一部材を示す。１３は変流器９の出力側に接続さ
れ、負荷電流の極性を判別する尾流零クロス検出回路、
１４は零クロス検出回路１３出力側に接続され、周波数
を電圧に変換するＦ／Ｖ変換器である。負荷電流工は変
換器９により検出され、電圧に変換後尾流零クロス検出
回路１３により、第２図すのように電流の極性が判別さ
れる。この信号が４ａ〜４ｄのどのトランジスタを遮断
するかの判別信号として、Ｄフリップフロップ１８に入
力されるとともに、鋸歯状波発生回路１６用の積分器の
リセットパルスとするための単安定マルチバイブレータ
１５に入力され、さらにＦ／Ｖ変換器１４にも入力され
る。鋸歯状波発生回路１６のための積分器は、負荷電流
の零クロス点で発生される単安定マルチバイブレータ１
５のパルスによりリセットされた後、Ｆ／Ｖ変換器１４
の出力を積分する。このようにすることによって、第２
図ｄに示すように、負荷電流の周波数が変化しても負荷
電流に同期した一定レベルの鋸歯状波を発生することが
できる。一方祇流値を制御指令するための手動まｔこ自
動によって調整される負荷電流指令値ＩＫと、負荷電流
検出信号を全波調流回路１０で検出した検出値とをつき
合せて演算された電流調節、器１１の出力（第２図ｅ）
は、比較器１７によって上述の鋸歯状波と比較され、負
荷電流Ｉに対し進み位相（第２図に示すγ角）となるよ
うな位置でトランジスタを遮断するタイミングを決める
ことができる。比較器１７の出力はＤフリップフロップ
１８のＣＫ端子に入力され、さらにＤフリップフロップ
１８は負荷電流を流しているトランジスタ例えば４ ａ
、４ ｄへの遮断指令とそのトランジスタに対抗する
トランジスタ４ｂ、４ｃへの導通指令とを出力する。遅
延回路１９はトランジスタのストレージタイムに相当す
る時間だけ導通指令だけを遅延させ上下アーム短絡を防
止するためのものである。ところで、負荷電流を制御し
たい場合、第２図ｅに示すように電流調節器１１の出力
Ｅが変化例えば低下の方に変化すると、第２図に示すよ
う負荷電流■と出力電圧ＶＯの位相差γ（中負荷逅流工
とトランジスタ遮断指令値（第２図ｇ又はｈの遮断時点
）が大きくなり、負荷電流を小さくできる。その理由は
インバータの出力側から見た負荷インピーダンスがＲ−
Ｌ−Ｃの直列回路でそのインピーダンス２で表され、し
たがって負荷電流ＩはＩ−”＝ ｖｏａＺ 面γ となり、位相差γを変化させることで負荷電流Ｉを変化
させろことができるからである。また変流器９を使用せ
ず、コンデンサ６の両端電圧を変圧器で検出し、この検
出′電圧を岑クロス検出回路１３および全波整流回路１
０に入力し、“電流調節器１１を電圧調節器に変更すれ
ば、上述したと同じようにトランジスタの遮断するタイ
ミングを決め負荷電流に対し出力電圧を常に進み位相で
制御しこの位相角を変えることで負荷電流を調整するこ
とができる。
主回路は第４図に示すものと同一であり第４図と同じ符
号は同一部材を示す。１３は変流器９の出力側に接続さ
れ、負荷電流の極性を判別する尾流零クロス検出回路、
１４は零クロス検出回路１３出力側に接続され、周波数
を電圧に変換するＦ／Ｖ変換器である。負荷電流工は変
換器９により検出され、電圧に変換後尾流零クロス検出
回路１３により、第２図すのように電流の極性が判別さ
れる。この信号が４ａ〜４ｄのどのトランジスタを遮断
するかの判別信号として、Ｄフリップフロップ１８に入
力されるとともに、鋸歯状波発生回路１６用の積分器の
リセットパルスとするための単安定マルチバイブレータ
１５に入力され、さらにＦ／Ｖ変換器１４にも入力され
る。鋸歯状波発生回路１６のための積分器は、負荷電流
の零クロス点で発生される単安定マルチバイブレータ１
５のパルスによりリセットされた後、Ｆ／Ｖ変換器１４
の出力を積分する。このようにすることによって、第２
図ｄに示すように、負荷電流の周波数が変化しても負荷
電流に同期した一定レベルの鋸歯状波を発生することが
できる。一方祇流値を制御指令するための手動まｔこ自
動によって調整される負荷電流指令値ＩＫと、負荷電流
検出信号を全波調流回路１０で検出した検出値とをつき
合せて演算された電流調節、器１１の出力（第２図ｅ）
は、比較器１７によって上述の鋸歯状波と比較され、負
荷電流Ｉに対し進み位相（第２図に示すγ角）となるよ
うな位置でトランジスタを遮断するタイミングを決める
ことができる。比較器１７の出力はＤフリップフロップ
１８のＣＫ端子に入力され、さらにＤフリップフロップ
１８は負荷電流を流しているトランジスタ例えば４ ａ
、４ ｄへの遮断指令とそのトランジスタに対抗する
トランジスタ４ｂ、４ｃへの導通指令とを出力する。遅
延回路１９はトランジスタのストレージタイムに相当す
る時間だけ導通指令だけを遅延させ上下アーム短絡を防
止するためのものである。ところで、負荷電流を制御し
たい場合、第２図ｅに示すように電流調節器１１の出力
Ｅが変化例えば低下の方に変化すると、第２図に示すよ
う負荷電流■と出力電圧ＶＯの位相差γ（中負荷逅流工
とトランジスタ遮断指令値（第２図ｇ又はｈの遮断時点
）が大きくなり、負荷電流を小さくできる。その理由は
インバータの出力側から見た負荷インピーダンスがＲ−
Ｌ−Ｃの直列回路でそのインピーダンス２で表され、し
たがって負荷電流ＩはＩ−”＝ ｖｏａＺ 面γ となり、位相差γを変化させることで負荷電流Ｉを変化
させろことができるからである。また変流器９を使用せ
ず、コンデンサ６の両端電圧を変圧器で検出し、この検
出′電圧を岑クロス検出回路１３および全波整流回路１
０に入力し、“電流調節器１１を電圧調節器に変更すれ
ば、上述したと同じようにトランジスタの遮断するタイ
ミングを決め負荷電流に対し出力電圧を常に進み位相で
制御しこの位相角を変えることで負荷電流を調整するこ
とができる。
この発明によれば、負荷電流又はインバータ出力４圧を
検出する手段と、負荷電流を調整する制御指令を出力す
る手段と、負荷電流または出力″電圧と制御指令とを合
成して出力電圧を負荷電流に対し進み位相で制御する制
御進み角を作る手段と、この進み角を作る手段からの出
力をインバータのスイッチング素子に供給する手段とを
設け、インバータの周波数を直接制御するのではなく負
荷電流とインバータ出力電圧どの位相差γを変えること
で負荷電流を制御するようにしたので、加熱コイルなど
の負荷条件が変化しても、効率よく安全に、広範囲に負
荷電流を供給でき、またインバータ主回路の構成や制御
回路がｆｉ５）単化された。
検出する手段と、負荷電流を調整する制御指令を出力す
る手段と、負荷電流または出力″電圧と制御指令とを合
成して出力電圧を負荷電流に対し進み位相で制御する制
御進み角を作る手段と、この進み角を作る手段からの出
力をインバータのスイッチング素子に供給する手段とを
設け、インバータの周波数を直接制御するのではなく負
荷電流とインバータ出力電圧どの位相差γを変えること
で負荷電流を制御するようにしたので、加熱コイルなど
の負荷条件が変化しても、効率よく安全に、広範囲に負
荷電流を供給でき、またインバータ主回路の構成や制御
回路がｆｉ５）単化された。
第１図はこの発明の装置Ｉ笠の一実施例を示す回路図、
第２図はこの発明の装置の動作を説明するための波形図
、第３，４図は従来の装置を示す回路図、第５．６図は
従来の装置を説明するためのグラフおよび波形図である
。 ３・・・電解コンデンサ、４・・・インバータ、４ａ〜
４ｄ・・・トランジスタ、６・・・力率改善コンデンサ
、７・・・加熱コイル、８・・・ダイオード整流器、９
・・・変流器、１０・・・全波整流回路、１１・・・電
流調節器、１２・・・Ｖ／Ｆ・・・変換回路、１３・・
・零クロス検出回路、１４・・・Ｆ／Ｖ変換回路、１６
・・・鋸歯状波発生回路、１７・・・比較器、１８・・
・Ｄフリップフロップ、１９・・・遅延回路。 第２図 第３図 第４図 ４ｂ、４ｃ ＯＦＦ ＯＦＦ
第６図
第２図はこの発明の装置の動作を説明するための波形図
、第３，４図は従来の装置を示す回路図、第５．６図は
従来の装置を説明するためのグラフおよび波形図である
。 ３・・・電解コンデンサ、４・・・インバータ、４ａ〜
４ｄ・・・トランジスタ、６・・・力率改善コンデンサ
、７・・・加熱コイル、８・・・ダイオード整流器、９
・・・変流器、１０・・・全波整流回路、１１・・・電
流調節器、１２・・・Ｖ／Ｆ・・・変換回路、１３・・
・零クロス検出回路、１４・・・Ｆ／Ｖ変換回路、１６
・・・鋸歯状波発生回路、１７・・・比較器、１８・・
・Ｄフリップフロップ、１９・・・遅延回路。 第２図 第３図 第４図 ４ｂ、４ｃ ＯＦＦ ＯＦＦ
第６図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）誘導コイルに高周波電力を供給するインバータ装置
において、負荷電流又はインバータ出力電圧を検出する
手段と、前記負荷電流を調整する制御指令を出力する手
段と、前記負荷電流又は前記出力電圧と制御指令とから
合成してインバータ出力電圧を負荷電流に対し進み位相
で制御する制御進み角を作る手段と、この進み角を作る
手段からの出力をインバータのスイッチング素子に供給
する手段とを設け、進み角を変えることにより、前記誘
導コイルに流入する負荷電流と周波数を広範囲に調整す
ることを特徴とする高周波インバータ装置の制御装置。 ２）特許請求の範囲第１項記載の高周波インバータ装置
の制御装置において、制御進み角を作る手段が負荷電流
の位相に同期した鋸歯状波と負荷電流を調整するための
制御指令とを比較して作る手段である高周波インバータ
装置の制御装置。 ３）特許請求の範囲第１項記載の高周波インバータ装置
の制御装置において、ターンオフ指令後対向するスイッ
チング素子のターンオン指令は素子のストレージタイム
に相当する時間の後に出すようにした高周波インバータ
装置の制御装置。 ４）特許請求の範囲第２項記載の高周波インバータ装置
の制御方式において、負荷電流の位相に同期した鋸歯状
波を発生する回路として、負荷電流の零クロス点検出回
路の出力をＦ／Ｖ変換器の入力とし、このＦ／Ｖ変換器
の出力を鋸歯状波発生のための積分器の入力としその積
分器のリセット信号に負荷電流零クロス点で発生させる
パルスを用いた高周波インバータ装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60214303A JPH0732605B2 (ja) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | 高周波インバ−タ装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60214303A JPH0732605B2 (ja) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | 高周波インバ−タ装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6277063A true JPS6277063A (ja) | 1987-04-09 |
| JPH0732605B2 JPH0732605B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=16653499
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60214303A Expired - Lifetime JPH0732605B2 (ja) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | 高周波インバ−タ装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732605B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5819363A (en) * | 1994-11-30 | 1998-10-13 | Mercedes-Benz Ag | Windshield wiper for a window with a constant radius of curvature |
| CN105305858A (zh) * | 2015-11-18 | 2016-02-03 | 保定嘉盛光电科技股份有限公司 | 自适应光伏逆变器 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS534254A (en) * | 1976-07-02 | 1978-01-14 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Charcoal crushing and drying system |
| JPS604307A (ja) * | 1983-06-23 | 1985-01-10 | Fujitsu Ltd | Ｍｉｃサーキュレータ |
| JPS6043077A (ja) * | 1983-08-17 | 1985-03-07 | Stanley Electric Co Ltd | 高周波負荷用電源装置 |
-
1985
- 1985-09-27 JP JP60214303A patent/JPH0732605B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS534254A (en) * | 1976-07-02 | 1978-01-14 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Charcoal crushing and drying system |
| JPS604307A (ja) * | 1983-06-23 | 1985-01-10 | Fujitsu Ltd | Ｍｉｃサーキュレータ |
| JPS6043077A (ja) * | 1983-08-17 | 1985-03-07 | Stanley Electric Co Ltd | 高周波負荷用電源装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5819363A (en) * | 1994-11-30 | 1998-10-13 | Mercedes-Benz Ag | Windshield wiper for a window with a constant radius of curvature |
| CN105305858A (zh) * | 2015-11-18 | 2016-02-03 | 保定嘉盛光电科技股份有限公司 | 自适应光伏逆变器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0732605B2 (ja) | 1995-04-10 |
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