JPS60204285A - Drive circuit for motor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To always maintain a torque proportional to a product of a drive current and a magnetic flux constant by varying a drive current flowed to a stator coil to cancel a variation in a magnetic flux applied to a stator coil. CONSTITUTION:Transistors 5-10 and 15-17 are turned ON or OFF in the prescribed sequence to supply currents to stator coils 2-4, and a rotor is rotated. At this time, counterelectromotive forces generated at one ends of the coils 2- 4 are supplied to a detector 24 to supply a rippled detected voltage to a variable gain amplifier 21, a correcting voltage for correcting the torque ripple is generated, and supplied as a control voltage of a current source 18 through differential amplifiers 20, 19.

Description

【発明の詳細な説明】 〔−発明の利用分野〕 本発明は、例えばビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）等に
用いられる直流ブラシレスモータのモータ駆動回路に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [-Field of Application of the Invention] The present invention relates to a motor drive circuit for a DC brushless motor used, for example, in a video tape recorder (VTR).

板状永久磁石をロータとし、該ロータの回転に伴う磁界
方向の切換わ多位置を検出して電機子コイルに流れる電
流を切換えることによりトルクを得るようにした、いわ
ゆる直流ブラシレスモータがＶＴＲ等の駆動モータとし
て用いられでいる。近年、゛ポータプルＶＴＲのように
、機器の小型・軽量化に伴って、この種のモータもより
小型ψ軽量化が望まれている。A so-called DC brushless motor uses a plate-shaped permanent magnet as a rotor, and obtains torque by detecting the multiple positions in which the direction of the magnetic field changes as the rotor rotates and switching the current flowing through the armature coil. It is used as a drive motor. In recent years, as devices such as portable VTRs have become smaller and lighter, this type of motor has also been desired to be smaller and lighter.

第１図は三相直流ブラシレスモータのモータ駆動回路の
一従来例を示す回路図であって、ｌは三相直流ブラシレ
スモータのロータ、２，３．４は三相直流ブラシレスモ
ータの固定子コイル、５゜６．７，８．９．１０はトラ
ンジスタ、１１は直流電圧源、１２はロータ回転位置検
出回路、１３は切換制御回路である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional example of a motor drive circuit for a three-phase DC brushless motor, where l is the rotor of the three-phase DC brushless motor, and 2, 3.4 are the stator coils of the three-phase DC brushless motor. , 5°6.7, 8.9.10 are transistors, 11 is a DC voltage source, 12 is a rotor rotational position detection circuit, and 13 is a switching control circuit.

第２図は三相直流ブラシレスモータの動作説明図であっ
て、同図（ａ）はロータの展開図、同図（ｂ）はロータ
の磁極による磁束分布図、同図（ｃ）　、　（ｄ）　、
（ｅ）　。Figure 2 is an explanatory diagram of the operation of a three-phase DC brushless motor, in which (a) is an exploded view of the rotor, (b) is a magnetic flux distribution diagram due to the rotor's magnetic poles, and (c) and (d). ),
(e).

（ｆ）はロータと固定子コイルとの間の経時的な相対的
位置関係を示す説明図であシ、第１図に対応する部分に
は同一符号をつけ、また、横軸に、同図（ｂ）に示すよ
うに、電気角をとシ、さらに、同図（ｅ）〜（ｆ）で固
定子コイルに流れる駆動電流の向きを、周知のように、
・印およびＸ印で表わしている。(f) is an explanatory diagram showing the relative positional relationship over time between the rotor and the stator coil; parts corresponding to those in FIG. 1 are given the same reference numerals, and the horizontal axis is As shown in (b), the electrical angle is changed, and the direction of the drive current flowing through the stator coil in (e) to (f) of the same figure is changed as is well known.
・Represented by marks and X marks.

第３図は各固定子コイル毎の駆動電流とトルクとの関係
を示すＱ性図であって、同図（ｂ）、（ｃ）は第２図の
固定子コイル２について、同図（ｄ）、（ｅ）は同じく
固定子コイル３について、同図（ｆ）、（ｇ）は同じく
固定子コイル４について示しておシ、同図（ａ）はロー
タの磁極による磁束密度の経時的変化を、また、同図（
ｈ）はロータに生ずる全トルクの経時的変化を示してい
る。FIG. 3 is a Q characteristic diagram showing the relationship between drive current and torque for each stator coil, and FIG. ) and (e) also show the stator coil 3, (f) and (g) show the same stator coil 4, and (a) shows the change in magnetic flux density over time due to the magnetic poles of the rotor. Also, the same figure (
h) shows the change over time in the total torque developed in the rotor.

なお、第３図のｊ１＋　ｔ２＋　ｔａｌ　ｔ４は各固定
子コイル２，３．４が夫々第２図（（り　、　（ｄ）　
、　（ｅ）　、　（ｆ）に示すロータとの相対位置にあ
る時刻を示し、第３図（ａ）はロータ１の回転によって
固定子コイル２が受ける磁束密度φ０の経時的変化を示
すものであって、固定子コイル３．４が受ける磁束密度
の経時的変化はこれよりも夫々電気角で１２０°、２４
０°遅れてい（る。、また、第２図では、説明の便宜上
、ロータ１′が固定され、固定子コイル２，３．４が回
転しているように示している。なお、固定子コイル２゜
３．４が受ける磁束密度とは、実際に、ロータ１′にト
ルクを生じさせる駆動電流が流れる部分（すなわち、第
２図（ｃ）〜（ｆ）において、各固定子コイル２．３．
４の電流の方向の符号・、×が付された紙面の垂直な部
分）が受ける磁束密度をいう。In addition, j1+t2+tal t4 in FIG. 3 indicates that each stator coil 2, 3.4 is
, (e) and (f) show the times at the relative positions with respect to the rotor, and FIG. Therefore, the changes over time in the magnetic flux density that the stator coil 3.4 receives are 120° and 24° in electrical angle, respectively.
Also, in FIG. 2, for convenience of explanation, the rotor 1' is shown as being fixed and the stator coils 2, 3, and 4 are rotating. The magnetic flux density received by the stator coils 2.3 and 2.3 is actually the portion where the drive current that generates torque in the rotor 1' flows (i.e., in FIGS. 2(c) to 2(f)), ．．
It refers to the magnetic flux density received by the direction of the current in 4.

以下、第１図ないし第３図によシ、このモータ駆動回路
の動作について説明する。The operation of this motor drive circuit will be explained below with reference to FIGS. 1 to 3.

いま、時刻ｔ０において、第２図（ｅ）に示す位置に固
定子コイル２，３．４があるときに、切換制御回路１３
は、ロータ回転検出回路１２からの信号に基づいて、ト
ランジスタ７．９をオンさせ、トランジスタ５，６，８
．１０’ｉオフさせる。このために、固定子コイル２．
３に第２図（ｃ）に示す方向に一定の駆動電流Ｉ２１１
．が流れ、固定子コイル４には駆動電流が流れない。Now, at time t0, when the stator coils 2, 3.4 are in the position shown in FIG. 2(e), the switching control circuit 13
turns on transistor 7.9 based on the signal from rotor rotation detection circuit 12, and turns on transistors 5, 6, and 8.
．． 10'i off. For this purpose, stator coil 2.
3, a constant driving current I211 is applied in the direction shown in FIG. 2(c).
．． flows, and no drive current flows through the stator coil 4.

そこで、固定子コイル２の駆動電流工２とロータ１の磁
束密度４１との積に比例したトルクＴ２がロータｌに生
じ、また、固定子コイル３の駆動電流Ｉ３とロータ１の
磁束密度φ、に比例したトルクＴ３がロータ１に生じ、
ロータ１は第２図の左方に回転する。ロータ１による磁
束密度φ１は正弦波状の分布をなすものであるから、ロ
ータ１の回転とともに、固定子コイル２の駆動電流工、
によるトルクＴ２は漸次増加し、固定子コイル３の駆動
電流工、によるトルクＴ３は漸次減少する。Therefore, a torque T2 proportional to the product of the drive current 2 of the stator coil 2 and the magnetic flux density 41 of the rotor 1 is generated in the rotor l, and the drive current I3 of the stator coil 3 and the magnetic flux density φ of the rotor 1 are A torque T3 proportional to is generated in the rotor 1,
The rotor 1 rotates to the left in FIG. Since the magnetic flux density φ1 due to the rotor 1 has a sinusoidal distribution, as the rotor 1 rotates, the driving current of the stator coil 2,
The torque T2 due to the drive current of the stator coil 3 gradually increases, and the torque T3 due to the drive current of the stator coil 3 gradually decreases.

ロータ１が電気角で６０°回転し、固定子コイル２．３
．４が第２図（ｄ）に示す位置に達してトルクＴ２が最
大となる時刻ｔ２では、切換制御回路１３はオフしてい
たトランジスタ８をオンし、オンしていたトランジスタ
９をオフにする。このために、固定子コイル２．４に、
第２図（ｄ）に示す方向に一定の駆動電流１□Ｉ　Ｉ、
が流れ、同定子コイル３には駆動電流が流れなくなる。Rotor 1 rotates 60 degrees in electrical angle, stator coil 2.3
．． 4 reaches the position shown in FIG. 2(d) and at time t2 when the torque T2 becomes maximum, the switching control circuit 13 turns on the transistor 8 that had been off and turns off the transistor 9 that had been on. For this purpose, in the stator coil 2.4,
A constant driving current 1□II in the direction shown in FIG. 2(d),
flows, and no drive current flows through the identifier coil 3.

そこで、固定子コイル４の駆動電流Ｉ４とロータ１の磁
束密度φ、とでロータ１にトルクＴ４が生じ、トルクＴ
２と相まってロータ１はさらに第２図左方に回転する。Therefore, a torque T4 is generated in the rotor 1 due to the drive current I4 of the stator coil 4 and the magnetic flux density φ of the rotor 1, and the torque T
2, the rotor 1 further rotates to the left in FIG.

時刻ｔ２以降のロータ１の回転では、トルクＴ２は漸次
減少し、トルクＴ４は漸次増加する０ロータ１が電気角
で６０°回転し、固定子コイル２．３．４が第２図（、
）に示す位置に達してトルりＩ４が最大となる時刻ｔ３
では、切換制御回路１３は、オフしていたトランジスタ
６をオンするとともにオンしていたトランジスタ７をオ
フする。このために、固定子コイル２の通電は遮断され
て、固定子コイル３．４に第２図（ｅ）に示す方向に駆
動型、流Ｉ３．　Ｉ４が流れ、この駆動電流■、によっ
てロータ１にトルクＴ３が生ずる。トルクＴ３　＋　Ｉ
４によってロータ１は回転し、この回転にともなってト
ルクＴ３は漸次増加し、トルクＴ４は漸次減少する。During the rotation of the rotor 1 after time t2, the torque T2 gradually decreases and the torque T4 gradually increases.
) The time t3 at which the torque I4 reaches its maximum reaches the position shown in
Then, the switching control circuit 13 turns on the transistor 6 that had been off, and also turns off the transistor 7 that had been on. For this purpose, the stator coil 2 is de-energized and the stator coil 3.4 is driven in the direction shown in FIG. I4 flows, and torque T3 is generated in the rotor 1 by this driving current (2). Torque T3 + I
4, the rotor 1 rotates, and as the rotor 1 rotates, the torque T3 gradually increases and the torque T4 gradually decreases.

ロータ１が電気角で６０’回転し、固定子コイル２．３
．４が第２図（ｆ）に示す位置に達してトルクＴ３が最
大となる時刻ｔ４では、切換制御回路１３は、オフして
いたトランジスタ１０をオンしてオンしていたトランジ
スタ８をオフする。このために、固定子コイル４の通電
は遮断されて固定子コイル２．３に第２図（ｆ）に示す
方向に駆動電流Ｉ２．　Ｉ、が流れ、この駆動電流工２
によってロータ１にトルクＴ２が生ずるｏ　トルク’ｒ
２．’ｒ３によってロータ１は回転し、この回転に伴な
ってトルクＴ２は漸次増加し、トルクＴ３は漸次減少す
る。Rotor 1 rotates 60' in electrical angle, stator coil 2.3
．． At time t4, when T4 reaches the position shown in FIG. 2(f) and torque T3 reaches its maximum, the switching control circuit 13 turns on the transistor 10 that had been off and turns off the transistor 8 that had been on. For this reason, the stator coil 4 is de-energized and the stator coil 2.3 receives the drive current I2.3 in the direction shown in FIG. 2(f). I flows, and this driving current 2
Torque T2 is generated on rotor 1 by o torque 'r
2. The rotor 1 rotates due to 'r3, and as the rotor 1 rotates, the torque T2 gradually increases and the torque T3 gradually decreases.

このようにして、ロータ１が一定の方向に回転するトル
クが生ずるように、トランジスタ５〜１０がオン、オフ
制御されて固定子コイル２，３．４の通電期間および駆
動電流の方向が設定される。In this way, the transistors 5 to 10 are controlled on and off, and the energization period of the stator coils 2 and 3.4 and the direction of the drive current are set so that a torque that rotates the rotor 1 in a constant direction is generated. Ru.

このように、電機子コイル２，３．４とロータ１の磁極
とが対向する位置によって、トルクＴ１．Ｔ２゜Ｔ３は
変化するので、ロータ１に得られる総トルクＴ、　（Ｔ
、＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ、）は常に一定にならず、第３図（
ｈ）に示すようにトルクリップルを含んでいる。In this way, the torque T1. Since T2゜T3 changes, the total torque T obtained by the rotor 1, (T
, =T1+T2+T,) is not always constant, and as shown in Fig. 3 (
Contains torque ripple as shown in h).

このトルクリップルのために、ロータ１は定速で回転し
ない。Because of this torque ripple, the rotor 1 does not rotate at a constant speed.

従来は、このトルクリップルを除去するため、トルクリ
ップルの周期よシも短い時間間隔で、間欠的にロータ１
を回転させる試みがなされたが、十分に定速回転させる
ことができなかった。また、ロータ１の重量を太きくし
たシ、フライホイール等を設けて回転むらを除いていた
が、近年のモータの小型φ軽量化に伴い、このような手
段を用いるこ−とができなくなった。Conventionally, in order to remove this torque ripple, the rotor 1 was intermittently rotated at time intervals shorter than the period of the torque ripple.
Attempts were made to rotate it, but it was not possible to rotate it at a sufficiently constant speed. In addition, rotational irregularities were eliminated by increasing the weight of the rotor 1, using a flywheel, etc., but as motors have become smaller and lighter in diameter in recent years, it has become impossible to use such methods. .

〔発明の目的〕[Purpose of the invention]

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、トル
クリップルの発生を抑制して、モータをきわめて定速で
回転させることのできるモータ駆動回路を提供するにあ
る。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a motor drive circuit that eliminates the drawbacks of the prior art described above, suppresses the occurrence of torque ripple, and can rotate a motor at an extremely constant speed.

〔発明の概要〕[Summary of the invention]

この目的を達成するため、本発明は、各固定子コイルに
銹起される逆起電力からトルクリップルを表わす信号を
検出し、該信号によシ該各固定子コイルに供給される電
流を増減し、該トルクリップルを抑圧するようにした点
に特徴がある。To achieve this objective, the present invention detects a signal representing torque ripple from the back electromotive force generated in each stator coil, and increases or decreases the current supplied to each stator coil based on the signal. However, it is characterized in that the torque ripple is suppressed.

〔発明の実施例〕[Embodiments of the invention]

以下、本発明の実施例を図面について説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

第４図は本発明によるモータ駆動回路の第１実施例を示
すブロック図であって、１５，１６．１７はトランジス
タ、１８は出力電流を変えられる電流源、１９．２０は
差動増幅器、２１は補正信号発生回路、２２は電流検出
器、２３は定電圧源、２４は検波器、２５はロータの回
転速度を設定するための制御信号の入力端子であシ、第
１図に対応する部分には同一符号をつけている。なお、
図示していないが、トランジスタ５，６，７，１５゜１
６．１７のペース端子は、第１図の切換制御回路１３の
ような切換制御回路に接続されておシ、それらのトラン
ジスタは、ロータの回転に伴って磁界方向の切換わシ位
置に同期して、オン・オフの動作が行なわれるようにな
っている。この実施例では、トランジスタ５，６．７を
飽和駆動してオン、オフ制御し、トランジスタ８．９．
１０を非飽和駆動して電流源として動作させる。FIG. 4 is a block diagram showing a first embodiment of the motor drive circuit according to the present invention, in which 15, 16 and 17 are transistors, 18 is a current source that can change the output current, 19 and 20 are differential amplifiers, and 21 2 is a correction signal generation circuit, 22 is a current detector, 23 is a constant voltage source, 24 is a wave detector, and 25 is an input terminal for a control signal for setting the rotational speed of the rotor, the part corresponding to FIG. are given the same symbol. In addition,
Although not shown, transistors 5, 6, 7, 15°1
The pace terminals 6.17 are connected to a switching control circuit, such as switching control circuit 13 in FIG. The device is designed to perform on/off operations. In this embodiment, transistors 5, 6.7 are driven to saturation to control on/off, and transistors 8.9.
10 is driven in a non-saturated manner to operate as a current source.

次に、この実施例の動作を説明する。Next, the operation of this embodiment will be explained.

図示していない切換制御回路によって、トランジスタ５
〜１０及びトランジスタ１５〜１７を所定の順序でオン
・オフさせて、固定子コイル２゜３．４に電流を供給し
、ロータを回転させる。A switching control circuit (not shown) controls the transistor 5.
10 and transistors 15 to 17 are turned on and off in a predetermined order to supply current to the stator coil 2°3.4 and rotate the rotor.

ロータが回転すると、固定子コイル２，３．４には、こ
れらが受けるロータからの磁束の変化に応じた逆起電力
が生ずる。これら逆起電力は各固定子コイル２，３．４
によってロータに生ずるトルクに非常によく対応してい
る。ここで、もし、トランジスタ５，６．７が非飽和領
域で動作するならば、第５図に示すように、固定子コイ
ル２の一端Ｘに実線で示すほぼ正弦波状の逆起電力ｅ工
が生じ、同様に、固定子コイル３．４の一端ｙ、ｚには
、破線で示すほぼ正弦波状の逆起電力ｅ２．一点鎖線で
示すほぼ正弦波状の逆起電力ｅ３が夫々生ずる。When the rotor rotates, a back electromotive force is generated in the stator coils 2, 3.4 in response to changes in the magnetic flux from the rotor that they receive. These back electromotive forces are generated by each stator coil 2, 3.4.
It corresponds very well to the torque generated on the rotor by the Here, if the transistors 5, 6.7 operate in the non-saturation region, as shown in FIG. Similarly, at one end y, z of stator coil 3.4, a substantially sinusoidal back electromotive force e2. shown by a broken line is generated. A substantially sinusoidal back electromotive force e3 shown by a dashed line is generated.

ところが、この実施例では、トランジスタ５゜６．７は
飽和領域で動作し、トランジスタ８，９゜１０を非飽和
駆動し、かつ、固定子コイル２，３゜４の他端が互いに
接続されているから、いま、トランジスタ７がオンして
いるものとすると、この期間τ１、固定子コイル２の一
端Ｘに生ずる逆起電力ｅ０は、第６図（ａ）の実線で示
すように、直流電圧源１１つ電源電圧Ｅ０に固定される
。とのことは、第５図に示す逆起電力ｅ１が期間１１に
電源電圧Ｅ０に引き上げられたことになシ、このために
、固定子コイル３．４の一端７＋ｚに生ずる逆起電力ｅ
２　、　ｅ３も、電源電圧Ｅ０と第５図に示す逆起電力
ｅ１の差だけ引き上げられることになる。However, in this embodiment, the transistor 5°6.7 operates in the saturation region, drives the transistors 8, 9°10 out of saturation, and the other ends of the stator coils 2, 3°4 are connected to each other. Therefore, assuming that the transistor 7 is currently on, the back electromotive force e0 generated at one end X of the stator coil 2 during this period τ1 is equal to the DC voltage 11 power sources are fixed at the power supply voltage E0. This means that the back electromotive force e1 shown in FIG.
2 and e3 are also raised by the difference between the power supply voltage E0 and the back electromotive force e1 shown in FIG.

同様にして、トランジスタ６がオンして固定子コイル３
の一端ｙに生ずる逆起電力ｅ２が電源電圧Ｅｏに固定さ
れると、固定子コイル２，４の一端Ｘ。Similarly, transistor 6 turns on and stator coil 3
When the back electromotive force e2 generated at one end y of is fixed to the power supply voltage Eo, one end X of the stator coils 2 and 4.

２に生ずる逆起電力ｅｌ、ｅ３は引き上けられ、トラン
ジスタ５がオンして固定子コイル４の一嬬ｙに生ずる逆
起電力ｅ３が電源電圧Ｅ０に固定されると、固定子コイ
ル２，３の一端ｘ＋　ｙに生ずる逆起電力ｅ、、ｅ２は
引き上げられる。When the transistor 5 is turned on and the back electromotive force e3 generated in the stator coil 4 is fixed at the power supply voltage E0, the stator coils 2, The back electromotive forces e, , e2 generated at one end x+y of 3 are pulled up.

したがって、固定子コイル２，３．４の一端Ｘ。Therefore, one end X of stator coil 2, 3.4.

ｙ、ｚに生ずる各逆起電力ｅ１１　ｅ２１　ｅ３は、第
６図（ａ）に示すように、最大値が電源電圧Ｅ。Ｋ等し
く、２つの最大値間に２つの最小値を有する波形となる
０ これら逆起電力ｅｌ、　ｅ２．　ｅ３は検波器２４に供
給される。検波器２４は、順次逆起電力ｅ□、　ｅ２．
　ｅ３のうちで最も低いレベルのものを検出し、第６図
（ｂ）に示すリップル状の検波電圧ｅ８を出力する。こ
の検波電圧ｅＢは、先の第３図（ｈ）で示したロータ１
（第１図）に生ずる合成トルクＴ。のトルクリップルと
ほぼ逆相の関係にある。The maximum value of each back electromotive force e11 e21 e3 generated in y and z is the power supply voltage E, as shown in FIG. 6(a). K equal, resulting in a waveform with two minimum values between two maximum values 0 These back emfs el, e2. e3 is supplied to the detector 24. The detector 24 sequentially detects back electromotive force e□, e2.
The lowest level of e3 is detected and a ripple-shaped detected voltage e8 shown in FIG. 6(b) is output. This detected voltage eB is determined by the rotor 1 shown in FIG. 3(h) above.
The resultant torque T generated in (Fig. 1). The relationship is almost inverse to the torque ripple.

なお、検波器２４が、順次逆起電力ｅ１．　ｅ２．　ｅ
３のウチ最も高いレベルのものと低いレベルのもの全検
出し、さらに、これら検出された逆起電力の差をとるよ
うに構成することにより、トランジスタ５，６．７を非
飽和動作させても、卯、５図に示す逆起電力ｅ１．　ｅ
２．　ｅ３から第６図（ｂ）に示す検波出力電圧ｅＢを
得ることができる。Note that the detector 24 sequentially detects back electromotive force e1. e2. e
By detecting all of the highest level and lowest level among the three and further calculating the difference between these detected back electromotive forces, it is possible to operate the transistors 5 and 6.7 in a non-saturated manner. , rabbit, back electromotive force e1. shown in Fig. 5. e
2. The detected output voltage eB shown in FIG. 6(b) can be obtained from e3.

この検波出力電圧ｅＢは可変利得増幅器２１に供準電圧
が印加される。電流検出器２２は微少な抵抗値を有する
抵抗からなり、固定子コイル２，３゜４に流れる駆動電
流の総和である駆動電流エアを検出し、この電流工、に
比例しだ電圧ｅ、を発生する。This detected output voltage eB is applied to the variable gain amplifier 21 as a reference voltage. The current detector 22 is made of a resistor with a minute resistance value, and detects the drive current air, which is the sum of the drive currents flowing through the stator coils 2, 3, 4, and detects a voltage e proportional to this current. Occur.

固定子コイル２，３；　４は、内部抵抗を有しておシ、
実際には、各固定子コイル２，３．４の一端ｘ、ｙ、ｚ
に生ずる逆起電力ｅｌ、　ｅ２１　ｅ３には、これら内
部抵抗の駆動電流による電圧降下分が含まれており、シ
たがって、検波出力電圧ｅＢにも、この電圧降下分が含
まれている。これら電圧が印加されることによシ、可変
利得増幅器２１は、検波出力電圧ｅＢから固定子コイル
２，３．４の内部抵抗によるかかる電圧降下分を除去す
るとともに、所定の増幅率で増幅して先のトルクリップ
ルを補正するための補正電圧ｅＴを発生する。Stator coils 2, 3; 4 have internal resistance;
Actually, one end of each stator coil 2, 3.4 x, y, z
The back electromotive forces el, e21 and e3 generated in the above include a voltage drop due to the drive current of these internal resistors, and therefore the detected output voltage eB also includes this voltage drop. By applying these voltages, the variable gain amplifier 21 removes the voltage drop due to the internal resistance of the stator coils 2, 3.4 from the detected output voltage eB, and amplifies it at a predetermined amplification factor. A correction voltage eT for correcting the previous torque ripple is generated.

この補正電圧ｅＴは差動増幅器２０に供給され、入力端
子２５からのロータ１の回転速度を規定する制御電圧ｅ
ｃと合成される。差動増幅器２０の出力電圧ｅｙ１は差
動増幅器１９に供給され、電流検出器２２からの電圧ｅ
８が合成される。差動増幅器１９の出力電圧ｅＩは電流
源１８の制御電圧となり、出力電圧ｅＩに応じて電流源
１８の電流が変化する。This correction voltage eT is supplied to the differential amplifier 20, and the control voltage eT that specifies the rotational speed of the rotor 1 is supplied from the input terminal 25.
It is synthesized with c. The output voltage ey1 of the differential amplifier 20 is supplied to the differential amplifier 19, and the voltage ey1 from the current detector 22 is
8 are synthesized. The output voltage eI of the differential amplifier 19 becomes the control voltage of the current source 18, and the current of the current source 18 changes according to the output voltage eI.

一方、トランジスタ１５．１６．１７は第１図に示した
切換制御回路１３によって第１図に示したトランジスタ
８，９．１０と同様にオン、オフ制御されておシ、トラ
ンジスタ１５．１６あるいは１７がオンすると、このオ
ンしたトランジスタのコレクタに接続されたトランジス
タ８．９あるいは１０のペースに電流源１８から電流が
ベース電流として供給される。On the other hand, the transistors 15, 16, and 17 are controlled on and off by the switching control circuit 13 shown in FIG. When turned on, current is supplied from the current source 18 as a base current to the base of the transistor 8.9 or 10 connected to the collector of the turned-on transistor.

いま、トランジスタ７．１６がオンすると、トランジス
タ９に電流源１８からベース電流が流れ、このベース電
流に電流増幅率ｈＦＥ倍したコレクタ電流が、駆動電流
として、トランジスタ６から固定子コイル２，３に流れ
る。トランジスタ１５゜１７がオンしているときも、同
様にして、トランジスタ８あるいは１０に電流源】８か
らベース電流が供給され、このベース電流に応じたコレ
クタ電流が、駆動電流として、所定の固定子コイルに流
れる。Now, when the transistor 7.16 is turned on, the base current flows from the current source 18 to the transistor 9, and the collector current, which is the base current multiplied by the current amplification factor hFE, is transferred from the transistor 6 to the stator coils 2 and 3 as a drive current. flows. Similarly, when the transistors 15 and 17 are on, a base current is supplied from the current source 8 to the transistor 8 or 10, and a collector current corresponding to this base current is used as a drive current to drive a predetermined stator. flows into the coil.

差動増幅器１９は利得が充分高くなるように構成されて
おり、電流検出器２２に生ずる電圧降下ｅ８が差動増幅
器２０の出力電圧ｅＭと等しくなるように、フィードバ
ック制御を行なう。かかるフィードバック制御によシ、
トランジスタ８，９．１０のｈＦＥのバラツキが眼状さ
れる。The differential amplifier 19 is configured to have a sufficiently high gain, and performs feedback control so that the voltage drop e8 occurring in the current detector 22 becomes equal to the output voltage eM of the differential amplifier 20. Due to such feedback control,
The variation in hFE of transistors 8, 9, and 10 is visible.

以上の構成により、トランジスタ８，９．１０のコレク
タ電流は、可変利得増幅器２１が出力する補正電圧ｅＴ
に応じて変化する。この場合、補正電圧ｅ７は先のトル
クリップル（第３図（ｈ））と逆位相の関係にあるから
、トランジスタ８，９．１０のコレクタ電流（すなわち
、固定子コイル２，３゜４に流れる駆動電流）ｆｔ同一
時間軸で連らねて示すと、第７図（ａ）に示すようにな
シ、このようにして表わされる駆動電流エエには、各固
定子コイル２゜３．４に一定の駆動電流を流したときに
生ずるトルクリップルＴ。（第７図（ｂ））とは逆相の
リップルが生じ、この駆動電流ＩＸとロータ１による磁
束密度グ。（第３図（ａ））との相互作用によシ、ロー
タ１には、第７図（ｂ）に示すように、一定のトルクＴ
Ｘが生ずる。したがって、ロータ１は円滑に回転するこ
とになる。With the above configuration, the collector current of the transistors 8, 9, and 10 is changed to the correction voltage eT output from the variable gain amplifier 21.
It changes depending on. In this case, since the correction voltage e7 is in an antiphase relationship with the previous torque ripple (Fig. 3 (h)), the collector current of the transistors 8, 9, and 10 (that is, the current flowing in the stator coils 2, 3, and 4) Drive current) ft When shown in series on the same time axis, it becomes as shown in Fig. 7 (a). Torque ripple T that occurs when a constant drive current is applied. A ripple with a phase opposite to that shown in FIG. 7(b) occurs, and the magnetic flux density due to this drive current IX and the rotor 1 increases. (Due to the interaction with FIG. 3(a)), the rotor 1 has a constant torque T as shown in FIG. 7(b).
X occurs. Therefore, the rotor 1 will rotate smoothly.

この実施例では、先にも述べたように、逆起電力８１．
８２１８３は固定子コイル２，３．４が受ける磁束密度
の変化によって生じ、ロータに生ずるトルクに非常によ
く対応しているから、はぼ正確なトルクリップルの補正
が実現でき−る。すなわち、各固定子コイル２．３．４
が受ける磁束密度がいかに変化して、たとえば、固定子
コイル２．３゜４が受ける磁束密度に相対的に差があっ
てロータに生ずるトルクリップルが不規則なものであっ
ても、逆起電力ｅ□＋　８２＋　８３はそれに応じて変
化するものであるから、かかるトルクリップルを充分に
抑制することができる。In this embodiment, as mentioned earlier, the back electromotive force 81.
82183 is caused by changes in the magnetic flux density experienced by the stator coils 2, 3.4, and corresponds very well to the torque generated in the rotor, so that a very accurate torque ripple correction can be realized. That is, each stator coil 2.3.4
No matter how much the magnetic flux density received by the stator coil changes, for example, there is a relative difference in the magnetic flux density received by the stator coil 2.3°4, and even if the torque ripple that occurs in the rotor is irregular, the back electromotive force Since e□+82+83 changes accordingly, such torque ripple can be sufficiently suppressed.

なお、第４図において、入力端子２５からの制御電圧ｅ
ｃが一定のときには、ロータは一定の回転速度で回転す
るが、制御電圧ｅｃを増減すると、これにともなって電
流検出器２２の電圧降下ｅｓが差動増幅器２０の出力電
圧ｅＭと等しくなるように、電流源１８が制御され、固
定子コイル２．３．４に流れる電流が埠減してロータの
回転速度が変化する。In addition, in FIG. 4, the control voltage e from the input terminal 25
When c is constant, the rotor rotates at a constant rotation speed, but when the control voltage ec is increased or decreased, the voltage drop es of the current detector 22 becomes equal to the output voltage eM of the differential amplifier 20. , the current source 18 is controlled, the current flowing through the stator coil 2.3.4 is reduced and the rotational speed of the rotor is changed.

第８図は第４図の一具体例を示す回路図であって、第４
図に対応する部分には同一符号が付けられている。FIG. 8 is a circuit diagram showing a specific example of FIG.
Parts corresponding to the figures are given the same reference numerals.

第８図において、検波器２４はダイオード２６゜２７．
２８で構成され、電流検出器２２は微少な抵抗値の抵抗
２９で構成されている。In FIG. 8, the detector 24 includes diodes 26, 27, .
28, and the current detector 22 is composed of a resistor 29 having a minute resistance value.

可変利得増幅器２１は、トランジスタ３０．３１゜３２
．３３．３４と抵抗３５及び定電圧源３６か・　らなる
可変利得増幅部と、トランジスタ３７．３８゜３９と抵
抗４０及び定電流源４１からなる電流調整部と、トラン
ジスタ４２と抵抗４３からなる検波出力電圧補償部とか
ら構成されている。The variable gain amplifier 21 includes a transistor 30.31°32
．． 33.34, a variable gain amplification section consisting of a resistor 35 and a constant voltage source 36; a current adjustment section consisting of a transistor 37.38.39, a resistor 40 and a constant current source 41; and a detection section consisting of a transistor 42 and a resistor 43. It consists of an output voltage compensation section.

差動増幅器２０は、トランジスタ４４，４５゜４６．４
７．４８と抵抗４９及び定電流源５０から構成されてい
る。The differential amplifier 20 includes transistors 44, 45°46.4
7.48, a resistor 49, and a constant current source 50.

差動増幅器１９は、トランジスタ５１，５２゜５３．５
４，５５．５６と定電流源５７から構成されている。The differential amplifier 19 includes transistors 51, 52°53.5
4, 55, 56 and a constant current source 57.

電流源１８はトランジスタ５８からなり、トランジスタ
５６とともにカレント・ミラー回路’ｔ＋＝成する。そ
して、トランジスタ５８からは、差動増幅器１９の出力
電流（トランジスタ５６のコレクタ電流）Ｋ比例した電
流が得られるようになっている。The current source 18 consists of a transistor 58, which together with the transistor 56 forms a current mirror circuit 't+=. A current proportional to the output current of the differential amplifier 19 (collector current of the transistor 56) K is obtained from the transistor 58.

なお、５９．６０は定電圧電源である。６１゜６２．６
３は、夫々固定子コイル２，３．４の内部抵抗である。Note that 59.60 is a constant voltage power supply. 61°62.6
3 is the internal resistance of the stator coils 2, 3.4, respectively.

次に、この具体例の動作を説明する。Next, the operation of this specific example will be explained.

固定子コイル２．３．４の逆起電力によって、各コイル
２．３．４の一端Ｘ　＋　Ｖ　＋　Ｚに生じる電圧は、
検波器２４のダイオード２６，２７．２８によシ検波さ
れ、第６図（ｂ）に示すようなリップルを有する検波出
力電圧ｅａが得られる。ただし、この検波出力電圧ｅａ
は固定子コイル２，３．４の内部抵抗６１，６２．６３
による電圧降下分を含んでいる。The voltage generated at one end X + V + Z of each coil 2.3.4 due to the back electromotive force of the stator coil 2.3.4 is:
It is detected by the diodes 26, 27, and 28 of the detector 24, and a detected output voltage ea having ripples as shown in FIG. 6(b) is obtained. However, this detection output voltage ea
are internal resistances 61, 62, 63 of stator coils 2, 3.4
This includes the voltage drop due to

固定子コイル２．３．４に流れる全電流■工は、抵抗２
９の両端電圧として抄出される。The total current flowing through the stator coil 2.3.4 is the resistance 2
It is extracted as the voltage across both ends of 9.

可変利得増幅器２１において、トランジスタ３９はコレ
クタ端子とベース端子とが接続されてダイオード接続さ
れ、そのコレクタ端子は電流源４１を介して定電圧Ｗ５
９に、まだ、そのエミッタ端子は電流検出器２２の抵抗
２９に接続されている。In the variable gain amplifier 21, the transistor 39 is diode-connected with its collector terminal and base terminal connected, and the collector terminal is connected to a constant voltage W5 via a current source 41.
9, its emitter terminal is still connected to the resistor 29 of the current detector 22.

トランジスタ３８は、エミッタ抵抗４０とともにエミッ
タ接地増幅器を形成しており、そのペース端子はトラン
ジスタ３９のベースに、そのコレクタ端子は、ダイオー
ド接続されたｐｎｐ）シンジスタのコレクタ端子に接続
されている。トランジスタ３７のエミッタ端子は定電圧
源５９に接続され、ベース端子はｐｎｐ）ランジスタ４
２のベース端子に接続されている。したがって、トラン
ジスタ３７．４２はカレントミラー回路を形成している
。Transistor 38 forms a common emitter amplifier with emitter resistor 40, its pace terminal being connected to the base of transistor 39 and its collector terminal connected to the collector terminal of a diode-connected pnp (pnp) synristor. The emitter terminal of the transistor 37 is connected to a constant voltage source 59, and the base terminal is connected to the transistor 4 (pnp).
It is connected to the base terminal of 2. Transistors 37, 42 thus form a current mirror circuit.

トランジスタ４２のエミッタ端子は定電圧源５９に接続
され、コレクタ端子は抵抗４３を介して検波器２４に接
続されている。The emitter terminal of the transistor 42 is connected to a constant voltage source 59, and the collector terminal is connected to the detector 24 via a resistor 43.

電流源４１の電流は抵抗２９に流れる駆動電流工、に比
べて無視できる程度に充分小さく、マた、抵抗２９の抵
抗値をＲ２Ｇ、抵抗４０の抵抗値を鳥。、抵抗４３の抵
抗値をＲ４３とし、かつ、固定子コイル２．３．４の内
部抵抗６１．６２．６３の抵抗値を等しくシ、これらの
抵抗値ｆ：ｒとしたとき、これら抵抗値を、 を満足するように設定することにより、抵抗４３に固定
子コイル２．３．４の内部抵抗６１，６２゜６３に生ず
る電圧降下に等しい電圧降下が生ずる。The current of the current source 41 is sufficiently small to be ignored compared to the driving current flowing through the resistor 29, and the resistance value of the resistor 29 is R2G, and the resistance value of the resistor 40 is R2G. , the resistance value of the resistor 43 is R43, the resistance values of the internal resistances 61, 62, and 63 of the stator coil 2.3.4 are equal, and these resistance values are f:r, then these resistance values are By setting so that , , and the like are satisfied, a voltage drop occurs across the resistor 43 equal to the voltage drop occurring across the internal resistances 61, 62 and 63 of the stator coil 2.3.4.

すなわち、電流源４１の電流が無視できるから、トラン
ジスタ３９のエミッタ電圧は、駆動電流エエによる抵抗
２９の電圧降下Ｒ２９・工、に等しり、シたがって、ト
ランジスタ３８のエミッタ電圧もＲ２９・■工に等しい
。この結果、トランジスタ３８のエミッタ抵抗４０に流
れる電流、すなわち、トランジスタ３８．３７のコレク
タ電流は、 となる。トランジスタ３７．４２はカレントミラー回路
を形成するから、トランジスタ３７．４２のコレクタ電
流は等しく、シたがって、トランジスタ４２のコレクタ
電流が流れることによって生ずる抵抗４３の電圧降下は
、 となシ、上記（１）式からこの電圧降下は、２ｒ・ＩＸ
となる。電流検出器２２の抵抗２９に流れる駆動電流エ
エは、トランジスタ５，６．７のいずれか１つがオンし
、トランジスタ８．９．１０のいずれか１つにベース電
流が供給されたときに、固定子コイル２，３．４のいず
れか２つが直列となシ、これら２つの固定子コイルに流
れる駆動電流であって、固定子コイル２，３．４の一端
ｘ＋７あるいは２に生ずる逆起電力ｅｌ、　ｅ２．　ｅ
３は、先に述べたように、これら２つの固定子コイルの
内部抵抗に生ずる駆動電流■工による電圧降下２ｒｓＩ
Ｘを含んでいる。That is, since the current of the current source 41 can be ignored, the emitter voltage of the transistor 39 is equal to the voltage drop R29 of the resistor 29 due to the driving current A, and therefore the emitter voltage of the transistor 38 is also equal to R29. be equivalent to. As a result, the current flowing through the emitter resistor 40 of the transistor 38, that is, the collector current of the transistor 38 and 37 is as follows. Since the transistors 37 and 42 form a current mirror circuit, the collector currents of the transistors 37 and 42 are equal, so the voltage drop across the resistor 43 caused by the flow of the collector current of the transistor 42 is as follows. From formula 1), this voltage drop is 2r・IX
becomes. The drive current flowing through the resistor 29 of the current detector 22 becomes fixed when any one of the transistors 5, 6.7 is turned on and the base current is supplied to any one of the transistors 8, 9, 10. If any two of the child coils 2, 3.4 are connected in series, the driving current flowing through these two stator coils is the back electromotive force el generated at one end x+7 or 2 of the stator coils 2, 3.4. , e2. e
3 is, as mentioned earlier, the voltage drop 2rsI caused by the drive current 2 due to the internal resistance of these two stator coils.
Contains X.

抵抗４３に生ずる電圧降下２ｒ・エエは、検波器２４の
検波出力電圧ｅＢに含まれる内部抵抗６１゜６２．６３
による電圧降下２ｒ・Ｉｘｆ：相殺する。The voltage drop 2r·ae that occurs across the resistor 43 is equal to the internal resistance 61°62.63 included in the detected output voltage eB of the detector 24.
Voltage drop due to 2r·Ixf: cancels out.

この結果、トランジスタ４２のコレクタには、検波出力
電圧ｅＢから内部抵抗６１，６２．６３による電圧降下
分が除かれた、固定子コイル２，３゜４に生ずる逆起電
力のみに応じた電圧が得られる。As a result, the collector of the transistor 42 receives a voltage corresponding only to the back electromotive force generated in the stator coils 2 and 3°4, which is obtained by removing the voltage drop due to the internal resistors 61 and 62.63 from the detected output voltage eB. can get.

トランジスタ４２のコレクタ電圧は、ｎｐｎ）ランジス
タ３１とともに差動増幅器を形成するｎｐｎトランジス
タ３０のべ＝−スに供給され、また、トランジスタ３１
のベースには、定電圧源２３の電圧が印加される。トラ
ンジスタ３０．３１のエミッタ端子はともにｐｎｐ）ラ
ンジスタ３４のコレクタ端子に接続されている。トラン
ジスタ３４は、定電流源をなすものであって、そのベー
ス端子はトランジスタ３７のベース端子に接続され、ト
ランジスタ３７とカレントミラー回路を形成している。The collector voltage of the transistor 42 is supplied to the base of the npn transistor 30 which together with the npn transistor 31 forms a differential amplifier;
A voltage from a constant voltage source 23 is applied to the base of the . The emitter terminals of transistors 30 and 31 are both connected to the collector terminal of transistor 34 (pnp). The transistor 34 serves as a constant current source, and its base terminal is connected to the base terminal of the transistor 37, forming a current mirror circuit with the transistor 37.

トランジスタ３０のコレクタ端子はｎｐｎ）ランジスタ
３２のコレクタ端子に、また、トランジスタ３１のコレ
クタ端子はダイオード接続のｎｐｎトランジスタ３３の
コレクタ端子に接続されており、トランジスタ３２．３
３は夫々のベース端子が互いに接続されてカレントミラ
ー回路を形成している。さらに、トランジスタ３２のコ
レクタ、エミッタ間には、負荷抵抗３５と定電圧源３６
とが直列に接続されている。The collector terminal of the transistor 30 is connected to the collector terminal of the npn transistor 32, and the collector terminal of the transistor 31 is connected to the collector terminal of a diode-connected npn transistor 33.
3, the respective base terminals are connected to each other to form a current mirror circuit. Further, a load resistor 35 and a constant voltage source 36 are connected between the collector and emitter of the transistor 32.
are connected in series.

かかる構成において、トランジスタ３０のベースに印加
された電圧とトランジスタ３１のベースに印加される定
電圧源２３の電圧との差電圧は、負荷抵抗３５によって
決まる利得で増幅され、補正電圧ｅＴとして差動増幅器
２０に供給される。このトキ、トランジスタ３４のコレ
クタ電流はトランジスタ３７のコレクタ電流に等しく、
上記（２）式に示すように、電流検出器２２の抵抗２９
に生ずる電圧降下、したがって、駆動電流Ｉ、に比例し
ている。In such a configuration, the voltage difference between the voltage applied to the base of the transistor 30 and the voltage of the constant voltage source 23 applied to the base of the transistor 31 is amplified with a gain determined by the load resistor 35, and is converted into a differential voltage as a correction voltage eT. The signal is supplied to an amplifier 20. In this case, the collector current of transistor 34 is equal to the collector current of transistor 37,
As shown in equation (2) above, the resistance 29 of the current detector 22
The voltage drop occurring at I, is therefore proportional to the drive current I.

そこで、可変利得増幅器２１の利得は、この駆動電流エ
エに応じて利得が制御される。この利得制御は、駆動電
流Ｉｘが増減してもロータが一定のトルクで回転するよ
うにするものである。すなわち、駆動電流エエが質化す
ると、ロータに生ずるトルク、リップルも変化するが、
一定の抵抗値の抵抗３５による一定の利得では、補正電
圧ｅ＋１’でこの変化するトルクリップルを補正するこ
とができず、このために、駆動電流ｌＸに応じて利得を
変化させ、トルクリップルを除けるように補正電圧ｅＴ
を調整する０ なお、定電圧源３６は、差動増幅器２０のトランジスタ
４５の動作点をトランジスタ４４の動作点に一致させる
ものである。Therefore, the gain of the variable gain amplifier 21 is controlled according to this drive current AE. This gain control allows the rotor to rotate with a constant torque even if the drive current Ix increases or decreases. In other words, when the drive current becomes more qualitative, the torque and ripple generated in the rotor also change.
With a constant gain due to the resistor 35 having a constant resistance value, it is not possible to correct this changing torque ripple with the correction voltage e+1'. Therefore, the gain is changed according to the drive current lX to eliminate the torque ripple. The correction voltage eT
Note that the constant voltage source 36 makes the operating point of the transistor 45 of the differential amplifier 20 coincide with the operating point of the transistor 44.

得られた補正電圧ｅＴは、差動増幅器２０の差動対をな
す一方のｐｎｐ　トランジスタ４５のペースに印加され
、他方のｐｎｐ）ランジスタ４４のベースには、入力端
子２５から制御電圧ｅｃが印加されるＯトランジスタ４
４．４５のエミッタ端子は、ともに定電流源５０を介し
て定電圧源６０に接続され、壕だ、トランジスタ４４の
コレクタ端子は、ダイオード接続したｎｐｎ　トランジ
スタ４６のコレクタ端子に、トランジスタ４５のコレク
タ端子は、ｎｐｎ）ランジスタ４７のコレクタ端子に夫
々接続されており、トランジスタ４６．４７は夫々のベ
ース端子が互いに接続されてカレントミラー回路が形成
されている。さらに、トランジスタ４７のコレクタ端子
には、ダイオード接続したｎｐｎ）ランジスタ４８のベ
ース端子が接続され、このトランジスタ４８のエミッタ
端子にはや荷抵抗４９が接続されている。The obtained correction voltage eT is applied to the base of one pnp transistor 45 of the differential pair of the differential amplifier 20, and the control voltage ec is applied from the input terminal 25 to the base of the other pnp transistor 44. O transistor 4
The emitter terminals of 4.45 are both connected to a constant voltage source 60 via a constant current source 50, and the collector terminal of transistor 44 is connected to the collector terminal of diode-connected NPN transistor 46, and the collector terminal of transistor 45 is are connected to the collector terminals of the transistors 46 and 47, respectively, and the base terminals of the transistors 46 and 47 are connected to each other to form a current mirror circuit. Further, the collector terminal of the transistor 47 is connected to the base terminal of a diode-connected npn transistor 48, and the emitter terminal of this transistor 48 is connected to a load resistor 49.

そこで、トランジスタ４４のペースに印加される制御電
圧ｅｃとトランジスタ４５のベースに印加される補正電
圧ｅＴとの合成電圧が負荷抵抗４９に生じ、出力電圧ｅ
ｙ１として差動増幅器１９に供給される。Therefore, a composite voltage of the control voltage ec applied to the pace of the transistor 44 and the correction voltage eT applied to the base of the transistor 45 is generated in the load resistor 49, and the output voltage e
It is supplied to the differential amplifier 19 as y1.

差動増幅器１９においては、差動対の一対のｐｎｐ）ラ
ンジスタ５１のベースに差動増幅器２０の出力電圧ｅＭ
が印加され、他方のｐｎｐ）ランラスタ５２０ベースに
電流検出器２２の抵抗２９に生じた電圧ｅＢが印加され
る。また、トランジスタ５１．５２のエミッタ端子はと
もに定電流源５７を介して定電圧源６０に接続され、ト
ランジスタ５１のコレクタ端子はダイオード接続したｎ
ｐｎ）ランジスタ５３のコレクタ端子に、トランジスタ
５２のコレクタ端子はｎｐｎ）ランジスタ５４のコレク
タ端子に夫々接続されておシ、トランジスタ５３．５４
は夫々のベース端子が互いに接続されてカレントミラー
回路を形成している。さらに、トランジスタ５４のコレ
クタ端子には、ｎｐｎ）ランジスタ５５のベース端子が
接続され、このトランジスタ５５のコレクタ端子は、エ
ミッタ端子が定電圧源６０に接続されたダイオード接続
のｐｎｐトランジスタ５６のコレクタ端子に接続されて
いる０ かかる構成において、トランジスタ５１．５２の夫々の
ペースに印加される電圧ｅＭ、　ｅ８の差電圧がトラン
ジスタ５５０ペースに印加され、このトランジスタ５５
にはこのペース電圧に応じたコレクタ電流が流れる。In the differential amplifier 19, the output voltage eM of the differential amplifier 20 is applied to the base of a pair of pnp (pnp) transistors 51 of the differential pair.
is applied, and the voltage eB generated across the resistor 29 of the current detector 22 is applied to the base of the other pnp) run raster 520. Further, the emitter terminals of the transistors 51 and 52 are both connected to a constant voltage source 60 via a constant current source 57, and the collector terminal of the transistor 51 is connected to a diode-connected n
The collector terminals of the transistors 53 and 52 are connected to the collector terminals of the transistors 53 and 54, respectively.
Their base terminals are connected to each other to form a current mirror circuit. Further, the base terminal of an npn transistor 55 is connected to the collector terminal of the transistor 54, and the collector terminal of this transistor 55 is connected to the collector terminal of a diode-connected pnp transistor 56 whose emitter terminal is connected to a constant voltage source 60. In such a configuration, a voltage difference between the voltages eM and e8 applied to the respective paces of transistors 51 and 52 is applied to the transistors 550 and 550.
A collector current corresponding to this pace voltage flows through.

電流源１８はｐｎｐ）ランジスタ５８からなシ、このト
ランジスタ５８は、そのベース端子がトランジスタ５６
のベース端子に接続されて、トランジスタ５６とカレン
トミラー回路を形成されている。また、トランジスタ５
８のエミッタ端子は定電圧源６０に接続され、コレクタ
端子はトランジスタ１５．１６．１７のエミッタ端子に
接続されている。The current source 18 is composed of a pnp transistor 58 whose base terminal is connected to the transistor 56.
The transistor 56 is connected to the base terminal of the transistor 56 to form a current mirror circuit. Also, transistor 5
The emitter terminal of transistor 8 is connected to a constant voltage source 60, and the collector terminal is connected to the emitter terminal of transistor 15, 16, 17.

そこで、トランジスタ５８のコレクタ電流はトランジス
タ５６のコレクタ電流、すなわち、トランジスタ５５の
コレクタ電流に等しい。したがって、トランジスタ５８
のコレクタ電流は、差動増幅器１９に供給される。差動
増幅器２０の出力電力ｅＢ（と電流検出器２２の抵抗２
９に生ずる電圧ｅ８との差電圧に応じて変化する。Therefore, the collector current of transistor 58 is equal to the collector current of transistor 56, that is, the collector current of transistor 55. Therefore, transistor 58
The collector current of is supplied to the differential amplifier 19. The output power eB of the differential amplifier 20 (and the resistance 2 of the current detector 22)
It changes according to the voltage difference between the voltage e8 and the voltage e8 generated at the voltage e8.

電流源１８の電流は、オンしているトランジスタ１５．
１６あるいは１７を通ってトランジスタ８．９あるいは
１００ベースに供給される。トランジスタ８．９あるい
は１０には、そのベース電流のｈＦＥ倍のコレクタ電流
が生じ、このコレクタ電流が、駆動電流エエとして固定
子コイル２，３゜４のうちの２つに流れ、また、電流検
出器２２の抵抗２９に流れる。The current of current source 18 flows through transistor 15. which is on.
16 or 17 to the base of transistor 8.9 or 100. A collector current hFE times the base current is generated in the transistor 8.9 or 10, and this collector current flows as a drive current to two of the stator coils 2 and 3. The current flows through the resistor 29 of the device 22.

ところで、トランジスタ８，９．１０のｈＦＥが異なる
とすると、トランジスタ８，９．１０に生ずるコレクタ
電流は異なるから、トランジスタ８゜９．１０へのベー
ス電流の供給が切換わる毎に、駆動電流エエも変化する
。これとともに、電流検出器２２の抵抗２９に生ずる電
圧ｅ８も変化するから、差動増幅器１９のトランジスタ
５５のベース電圧も変化し、そのコレクタ電流も変化し
て電流源１８の出力電流も変化する。この結果、駆動電
流■工も変化して抵抗２９に生ずる電圧ｅ８と差動増幅
器２０の出力電圧ｅＭとが等しくなるように、駆動電流
■工が設定される。したがって、トランジスタ８，９゜
１０にｈＦＥのバラツキがあっても、駆動電流Ｉｘは一
定に保持される。By the way, if hFE of transistors 8, 9, 10 is different, the collector currents generated in transistors 8, 9, 10 are different, so every time the supply of base current to transistors 8, 9, 10 is switched, the drive current also changes. At the same time, the voltage e8 generated in the resistor 29 of the current detector 22 also changes, so the base voltage of the transistor 55 of the differential amplifier 19 also changes, its collector current changes, and the output current of the current source 18 also changes. As a result, the drive current (2) also changes and is set so that the voltage e8 generated across the resistor 29 and the output voltage eM of the differential amplifier 20 are equal. Therefore, even if there are variations in hFE in the transistors 8, 9 and 10, the drive current Ix is held constant.

以上のように、この実施例は、駆動電流によってロータ
に生ずるトルクリップルを制御するに際し、固定子コイ
ルに生ずる逆％ｌ？力を検出して補正信号を得、該補正
信号によって駆動電流を変化させるようにしたものであ
る。かかる補正信号を得るか今に際し、この実施例では
、固定子コイルが有する内部抵抗、駆動電流の不所望な
増減、非飽和動作するトランジスタの電流増幅率ｈＦＥ
のバラツキなどの影響を除くことができ、このために、
得られた補正信号としては、上記の逆起電力のみに応じ
たものとなる。この逆起電力とロータに生ずるトルクリ
ップルとは、ともにロータによる磁束によって生ずるも
のであるから、両者は周期、波形、位相などにおいて非
常によく対応している。As described above, in this embodiment, when controlling the torque ripple that occurs in the rotor due to the drive current, the inverse %l? that occurs in the stator coil? The force is detected to obtain a correction signal, and the drive current is changed based on the correction signal. When obtaining such a correction signal, in this embodiment, the internal resistance of the stator coil, undesired increase or decrease in drive current, and current amplification factor hFE of a transistor operating in a non-saturated manner are considered.
It is possible to remove the influence of variations in
The obtained correction signal corresponds only to the above-mentioned back electromotive force. This back electromotive force and the torque ripple generated in the rotor are both generated by the magnetic flux of the rotor, so they correspond very well in terms of period, waveform, phase, etc.

したがって、かかる補正信号によってロータに生ずるト
ルクリップルｔｔｔぼ完全に除くことができ、モータの
回転を非常に円滑なものとすることができる。Therefore, the torque ripple ttt generated in the rotor can be almost completely eliminated by such a correction signal, and the rotation of the motor can be made very smooth.

次に、第９図ないし第１２図にょシ、単相直流ブラシレ
ス七−夕に対する本発明の第２実施例を説明する。Next, a second embodiment of the present invention for a single-phase DC brushless Tanabata will be described with reference to FIGS. 9 to 12.

第９図は単相直流ブラシレスモータの回転動作の説明図
であって、同図（ａ）はロータの展開図、同図（ｂ）は
ロータの磁極による磁束密度分布図、同図（Ｃ）　、　
（ｄ）はロータに対する固定子コイルの経時的な相対位
置関係を示す説明図であシ、夫々第２図に対応して示し
ている。FIG. 9 is an explanatory diagram of the rotational operation of a single-phase DC brushless motor, in which (a) is an exploded view of the rotor, (b) is a magnetic flux density distribution diagram due to the magnetic poles of the rotor, and (C) is an illustration of the rotational operation of a single-phase DC brushless motor. ,
(d) is an explanatory diagram showing the relative positional relationship of the stator coil with respect to the rotor over time, and each diagram corresponds to FIG. 2.

第１０図は従来のモータ駆動回路による単相直流ブラシ
レスモータの特性図である。FIG. 10 is a characteristic diagram of a single-phase DC brushless motor using a conventional motor drive circuit.

第１１図はこの実施例を示すブロック図であって、６５
．６６は固定子コイル、６７．６８，６９゜７０．７１
は切換制御回路であり、第４図に対応する部分には同一
符号をつけている。また、第１２図はこの実施例におけ
る駆動電流およびトルクを示す波形図である。FIG. 11 is a block diagram showing this embodiment, with 65
．． 66 is stator coil, 67.68, 69°70.71
is a switching control circuit, and parts corresponding to those in FIG. 4 are given the same reference numerals. Further, FIG. 12 is a waveform diagram showing the drive current and torque in this embodiment.

単相直流ブラシレスモータにおいで、ロータ１′は、第
９図（ａ）に示すように、大きな領域のＮ極とＳ極が交
互に配置され、これら磁極の１つおきの境界には、小さ
な領域のＮ極とＳ極が配置されている。第９図（ａ）で
は、磁極の配列順序を図面左から右へみると、大きな領
域のＳ極と次の大きな領域のＮ極との間に、小さな領域
のＮ極、次に、小さ々領域のＳ極が存在する。このため
に、ロータ１′による磁束分布は、第９図（ｂ）に示す
ように、大きな領域のＳ極と次の大きな領域のＮＷとの
境界での磁束の反転領域で、小さな領域のＮ極、Ｓ極に
よって磁束歪みが生ずる。In a single-phase DC brushless motor, the rotor 1' has large areas of north and south poles arranged alternately, as shown in FIG. 9(a), and every other magnetic pole has a small The north and south poles of the region are located. In Fig. 9(a), when looking at the arrangement order of magnetic poles from left to right in the drawing, between the S pole of a large area and the N pole of the next large area, the N pole of a small area, then a small There is a south pole of the region. For this reason, the magnetic flux distribution due to the rotor 1' is, as shown in FIG. Magnetic flux distortion occurs due to the pole and south pole.

固定子コイル６５，６６け、ロータ１′に同軸に１８０
°の角間隔で配置されているが、ロータ１′に対する電
気角全基準とすると、これら固定子コイル６５．６６は
電気角１８００で配置されており、第９しｌ　（ｃ）　
、　（ｄ）は、説明を簡単にするために、相互の電気角
間隔を維持し７つつ固定子コイル６５．６６を近接して
示している。65, 66 stator coils, 180 coils coaxial to rotor 1'
These stator coils 65,66 are arranged at an angular interval of 1800°, but if we take the full electrical angle reference to the rotor 1', these stator coils 65,66 are arranged at an electrical angle of 1800°, and the 9th angle l(c)
, (d) show the stator coils 65, 66 close together while maintaining their mutual electrical angle spacing for ease of explanation.

第９図において、ロータ１′は組面上右から左の方へ回
転するものとするが、説明の便宜上、第２図と同様に、
固定子コイル６５．６６の方が紙面１左から右の方へ移
動するものとする。In FIG. 9, it is assumed that the rotor 1' rotates from right to left on the assembly plane, but for convenience of explanation, the
It is assumed that the stator coils 65 and 66 move from the left to the right on the page 1.

固定子コイル６５がこのように移動すると、この固定子
コイルに通電することによってロータ１′にトルクをケ
じさせる部分（すなわち、紙面に垂直な部分であって、
以下、トルク発生部分という）Ｐ１１Ｐ２が受ける磁束
をみると、トルク発生部分ｐ０が受ける磁束は、第１０
図（ａ）の一点鎖線φ１□のように変化−シ、トルク発
生部分ｐ２が受ける磁束は、同じく２点鎖線φ、２のよ
うに変化する。しだがって、固定子コイル６５がロータ
１′にトルクを生じさせるために受ける磁束は、これら
磁束φ０．φ２の総和であって、第１０図（ａ）の実線
φ、のように変化する。When the stator coil 65 moves in this way, a portion (i.e., a portion perpendicular to the plane of the paper) where torque is applied to the rotor 1' by energizing the stator coil 65 is generated.
Looking at the magnetic flux received by P11P2 (hereinafter referred to as the torque generating part), the magnetic flux received by the torque generating part p0 is the 10th
The magnetic flux received by the torque generating portion p2 changes as shown by the dashed dotted line φ1□ in FIG. Therefore, the magnetic flux that the stator coil 65 receives in order to generate torque on the rotor 1' is the magnetic flux φ0. It is the sum total of φ2, and changes as shown by the solid line φ in FIG. 10(a).

これに対して、固定子コイル６６は固定子コイル６５に
対して電気角で１８０°づれているから、固定子コイル
６６が同様に受ける磁束は、第１０図（ｂ）に示すよう
に、固定子コイル６５が受ける磁束φ、を１８θ°位相
シフトしたｌｌ！２となる。On the other hand, since the stator coil 66 is shifted by 180 degrees in electrical angle with respect to the stator coil 65, the magnetic flux that the stator coil 66 similarly receives is as shown in FIG. 10(b). The magnetic flux φ received by the coil 65 is phase-shifted by 18θ°! It becomes 2.

一方、固定子コイル６５．６６は、電気角でｉ　ｓ　ｏ
”移動する毎に交互に通電される。従来のモータ駆動回
路では、固定子コイル６５．６６に流れる駆動電流は一
定の大きさである。第１０図（ｃ）は固定子コイル６５
に流れる駆動電流を表わし、同図（ｄ）は固定子コイル
６６に流れる駆動電流を表わしている。On the other hand, the stator coils 65 and 66 have an electrical angle of is o
"Electrification is applied alternately each time the motor moves. In a conventional motor drive circuit, the drive current flowing through the stator coils 65 and 66 is of a constant magnitude. FIG.
(d) shows the drive current flowing through the stator coil 66.

そこで、固定子コイル６５．６６が第９図（Ｃ）に示す
位置にある時刻ｔ１に、固定子コイル６５に一定の駆動
電流工。を流し始め、固定子コイル６６の通電を断つと
、この駆動電流工。と磁束φ□との積に比例したトルク
がロータ１′に生じ、ロータ１′は回転し、相対的に固
定子コイル６５．６６が移動する。そして、固定子コイ
ル６５．６６が電気角で１８０°移動して第９図（ｄ）
に示す位置に達する時刻ｔ２で、固定子コイル６５の通
電が断たれて固定子コイル６６に一定の駆動電流Ｉ。分
流し始める。すると、固定子コイル６６の駆動電流Ｉ。Therefore, at time t1 when the stator coils 65 and 66 are in the position shown in FIG. 9(C), a constant drive current is applied to the stator coil 65. When the stator coil 66 starts to flow and the stator coil 66 is de-energized, this drive current works. A torque proportional to the product of and the magnetic flux φ□ is generated in the rotor 1', the rotor 1' rotates, and the stator coils 65 and 66 move relatively. Then, the stator coils 65 and 66 move by 180 degrees in electrical angle, as shown in Fig. 9(d).
At time t2 when the position shown in is reached, the stator coil 65 is de-energized and the stator coil 66 receives a constant drive current I. Begin to divert water. Then, the drive current I of the stator coil 66.

と磁束φ２との積に比例したトルクがロータ１′に生じ
、ロータｌ′はさらに回転して相対的に固定子コイル６
５゜６６が移動する。A torque proportional to the product of and magnetic flux φ2 is generated in rotor 1', and rotor l' further rotates to relatively
5°66 moves.

このように、固定子コイル６５．６６が電気角で１８０
°移動する毎に通電を切換えることによシ、連続的にト
ルクが生じてロータ１′は回転しつづける０ この場合、第１Ｏ図（ａ）〜（ｄ）から明らかなように
、固定子コイル６５．６６の通電期間は、夫々がロータ
１′の小さい領域のＮ極、Ｓ極によって磁束歪みが生じ
た磁束を受けた期間である。これは、ロータ１′による
磁束−１１ＬＩ２の出来る限シ平坦な部分でトルクな生
じさせるようにするためであって、結果、ロータ１′に
生ずるトルク＋ｒ、ｌ、は、第１０図（ｅ）に示すよう
になる。In this way, the stator coils 65 and 66 are 180 in electrical angle.
By switching the energization every time the rotor 1' moves, torque is continuously generated and the rotor 1' continues to rotate. The energization periods 65 and 66 are periods in which magnetic fluxes are subjected to magnetic flux distortion caused by the N and S poles of the small regions of the rotor 1', respectively. This is to make the magnetic flux -11LI2 caused by the rotor 1' generate as much torque as possible in a flat part, and as a result, the torque +r, l generated in the rotor 1' is as shown in Fig. 10(e). It becomes as shown in .

しかし、このように、／」・さい領域のＮ極、Ｓ極を設
けても、固定子コイル６５．６６が受ける磁束φ１．−
２には、第１０図（ａ）、（ｂ）に示すように、平坦な
部分は存在せず、固定子コイル６５．６６に流れる駆動
電流工。が一定であることから、ロータ１′に生ずるト
ルクＴ６は、８１０図（ｅ）に示すように、トルクリッ
プルが生ずることになる。However, even if the N and S poles in the region are provided in this way, the magnetic flux φ1. −
2, as shown in FIGS. 10(a) and 10(b), there is no flat part and the drive current flows through the stator coils 65 and 66. Since this is constant, the torque T6 generated in the rotor 1' causes a torque ripple as shown in FIG. 810(e).

この実施例は、単相直流ブラシレスモータのかかるトル
フリラプスを除去するものである。This embodiment eliminates such torque lapses in single-phase DC brushless motors.

第１１図において、固定子コイル６５．６６が、先に説
明したように、電気角１８０’だけ移動する毎に、切換
制御回路７１によシ、トランジスタ６９゜７０が交互に
オン、オフされる。いマ、トランジスタ６９がオンする
と、トランジスタ７０はオフとなり、電流源１８からの
電流は、ベース電流として、非飽和動作するトランジス
タ６７に供給され、このベース電流のｈｐｇ（）ランジ
スタロ７の電流増幅率）倍の駆動電流が、固定子コイル
６５、トランジスタ６７、電流検出器２２を通して流れ
る０ 固足子コイル６５．６６が電気角で１８００８動すると
、トランジスタ６９はオフされてトランジスタ７０をオ
ンされ、電流源１８の電流が非飽和動作するトランジス
タ６８にベース電流として供給される。しｌこがって、
同足子コイル６６に駆動電流が流れる。In FIG. 11, each time the stator coils 65, 66 move by an electrical angle of 180', the switching control circuit 71 turns on and off the transistors 69 and 70 alternately. . Now, when the transistor 69 is turned on, the transistor 70 is turned off, and the current from the current source 18 is supplied as a base current to the transistor 67, which operates in a non-saturated manner. ) times the drive current flows through the stator coil 65, transistor 67, and current detector 22. When the stator coils 65 and 66 move by 18008 electrical degrees, the transistor 69 is turned off and the transistor 70 is turned on, causing the current to flow through the stator coil 65, transistor 67, and current detector 22. The current of source 18 is supplied as a base current to transistor 68, which operates in a non-saturated manner. I shrank,
A drive current flows through the foot coil 66.

固定子コイル６５．６６が移動することにより、固定子
コイル６５には、磁束φ１（第１０図（ａ））による逆
起電力が生じ、この逆起電力はこの磁束（１と同様に変
化する。同様にして、固定子コイル６６には、磁束？、
（第１０図（ｂ））による逆起電力が生じ、この逆起電
力はこの磁束φ２と同様に変化する。As the stator coils 65 and 66 move, a back electromotive force is generated in the stator coil 65 due to the magnetic flux φ1 (Fig. 10 (a)), and this back electromotive force changes in the same way as this magnetic flux (1). .Similarly, the stator coil 66 receives magnetic flux?
A back electromotive force is generated as shown in FIG. 10(b), and this back electromotive force changes in the same way as this magnetic flux φ2.

したがって、固定子コイル６５の一端Ｒには、固定子コ
イル６５に生じた逆起電力に、固定子コイル６５の内部
抵抗による電圧降下分が加わった電圧病が佑じ、また、
固定子コイル６６の一端Ｓには、固定子コイル６６に生
じた逆起電力に、固定子コイル６６の内部抵抗による電
圧降下分が加わ−っだ電圧ｅ６が生ずる。Therefore, a voltage problem occurs at one end R of the stator coil 65, which is the back electromotive force generated in the stator coil 65 plus the voltage drop due to the internal resistance of the stator coil 65.
A voltage e6 is generated at one end S of the stator coil 66, which is the sum of the back electromotive force generated in the stator coil 66 and the voltage drop due to the internal resistance of the stator coil 66.

これらの電圧”ｉｒｅ≦は、検波器２４で、第４図で示
した先の実施例と同様に検波され、検波出力電圧ｅ五を
得る。この場合、第１０図（ａ）　、　（ｂ）から明ら
かなように、磁束φ１に応じた波形の固定子コイル６５
に生ずる逆起電力が、磁束φ２に応じた波形の固定子コ
イル６６に生ずる逆起電力よりも低い期間は、固定子コ
イル６５の通電期間であシ、夫々の逆起電力の高低間が
逆となる期間は、固定子コイル６６０通電期間である。These voltages "ire≦" are detected by the detector 24 in the same manner as in the previous embodiment shown in FIG. 4, and a detected output voltage e5 is obtained. In this case, FIGS. 10(a) and (b) As is clear from the figure, the stator coil 65 has a waveform according to the magnetic flux φ1.
The period in which the back electromotive force generated at The period during which the stator coil 660 is energized is the stator coil 660 energization period.

したがって、検波出力電圧ｅｋに含まれる逆起電力によ
る成分は、ロータに生ずるトルクリップルに応じた波形
となる。Therefore, the component due to the back electromotive force included in the detected output voltage ek has a waveform corresponding to the torque ripple occurring in the rotor.

以下の可変利得増幅器２１、差動増幅器２０．１９の動
作は先の実施例と同様であって、差動増＠器１９の出力
電圧ｅ１によって電流源１８が制御され、固定子コイル
６５．６６に流れる駆動電流域は、第１２図（ａ）に示
すように、ロータに生ずるトルクリップルに応じて変化
し、固定子コイル６５、Ｇ６に一定の駆動電流を流した
ときに、第１．２図（ｂ）の破線で示すように、リップ
ルを有すトルクＴ８が生じていたものが、トルクリップ
ルが除かれて、同図（ｂ）の笑線で示すように、・一定
のトルクＴ妥が得られることになる。The following operations of the variable gain amplifier 21 and differential amplifiers 20.19 are similar to those in the previous embodiment, and the current source 18 is controlled by the output voltage e1 of the differential amplifier 19, and the stator coil 65.66 is controlled by the output voltage e1 of the differential amplifier 19. As shown in FIG. 12(a), the drive current range that flows into the rotor varies depending on the torque ripple that occurs in the rotor, and when a constant drive current is passed through the stator coils 65 and G6, the drive current range of 1.2 As shown by the dashed line in Figure (b), the torque T8 with ripples has been removed, and now, as shown by the dashed line in Figure (b), a constant torque T is reached. will be obtained.

以上、三相および単相の直流ブラシレスモーフを対象に
して実施例全説明したが、本発明は、任意の相数の直流
ブラシレスモーフに適用すること≠；できることはいう
までもない。Although all the embodiments have been described above with reference to three-phase and single-phase DC brushless morphs, it goes without saying that the present invention can be applied to DC brushless morphs with any number of phases.

〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明によれば、固定子コイルに
流れる駆動電流を、該固定子コイルが受ける磁束の変化
を確集に相殺するように変化させることができるから、
該駆動電流と該磁束との積に比例するトルクを常に一定
にすることができ、トルクリップルを充分に抑制してモ
ータの回転をより円滑にすることができるものであって
、上記従来技術の欠点を除いて優れた機能のモータ駆動
回路を提供することができる。[Effects of the Invention] As explained above, according to the present invention, the drive current flowing through the stator coil can be changed so as to offset changes in the magnetic flux that the stator coil receives.
The torque proportional to the product of the drive current and the magnetic flux can be kept constant, and the torque ripple can be sufficiently suppressed to make the motor rotate more smoothly, which is different from the above-mentioned conventional technology. It is possible to provide a motor drive circuit with excellent functions except for the drawbacks.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来のモータ駆動回路の一例を示す回路図、第
２図は三相直流ブラシレスモータの動作説明図、第３図
は第１図の各固定子コイル毎の駆動電流とトルクとの関
係を示す特性図、第４図は本発明によるモータ駆動回路
の第１実施例を示すブロック図、第５図は第４図の各固
定子コイルに生ずる逆起電力を示す波形図、第６図は第
４図の検波器の動作説明図、第７図は第４図の駆動電流
とトルクとの関係を示す特性図、第８図は第４図の一具
体例を示す回路図、第９図は単相直流ブラシレスモータ
の動作説明図、第１０図は従来のモータ駆動回路による
単相直流モータの駆動電流とトルクとの関係を示す特性
図、第１１図は本発明によるモータ駆動回路の第２実施
例を示すブロック図、第１２図はその駆動電流とトルク
との関係を示す特性図である。 ２．３．４・・・・・・固定子コイル、１８・・・・・
・電流源、１９．２０・・・・・・差動増幅器、２１・
・・・・・可変利得増幅器、２２・・・・・・電流検出
器、２４・・・・・・検波器、６５．６６・・・・・・
固定子コイル。 第１図 第３図 ｔｌｔ２　ｔ３　ｔ４ 第４図 第５１刈 第６図 σａ 第７図 第８図 第９図 １′ 第７０図Figure 1 is a circuit diagram showing an example of a conventional motor drive circuit, Figure 2 is an explanatory diagram of the operation of a three-phase DC brushless motor, and Figure 3 shows the drive current and torque for each stator coil in Figure 1. 4 is a block diagram showing the first embodiment of the motor drive circuit according to the present invention. FIG. 5 is a waveform diagram showing the back electromotive force generated in each stator coil in FIG. 4. The figure is an explanatory diagram of the operation of the detector in Figure 4, Figure 7 is a characteristic diagram showing the relationship between drive current and torque in Figure 4, Figure 8 is a circuit diagram showing a specific example of Figure 4, Fig. 9 is an explanatory diagram of the operation of a single-phase DC brushless motor, Fig. 10 is a characteristic diagram showing the relationship between drive current and torque of a single-phase DC motor using a conventional motor drive circuit, and Fig. 11 is a motor drive circuit according to the present invention. FIG. 12 is a block diagram showing the second embodiment of the present invention, and FIG. 12 is a characteristic diagram showing the relationship between drive current and torque. 2.3.4... Stator coil, 18...
・Current source, 19.20...Differential amplifier, 21.
...Variable gain amplifier, 22...Current detector, 24...Detector, 65.66...
stator coil. Figure 1 Figure 3 tlt2 t3 t4 Figure 4 Figure 51 Figure 6 σa Figure 7 Figure 8 Figure 9 Figure 1' Figure 70

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] ロータの回転に同期して複数の固定子コイルへの駆動電
流を切換制御するようにしたモータ駆動回路において、
該ロータの回転に伴なって該固定子コイルに生ずる逆起
電力を検出し該逆起電力に応じた補正電圧を発生するＭ
ｌの手段と、該補正信号に応じて前記駆動電流を変化さ
せる第２の手段とを設け、前記ロータに生ずるトルクリ
ップルを制御することができるように構成したことを特
徴とす名モータ駆動回路。In a motor drive circuit that switches and controls the drive current to multiple stator coils in synchronization with the rotation of the rotor,
M that detects a back electromotive force generated in the stator coil as the rotor rotates and generates a correction voltage according to the back electromotive force;
1 and a second means for changing the drive current according to the correction signal, the motor drive circuit being configured to be able to control torque ripple occurring in the rotor. .