JP3300637B2 - Brushless DC motor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレス直流モ
ータに関し、特に電源から供給される電力を効率よく利
用するようにしたブラシレス直流モータに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a brushless DC motor, and more particularly, to a brushless DC motor that efficiently uses power supplied from a power supply.

【０００２】[0002]

【従来の技術】ブラシレス直流モータはブラシ付の直流
モータに比べると、機械的接点を持たないため長寿命で
あると同時に電気的雑音も少ない。この利点のため、近
年では高信頼性が要求される産業用機器や映像・音響機
器に広くブラシレス直流モータが使用されている。2. Description of the Related Art A brushless DC motor has no mechanical contact and thus has a long life and has little electrical noise compared to a DC motor with a brush. Because of this advantage, brushless DC motors are widely used in industrial equipment and video / audio equipment that require high reliability in recent years.

【０００３】従来のブラシレス直流モータにおいては、
出力電圧が一定の直流電源から供給される電圧を電圧制
御トランジスタなどを用いて可変制御し、例えば回転速
度に応じた電圧をモータに供給していた。したがって、
モータ駆動に利用される有効電圧は常に直流電源の電圧
よりも低く、直流電源電圧と実際にモータに供給される
電圧との差はほとんど電圧制御トランジスタのコレクタ
損失（熱損失）となり、その結果、電力効率を低下させ
ていた。In a conventional brushless DC motor,
A voltage supplied from a DC power supply having a constant output voltage is variably controlled using a voltage control transistor or the like, and for example, a voltage corresponding to a rotation speed is supplied to a motor. Therefore,
The effective voltage used for driving the motor is always lower than the voltage of the DC power supply, and the difference between the DC power supply voltage and the voltage actually supplied to the motor is almost equal to the collector loss (heat loss) of the voltage control transistor. Power efficiency was reduced.

【０００４】ブラシレス直流モータの電力効率を向上す
るために、電圧制御トランジスタをスイッチング制御す
ることにより電圧制御トランジスタのコレクタ損失を低
減する方法がいくつか提案されている。In order to improve the power efficiency of a brushless DC motor, several methods have been proposed for reducing the collector loss of the voltage control transistor by controlling the switching of the voltage control transistor.

【０００５】そのうちの一例では、直流電源の一端と固
定子巻線の電流給電端子との間の電流路を形成する第１
の駆動トランジスタ群を、電流指令と位置信号に応じて
電流制御する。そして、直流電源の他端と電流給電端子
との間の電流路を形成する第２の駆動トランジスタ群
を、第１の駆動トランジスタ群の動作電圧の最小電圧が
所定の基準電圧に等しくなるように制御する。さらに電
圧制御用のスイッチングトランジスタを、第２の駆動ト
ランジスタ群の動作電圧が所定の基準電圧に等しくなる
ようにオン・オフ制御する。このようにして、モータに
供給される電圧が制御される。このような制御を行うこ
とにより、モータの電力効率を大幅に改善している（例
えば、特開昭５８−１９８１８９号公報参照）。In one example, a first current path which forms a current path between one end of a DC power supply and a current supply terminal of a stator winding is provided.
Is controlled in accordance with the current command and the position signal. Then, the second drive transistor group forming the current path between the other end of the DC power supply and the current supply terminal is adjusted so that the minimum operating voltage of the first drive transistor group becomes equal to a predetermined reference voltage. Control. Further, the on / off control of the switching transistor for voltage control is performed so that the operating voltage of the second driving transistor group becomes equal to a predetermined reference voltage. In this way, the voltage supplied to the motor is controlled. By performing such control, the power efficiency of the motor is greatly improved (see, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 58-198189).

【０００６】上記のような構成は、エミッタを共通接続
した差動トランジスタのベース入力に位置信号を与えて
差動切換を行うので、固定子巻線駆動電流は安定に切り
換えられる。しかし、固定子巻線に流れる駆動電流は通
電幅が電気角でほぼ１２０度の矩形波状となり、急峻に
オン・オフされる。このため、振動・騒音を発生しやす
くなる。[0006] In the above-described configuration, the position switching is performed by applying a position signal to the base input of the differential transistor having the emitter commonly connected, so that the stator winding driving current can be switched stably. However, the drive current flowing through the stator winding has a rectangular waveform having a conduction width of approximately 120 degrees in electrical angle, and is rapidly turned on and off. For this reason, vibration and noise are easily generated.

【０００７】固定子巻線の相切換を滑らかに行うため
に、ある相から次の相に電流切換を行う際、２相に同時
に電流を通電させる期間が存在する、いわゆるオーバラ
ップ駆動を行う方法がある（例えば、特開昭６２−２２
１８９４号公報参照）。In order to smoothly perform phase switching of the stator winding, when performing current switching from one phase to the next phase, there is a period in which current is supplied to two phases simultaneously, that is, a method of performing overlap driving. (For example, see JP-A-62-22).
1894).

【０００８】[0008]

【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術におい
て、第１及び第２の駆動トランジスタ群をオーバラップ
駆動し、電力効率を向上するために第１及び第２の駆動
トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の残り電圧を低
減してトランジスタの動作電圧を低減すると、今度は電
流切換が滑らかに行われず、駆動電流波形に歪みが発生
し、この状態でモータを駆動すると振動・騒音を発生す
る。この問題の詳細については、後述する発明の実施の
形態の中で図７を用いて説明を加える。In the above prior art, the first and second driving transistor groups are overlap-driven to improve the power efficiency, so that the emitter and collector of the first and second driving transistor groups are improved. If the operating voltage of the transistor is reduced by reducing the remaining voltage during this time, current switching is not performed smoothly, and the drive current waveform is distorted. When the motor is driven in this state, vibration and noise are generated. The details of this problem will be described later with reference to FIG. 7 in an embodiment of the invention.

【０００９】本発明は上記のような従来の問題点に鑑
み、可変出力の直流電圧を出力できるスイッチング制御
方式の電圧制御を使用し、固定子巻線の相切換を滑らか
に行うことにより、振動、騒音が少なく、かつ、電力効
率に優れたブラシレス直流モータを提供することを目的
とする。In view of the above-mentioned conventional problems, the present invention uses a voltage control of a switching control method capable of outputting a variable output DC voltage, and performs smooth phase switching of the stator winding to thereby reduce vibration. It is an object of the present invention to provide a brushless DC motor with low noise and excellent power efficiency.

【００１０】[0010]

【課題を解決するための手段】本発明によるブラシレス
直流モータは、複数の磁極を有する回転子と、複数相の
固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための
複数のホール素子と、前記複数のホール素子の出力から
複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流
電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前
記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の
各相の給電端子との間の電流路を形成する複数の駆動ト
ランジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、電流供
給端子への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信
号合成手段からの位置信号に応じて前記第１の駆動トラ
ンジスタ群に流れる電流を分配制御する第１の分配制御
手段と、前記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固
定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複
数の駆動トランジスタを含む第２の駆動トランジスタ群
と、前記第１の駆動トランジスタ群を構成する複数の駆
動トランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を検出し
第１の動作電圧として出力する第１の動作電圧検出手段
と、前記第２の駆動トランジスタ群を構成する複数の駆
動トランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を検出し
第２の動作電圧として出力する第２の動作電圧検出手段
と、前記位置信号合成手段からの位置信号に応じて前記
第１の動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前記
第２の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する
第２の分配制御手段と、前記第２の動作電圧が第２の基
準電圧に一致するように前記電圧変換手段の出力電圧を
制御する電圧制御手段とを備える。 SUMMARY OF THE INVENTION A brushless DC motor according to the present invention comprises a rotor having a plurality of magnetic poles, a plurality of stator windings, and a plurality of Hall elements for detecting the rotational position of the rotor. A position signal synthesizing unit that generates a plurality of phase position signals from outputs of the plurality of Hall elements, a voltage conversion unit that obtains a variable output DC voltage from a DC power supply, and one of output terminal pairs of the voltage conversion unit. A first drive transistor group including a plurality of drive transistors forming a current path between the power supply terminal of each phase of the stator winding and a command for supplying a current to the current supply terminal; First distribution control means for distributing and controlling a current flowing through the first drive transistor group in accordance with a signal and a position signal from the position signal synthesizing means; and the other of the output terminal pair of the voltage conversion means and the stator Each of the windings A second driving transistor group including a plurality of driving transistors forming a current path between the power supply terminals of driving a plurality of constituting the first driving transistor group
Detects the minimum voltage among the operating voltages of the
First operating voltage detecting means for outputting as a first operating voltage
And a plurality of drivers constituting the second drive transistor group.
Detects the minimum voltage among the operating voltages of the
Second operating voltage detecting means for outputting as a second operating voltage
And according to the position signal from the position signal synthesizing means,
So that the first operating voltage matches the first reference voltage.
Distribution control of current flowing through the second driving transistor group
Second distribution control means, wherein the second operating voltage is a second reference voltage;
The output voltage of the voltage conversion means is adjusted to match the reference voltage.
And voltage control means for controlling.

【００１１】そして、前記第１及び前記第２の基準電圧
は、それぞれ、前記第１および第２の駆動トランジスタ
群において、前記固定子巻線のうち２相にそれぞれ相切
換状態の駆動電流を流す相切換通電状態にある駆動トラ
ンジスタの動作電圧が、相切換が完了した１相通電状態
にある駆動トランジスタの動作電圧よりも高くなるよう
に可変設定される。 The first and second reference voltages are respectively equal to the first and second drive transistors.
In the group, each of the stator windings is separated into two phases.
Drive train that is in the phase switching energized state to allow the
The operating voltage of the transistor is in the 1-phase energized state after the phase switching is completed.
Higher than the operating voltage of the drive transistor
Is set variably.

【００１２】上記のような構成によれば、位置信号合成
手段の出力する位置信号により第１の駆動トランジスタ
群と第２の駆動トランジスタ群がそれぞれ分配制御さ
れ、固定子巻線に通電される電流の相切換が順次行わ
れ、回転子が回転駆動される。第１の駆動トランジスタ
群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧が第１の基準電圧
発生手段の出力する基準電圧に等しくなるように第２の
駆動トランジスタ群の通電電流を制御し、第２の駆動ト
ランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧が第２
の基準電圧発生手段の出力する基準電圧信号に等しくな
るようにスイッチング制御方式の電圧変換手段の直流出
力電圧を制御する。According to the above configuration, the first drive transistor group and the second drive transistor group are respectively distributed and controlled by the position signal output from the position signal synthesizing means, and the current supplied to the stator winding is controlled. Are sequentially performed, and the rotor is rotationally driven. Controlling the current supplied to the second driving transistor group so that the operating voltage between the emitter and the collector of the first driving transistor group becomes equal to the reference voltage output from the first reference voltage generating means; The operating voltage between the emitter and collector of the group is
The DC output voltage of the switching control type voltage conversion means is controlled to be equal to the reference voltage signal output from the reference voltage generation means.

【００１３】そして、第１の駆動トランジスタ群と第２
の駆動トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電
圧を位置信号合成手段の出力する位置信号に応じて変化
させる。すなわち、第１の駆動トランジスタ群及び第２
の駆動トランジスタ群を構成するそれぞれの複数の駆動
トランジスタにおいて、駆動電流の相切換が行われてい
る相切換期間では、対応する駆動トランジスタのエミッ
タ・コレクタ間の動作電圧を高めに切り換えているの
で、固定子巻線の駆動電流の相切換動作が滑らかに行わ
れる。その結果、振動・騒音が非常に少ない状態でブラ
シレス直流モータを駆動できる。The first drive transistor group and the second drive transistor group
The operating voltage between the emitter and the collector of the driving transistor group is changed according to the position signal output from the position signal synthesizing means. That is, the first driving transistor group and the second driving transistor group
In each of the plurality of drive transistors constituting the drive transistor group, during the phase switching period in which the drive current is switched, the operating voltage between the emitter and collector of the corresponding drive transistor is switched higher. The phase switching operation of the drive current of the stator winding is performed smoothly. As a result, the brushless DC motor can be driven with very little vibration and noise.

【００１４】一方、駆動電流の相切換の完了している１
相通電期間では、駆動電流を通電している駆動トランジ
スタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだけ低
く設定するので、その駆動トランジスタでの電力損失を
小さく抑えることができる。このようにして、本発明に
よれば、振動・騒音の少ない、電力効率に優れたブラシ
レス直流モータを実現することができる。On the other hand, when the phase switching of the drive current has been completed 1
In the phase conduction period, the operating voltage between the emitter and the collector of the driving transistor through which the driving current is flowing is set as low as possible, so that the power loss in the driving transistor can be reduced. Thus, according to the present invention, it is possible to realize a brushless DC motor with less vibration and noise and excellent in power efficiency.

【００１５】上記の構成において好ましくは、前記第１
及び前記第２の基準電圧は、それぞれ、前記相切換通電
状態と前記１相通電状態との間で連続的に変化し、前記
相切換通電状態では２相に流れる駆動電流が略等しくな
る時点を頂点とする三角波状に変化する。相切換通電状
態で高めに切り換える第１及び第２の基準電圧を対称的
な三角波状に変化させるので、固定子巻線の駆動電流の
相切換動作をさらに滑らかに行うことができ、ブラシレ
ス直流モータの駆動時の振動・騒音を一層低減すること
ができる。In the above configuration, preferably, the first
And the second reference voltage, respectively,
The state continuously changes between the state and the one-phase energized state, and in the phase-switched energized state, changes in a triangular waveform having a peak at a point in time at which drive currents flowing through the two phases become substantially equal. Since the first and second reference voltages, which are switched higher in the phase switching energized state, are changed in a symmetrical triangular waveform, the phase switching operation of the drive current of the stator winding can be performed more smoothly, and the brushless DC motor Vibration and noise at the time of driving can be further reduced.

【００１６】また、前記第１及び第２の基準電圧が前記
固定子巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変
化することも好ましい。固定子巻線への電流供給の大小
変化に応じて第１及び第２の基準電圧を変えるので、駆
動電流の変化にかかわらず、常に、電流切換が滑らかに
行われ、駆動電流の波形歪みを発生しない状態でモータ
を駆動することができる。その結果、電力効率に優れ、
かつ振動・騒音が少ない効果が一層高まる。It is also preferable that the first and second reference voltages change according to a command signal for commanding a current supply to the stator winding. Since the first and second reference voltages are changed in accordance with the magnitude of the current supply to the stator winding, current switching is always performed smoothly irrespective of the change in drive current, and waveform distortion of the drive current is reduced. The motor can be driven in a state where no occurrence occurs. As a result, power efficiency is high,
The effect of reducing vibration and noise is further enhanced.

【００１７】さらに好ましくは、前記位置信号合成手段
は、前記複数のホール素子の各出力を増幅する複数のバ
ッファ増幅器と、前記複数のバッファ増幅器の各出力の
差を生成する複数の減算回路とから構成され、前記第１
及び第２の基準電圧は、前記位置信号合成手段が出力す
る複数相の位置信号と前記バッファ増幅器の出力を波形
整形した整形信号とから生成される。これにより、簡単
な回路構成で第１及び第２の基準電圧を生成することが
できる。More preferably, the position signal synthesizing means includes a plurality of buffer amplifiers for amplifying respective outputs of the plurality of Hall elements, and a plurality of subtraction circuits for generating a difference between respective outputs of the plurality of buffer amplifiers. The said first
And the second reference voltage is generated from a multi-phase position signal output by the position signal synthesizing means and a shaped signal obtained by shaping the output of the buffer amplifier. Thus, the first and second reference voltages can be generated with a simple circuit configuration.

【００１８】本発明によるブラシレス直流モータの別の
構成は、複数の磁極を有する回転子と、複数相の固定子
巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための複数の
ホール素子と、前記複数のホール素子の出力から複数相
の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流電源か
ら可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前記電圧
変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の各相の
給電端子との間の電流路を形成する複数の駆動トランジ
スタを含む第１の駆動トランジスタ群と、電流供給端子
への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信号合成
手段からの位置信号に応じて前記第１の駆動トランジス
タ群に流れる電流を分配制御する第１の分配制御手段
と、前記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固定子
巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複数の
駆動トランジスタを含む第２の駆動トランジスタ群と、
前記第１の駆動トランジスタ群を構成する複数の駆動ト
ランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を検出し動作
電圧として出力する動作電圧検出手段と、前記位置信号
合成手段からの位置信号に応じて前記動作電圧が基準電
圧に一致するように前記第２の駆動トランジスタ群に流
れる電流を分配制御する第２の分配制御手段とを備え、
前記基準電圧は、前記第１の駆動トランジスタ群におい
て、前記固定子巻線のうち２相にそれぞれ相切換状態の
駆動電流を流す相切換通電状態にある駆動トランジスタ
の動作電圧が、相切換が完了した相通電状態にある駆動
トランジスタの動作電圧よりも高くなるように可変設定
される。 Another configuration of the brushless DC motor according to the present invention includes a rotor having a plurality of magnetic poles, a stator winding having a plurality of phases, a plurality of Hall elements for detecting a rotational position of the rotor, and Position signal synthesizing means for generating a plurality of phase position signals from the outputs of the plurality of Hall elements, voltage converting means for obtaining a variable output DC voltage from a DC power supply, and one of the output terminal pairs of the voltage converting means and the fixed A first drive transistor group including a plurality of drive transistors forming a current path between the power supply terminal of each phase of the slave winding and a command signal for commanding current supply to the current supply terminal; First distribution control means for distributing and controlling the current flowing through the first drive transistor group in accordance with the position signal from the position signal synthesizing means; and the other of the output terminal pair of the voltage conversion means and the stator winding Salary of each phase of A plurality of forming a current path between the terminal
A second group of driving transistors including a driving transistor;
A plurality of driving transistors constituting the first driving transistor group
Operates by detecting the minimum voltage among the operating voltages of the transistor
Operating voltage detection means for outputting a voltage, and the position signal
The operating voltage is set to the reference voltage according to the position signal from the combining means.
To the second drive transistor group so as to match the voltage.
And second distribution control means for controlling distribution of current to be supplied.
The reference voltage is applied to the first driving transistor group.
The two phases of the stator windings are in the phase switching state respectively.
Driving transistor in phase-switching energized state for driving current
Drive with the operating voltage of
Variable setting to be higher than transistor operating voltage
Is done.

【００１９】上記の構成では、第２の駆動トランジスタ
群を構成する複数の駆動トランジスタが直接、直流電源
に接続されている。この場合、スイッチング制御方式の
電圧変換手段を省略でき、第１の駆動トランジスタ群を
構成する複数の駆動トランジスタの電力損失を低減する
ことができる。そして、電力損失が大きい第２の駆動ト
ランジスタ群を構成する複数の駆動トランジスタは外付
けのディスクリートトランジスタで構成し、電力損失が
小さく発熱の少ない第１の駆動トランジスタ群を構成す
る複数個の駆動トランジスタは駆動回路を含む集積回路
内に含めることが容易になる。In the above configuration, the plurality of drive transistors constituting the second drive transistor group are directly connected to the DC power supply. In this case, the voltage conversion means of the switching control method can be omitted, and the power loss of the plurality of drive transistors constituting the first drive transistor group can be reduced. A plurality of drive transistors constituting a second drive transistor group having a large power loss are constituted by external discrete transistors, and a plurality of drive transistors constituting a first drive transistor group having a small power loss and a small heat generation are provided. Can be easily included in an integrated circuit including a drive circuit.

【００２０】この構成において好ましくは、前記基準電
圧は、それぞれ、前記相切換通電状態と前記１相通電状
態との間で連続的に変化し、前記相切換通電状態では２
相に流れる駆動電流が略等しくなる時点を頂点とする三
角波状に変化する。相切換通電状態で高めに切り換える
基準電圧を対称的な三角波状に変化させるので、固定子
巻線の駆動電流の相切換動作をさらに滑らかに行うこと
ができ、ブラシレス直流モータの駆動における振動・騒
音の抑制が促進される。In this configuration, preferably, the reference voltage
The pressure is the phase switching energized state and the one-phase energized state, respectively.
And continuously changes between the two states.
It changes in a triangular waveform with the point at which the drive currents flowing through the phases become substantially equal to each other. Since the reference voltage, which is switched higher in the phase switching energized state, is changed in a symmetrical triangular wave shape, the phase switching operation of the stator coil drive current can be performed more smoothly, and vibration and noise in driving the brushless DC motor. Suppression is promoted.

【００２１】また、前記基準電圧が固定子巻線への電流
供給を指令する指令信号に応じて変化することも好まし
い。固定子巻線への電流供給の大小変化に応じて基準電
圧を変えるので、駆動電流の変化にかかわらず、常に、
電流切換が滑らかに行われ、駆動電流の波形歪みを発生
しない状態でモータを駆動することができる。したがっ
て、電力効率に優れ、かつ、振動・騒音が少ないブラシ
レス直流モータを提供することができる。Preferably, the reference voltage changes according to a command signal for commanding a current supply to the stator winding. Since the reference voltage is changed according to the change in the current supply to the stator winding, regardless of the drive current,
The current can be smoothly switched, and the motor can be driven in a state where no waveform distortion of the drive current occurs. Therefore, it is possible to provide a brushless DC motor having excellent power efficiency and low vibration and noise.

【００２２】さらに、前記位置信号合成手段が、前記複
数のホール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅
器と、前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成す
る複数の減算回路とから構成され、前記基準電圧信号
が、前記位置信号合成手段が出力する複数相の位置信号
と前記バッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号と
から生成されることも好ましい。これにより、簡単な回
路構成で基準電圧信号を発生することができる。Further, the position signal synthesizing means includes a plurality of buffer amplifiers for amplifying respective outputs of the plurality of Hall elements, and a plurality of subtraction circuits for generating a difference between respective outputs of the plurality of buffer amplifiers. Preferably, the reference voltage signal is generated from a multi-phase position signal output by the position signal synthesizing means and a shaped signal obtained by shaping the output of the buffer amplifier. Thereby, the reference voltage signal can be generated with a simple circuit configuration.

【００２３】[0023]

【発明の実施の形態】以下、本発明によるブラシレス直
流モータの具体的な実施形態について、図面を参照しな
がら説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, a specific embodiment of a brushless DC motor according to the present invention will be described with reference to the drawings.

【００２４】図１に本発明の実施形態によるブラシレス
直流モータの回路構成を示す。図１において、２７は複
数の磁極を有する永久磁石の回転子、１１，１２，１３
は回転子２７との間に所定の空隙ができるように設けら
れた固定子巻線、５ａは第１の駆動トランジスタ群、５
ｂは第２の駆動トランジスタ群、２０は直流電源、４は
直流電源２０から可変出力の直流電圧を得るスイッチン
グ制御方式の電圧変換回路である。FIG. 1 shows a circuit configuration of a brushless DC motor according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 27 denotes a permanent magnet rotor having a plurality of magnetic poles;
Is a stator winding provided so as to form a predetermined gap with the rotor 27;
b denotes a second drive transistor group, 20 denotes a DC power supply, and 4 denotes a switching control type voltage conversion circuit for obtaining a variable output DC voltage from the DC power supply 20.

【００２５】第１の駆動トランジスタ群５ａは３個のＮ
ＰＮ型の駆動トランジスタ２１，２２，２３からなり、
各駆動トランジスタ２１，２２，２３はそれぞれ固定子
巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃと電圧
変換回路４の負極側端子（ＧＮＤ）との間の電流路に介
装されている。また第２の駆動トランジスタ群５ｂは３
個のＰＮＰ型の駆動トランジスタ２４，２５，２６から
なり、各駆動トランジスタ２４，２５，２６はそれぞれ
電圧変換回路４の正極側端子と固定子巻線１１，１２，
１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃとの間の電流路に介装さ
れている。The first driving transistor group 5a includes three N
PN-type drive transistors 21, 22, 23,
Each of the drive transistors 21, 22, 23 is interposed in a current path between the current supply terminals A, B, C of the stator windings 11, 12, 13 and the negative terminal (GND) of the voltage conversion circuit 4, respectively. ing. Also, the second driving transistor group 5b has 3
PNP-type drive transistors 24, 25, and 26. Each drive transistor 24, 25, and 26 includes a positive terminal of the voltage conversion circuit 4 and stator windings 11, 12, and
13 are provided in the current path between the current supply terminals A, B, and C.

【００２６】図１左端に位置する１，２，３は回転子２
７との間に所定の空隙ができるように配置された３個の
ホール素子である。３０は３個のホール素子１，２，３
の直流電源、３１，３２，３３はバッファ増幅器であ
り、各ホール素子１，２，３の差動出力に比例した出力
Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力する。４１，４２，４３は減算
回路である。1, 2 and 3 located at the left end of FIG.
7 are three Hall elements arranged so as to form a predetermined gap. Reference numeral 30 denotes three Hall elements 1, 2, 3,
, DC power supplies 31, 32 and 33 are buffer amplifiers, which output outputs H1, H2 and H3 proportional to the differential outputs of the Hall elements 1, 2 and 3, respectively. 41, 42 and 43 are subtraction circuits.

【００２７】減算回路４１は、バッファ増幅器３１の出
力Ｈ１とバッファ増幅器３３の出力Ｈ３とを入力し、こ
れらの差（Ｈ１−Ｈ３）に比例する電流Ｉｐ１を出力す
る。減算回路４２は、バッファ増幅器３２の出力Ｈ２と
バッファ増幅器３１の出力Ｈ１とを入力し、これらの差
（Ｈ２−Ｈ１）に比例する電流Ｉｐ２を出力する。減算
回路４３は、バッファ増幅器３３の出力Ｈ３とバッファ
増幅器３２の出力Ｈ２とを入力し、これらの差（Ｈ３−
Ｈ２）に比例する電流Ｉｐ３を出力する。各出力電流Ｉ
ｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３は３相の位置信号となる。バッフ
ァ増幅器３１，３２，３３と減算回路４１，４２，４３
とで位置信号合成回路４０が構成されている。The subtraction circuit 41 receives the output H1 of the buffer amplifier 31 and the output H3 of the buffer amplifier 33, and outputs a current Ip1 proportional to the difference (H1-H3). The subtraction circuit 42 receives the output H2 of the buffer amplifier 32 and the output H1 of the buffer amplifier 31, and outputs a current Ip2 proportional to the difference (H2−H1). The subtraction circuit 43 receives the output H3 of the buffer amplifier 33 and the output H2 of the buffer amplifier 32, and calculates the difference (H3-
A current Ip3 proportional to H2) is output. Each output current I
p1, Ip2, and Ip3 are three-phase position signals. Buffer amplifiers 31, 32, 33 and subtraction circuits 41, 42, 43
These form the position signal synthesis circuit 40.

【００２８】減算回路４１，４２，４３は、それぞれ３
つの出力電流が得られるように構成されている。つま
り、電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３、これらの電流信
号と同極性の電流信号Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’、
及び、極性を反転した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉ
ｐ３”の３種類の出力電流が得られる。Each of the subtraction circuits 41, 42 and 43 has 3
It is configured to obtain two output currents. That is, the current signals Ip1, Ip2, Ip3, the current signals Ip1 ', Ip2', Ip3 'having the same polarity as these current signals,
And current signals Ip1 ″, Ip2 ″, I
Three types of output currents of p3 ″ are obtained.

【００２９】そのうち、電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ
３は３相の位置信号に相当し、ダイオード５４，５５，
５６により負極性側のみが取り出されて電流ｇ，ｉ，ｅ
となり、第１の分配回路６ａに入力される。また、分岐
した出力電流Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３は、ダイオード５
１，５２，５３により正極性側のみが取り出されて電流
ｄ，ｆ，ｈとなり、第２の分配回路６ｂに入力される。The current signals Ip1, Ip2, Ip
3 corresponds to a three-phase position signal, and diodes 54, 55,
56, only the negative side is taken out and currents g, i, e
And input to the first distribution circuit 6a. The branched output currents Ip1, Ip2, Ip3 are
Only the positive polarity side is taken out by 1, 52 and 53 to become currents d, f and h, which are input to the second distribution circuit 6b.

【００３０】駆動トランジスタ２１，２２，２３の各ベ
ースには、第１の分配回路６ａによって形成された３相
の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’がそれぞれ供給され、駆動
トランジスタ２１，２２，２３の通電を制御する。同様
に、駆動トランジスタ２４，２５，２６の各ベースに
は、第２の分配回路６ｂによって形成された３相の電流
信号ｄ’，ｆ’，ｈ’がそれぞれ供給され、駆動トラン
ジスタ２４，２５，２６の通電を制御する。ＮＰＮ型ト
ランジスタ２１，２２，２３のベースには流し込む方向
の電流が加えられ、ＰＮＰ型トランジスタ２４，２５，
２６のベースには引き出す方向の電流が加えられる。The bases of the driving transistors 21, 22, 23 are supplied with three-phase current signals g ', i', e 'formed by the first distribution circuit 6a, respectively. 23 is controlled. Similarly, three-phase current signals d ', f', and h 'formed by the second distribution circuit 6b are supplied to the bases of the driving transistors 24, 25, and 26, respectively. 26 is controlled. A current in a flowing direction is applied to the bases of the NPN transistors 21, 22, 23, and the PNP transistors 24, 25,
An electric current in a drawing direction is applied to the base 26.

【００３１】図１中、５７は電流検出抵抗であり、３相
の固定子巻線１１,１２,１３に通電される電流を電圧に
変換する。３６は第１の比較制御回路であり、指令端子
５０に入力される指令信号と電流検出抵抗５７に得られ
た電圧とを比較する。その結果得られた制御信号ＣＬは
第１の分配回路６ａに与えられ、入力された位置信号
ｇ，ｉ，ｅの大きさを制御して電流信号ｇ’，ｉ’，
ｅ’を生成する。これらの電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’が
駆動トランジスタ２１，２２，２３の動作を制御するこ
とにより、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給さ
れる電流の大きさが制御される。In FIG. 1, reference numeral 57 denotes a current detection resistor, which converts a current supplied to the three-phase stator windings 11, 12, 13 into a voltage. A first comparison control circuit 36 compares a command signal input to the command terminal 50 with a voltage obtained by the current detection resistor 57. The control signal CL obtained as a result is supplied to the first distribution circuit 6a, and controls the magnitudes of the input position signals g, i, e to control the current signals g ', i',
Generate e '. The current signals g ′, i ′, and e ′ control the operation of the drive transistors 21, 22, and 23 to control the magnitude of the current supplied to the three-phase stator windings 11, 12, and 13. Is done.

【００３２】図１において、７は第１の駆動トランジス
タ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，２３
の最小動作電圧Ｌを検出する第１の動作電圧検出回路、
９は第２の比較制御回路３４に基準電圧を供給する第１
の基準電圧発生回路、３７はバッファ増幅器３１，３
２，３３の各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を波形整形し、整形
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する整形回路である。In FIG. 1, reference numeral 7 denotes drive transistors 21, 22, 23 constituting the first drive transistor group 5a.
A first operating voltage detection circuit for detecting the minimum operating voltage L of
9 is a first circuit for supplying a reference voltage to the second comparison control circuit 34;
The reference voltage generation circuit 37 has buffer amplifiers 31 and 3
This is a shaping circuit for shaping the waveforms of the outputs H1, H2, and H3 of the H.2, 33 and outputting shaping signals D1, D2, and D3.

【００３３】第１の基準電圧発生回路９は、減算回路４
１，４２，４３のそれぞれ３つの出力電流のうちのそれ
ぞれ１つずつの出力電流と整形回路３７の整形信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３とから基準電圧信号Ｅ１を形成する。第
２の比較制御回路３４は、第１の基準電圧発生回路９が
発生する第１の基準電圧信号Ｅ１と第１の動作電圧検出
回路７が出力する最小動作電圧Ｌとを比較する。その結
果得られた制御信号ＣＵは第２の分配回路６ｂに与えら
れ、入力された位置信号ｄ，ｆ，ｈの大きさを制御して
電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’を生成する。これらの電流信
号ｄ’，ｆ’，ｈ’が駆動トランジスタ２４，２５，２
６の動作を制御することにより、３相の固定子巻線１
１，１２，１３に供給される電流の大きさが制御され
る。The first reference voltage generation circuit 9 includes a subtraction circuit 4
1, 42, and 43, and the shaping signal D of the shaping circuit 37.
1, D2 and D3 to form a reference voltage signal E1. The second comparison control circuit 34 compares the first reference voltage signal E1 generated by the first reference voltage generation circuit 9 with the minimum operation voltage L output by the first operation voltage detection circuit 7. The control signal CU obtained as a result is supplied to the second distribution circuit 6b, and controls the magnitudes of the input position signals d, f, h to generate current signals d ', f', h '. These current signals d ', f', h 'are supplied to the drive transistors 24, 25, 2
6 to control the three-phase stator winding 1.
The magnitude of the current supplied to 1, 12, 13 is controlled.

【００３４】図１中、８は第２の駆動トランジスタ群５
ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６の最小
動作電圧Ｕを検出する第２の動作電圧検出回路であり、
１０は電圧変換回路４に対する電圧制御回路３５に第２
の基準電圧信号Ｅ２を供給する第２の基準電圧発生回路
である。第２の基準電圧発生回路１０は、減算回路４
１，４２，４３のそれぞれ３つの出力電流のうちのそれ
ぞれ１つずつの出力電流と整形回路３７の整形信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３とから基準電圧信号Ｅ２を形成する。In FIG. 1, reference numeral 8 denotes a second drive transistor group 5
b is a second operating voltage detection circuit that detects the minimum operating voltage U of the driving transistors 24, 25, and 26 that constitutes b.
Reference numeral 10 denotes a second voltage control circuit 35 for the voltage conversion circuit 4.
Is a second reference voltage generating circuit that supplies the reference voltage signal E2 of FIG. The second reference voltage generation circuit 10 includes a subtraction circuit 4
1, 42, and 43, and the shaping signal D of the shaping circuit 37.
1, D2 and D3 to form a reference voltage signal E2.

【００３５】電圧制御回路３５は第２の基準電圧発生回
路１０が発生する基準電圧信号Ｅ２と第２の動作電圧検
出回路８に得られた最小動作電圧Ｕとを比較し、制御信
号ＣＳを電圧変換回路４に出力する。電圧変換回路４
は、直流電源２０の正極端子から固定子巻線１１，１
２，１３に至る給電路に直列に挿入され、電圧制御回路
３５の制御信号ＣＳに応じて電圧変換回路４の出力電圧
ＶＭを制御するように構成されている。The voltage control circuit 35 compares the reference voltage signal E2 generated by the second reference voltage generation circuit 10 with the minimum operation voltage U obtained by the second operation voltage detection circuit 8, and outputs the control signal CS as a voltage. Output to the conversion circuit 4. Voltage conversion circuit 4
Are connected from the positive terminal of the DC power supply 20 to the stator windings 11, 1
It is inserted in series in the power supply paths leading to 2 and 13, and is configured to control the output voltage VM of the voltage conversion circuit 4 according to the control signal CS of the voltage control circuit 35.

【００３６】電圧変換回路４は、直流電源２０の正極端
子から固定子巻線１１，１２，１３に至る給電路に直列
に挿入された給電制御用スイッチングトランジスタ１０
１と、電圧制御回路３５からの制御信号ＣＳに基づいて
スイッチングトランジスタ１０１をオン・オフ制御する
スイッチング制御回路１００と、環流ダイオード１０５
と、インダクタンスコイル１０６と、平滑コンデンサ１
０７によって構成されている。The voltage conversion circuit 4 includes a power supply control switching transistor 10 inserted in series in a power supply path from the positive terminal of the DC power supply 20 to the stator windings 11, 12, and 13.
1, a switching control circuit 100 for controlling the switching transistor 101 to turn on and off based on a control signal CS from the voltage control circuit 35, and a free-wheeling diode 105.
, The inductance coil 106 and the smoothing capacitor 1
07.

【００３７】電圧制御回路３５には、第２の動作電圧検
出回路８により得られた最小動作電圧Ｕに応じた制御信
号ＣＳを生成する。スイッチング制御回路１００はこの
制御信号ＣＳに対応したパルス信号によってスイッチン
グトランジスタ１０１をオン・オフ制御する。これによ
って、電圧変換回路４は直流電源２０の電圧ＶＳを出力
電圧ＶＭに変換して出力し、第２の駆動トランジスタ群
５ｂに供給する。なお、スイッチング制御回路１００
は、例えば２００ｋＨｚの三角波電圧信号を発生する三
角波発生回路と、電圧制御回路３５の制御信号ＣＳを三
角波電圧信号と比較するコンパレータなどの周知の回路
を用いて構成することもできる。The voltage control circuit 35 generates a control signal CS corresponding to the minimum operation voltage U obtained by the second operation voltage detection circuit 8. The switching control circuit 100 controls on / off of the switching transistor 101 by a pulse signal corresponding to the control signal CS. As a result, the voltage conversion circuit 4 converts the voltage VS of the DC power supply 20 into an output voltage VM and outputs it, and supplies the output voltage VM to the second drive transistor group 5b. The switching control circuit 100
May be configured using a known circuit such as a triangular wave generating circuit that generates a triangular wave voltage signal of 200 kHz and a comparator that compares the control signal CS of the voltage control circuit 35 with the triangular wave voltage signal.

【００３８】つぎに、図１における第１の動作電圧検出
回路７の具体的な回路例を図３に示す。図３において、
８１から８４はダイオードであり、それぞれのアノード
端子が共通接続され、ダイオード８１，８２，８３のカ
ソード端子はそれぞれ３相の固定子巻線１１，１２，１
３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている。８５は
抵抗であり、その一端は接地され、他端にダイオード８
４のカソード端子が接続されている。８６は定電流源で
あり、ダイオード８１〜８４のアノード共通端子に一定
電流を供給している。８７はこの第１の動作電圧検出回
路７の出力端子である。電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続
されている３個のダイオード８１，８２，８３のうちカ
ソード電位の最も低いダイオードがオンになると、ダイ
オードのアノード共通端子の電位はオン状態のダイオー
ドの順方向電圧分だけカソード電位より高くなる。定電
流源回路８６の出力電流はダイオード８４を介して抵抗
８５にも供給される。したがって、抵抗８５にはアノー
ド共通端子の電位よりダイオードの順方向電圧分だけ下
降した電圧が発生する。したがって、３相の固定子巻線
１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち最小
の電圧である最小動作電圧Ｌが第１の動作電圧検出回路
７の出力端子８７から出力される。Next, a specific circuit example of the first operating voltage detection circuit 7 in FIG. 1 is shown in FIG. In FIG.
Diodes 81 to 84 have their anode terminals connected in common, and the cathode terminals of the diodes 81, 82, and 83 have three-phase stator windings 11, 12, 1 respectively.
3 are connected to the three current feed terminals A, B, and C. 85 is a resistor, one end of which is grounded and the other end of which is a diode 8
4 are connected to the cathode terminal. A constant current source 86 supplies a constant current to the anode common terminals of the diodes 81 to 84. 87 is an output terminal of the first operating voltage detection circuit 7. When the diode having the lowest cathode potential among the three diodes 81, 82, and 83 connected to the current supply terminals A, B, and C is turned on, the potential of the anode common terminal of the diode is changed to the forward direction of the diode in the on state. It becomes higher than the cathode potential by the voltage. The output current of the constant current source circuit 86 is also supplied to the resistor 85 via the diode 84. Therefore, a voltage lower than the potential of the anode common terminal by the forward voltage of the diode is generated in the resistor 85. Therefore, the minimum operating voltage L, which is the minimum voltage among the current feeding terminals A, B, and C of the three-phase stator windings 11, 12, and 13, is output from the output terminal 87 of the first operating voltage detection circuit 7. You.

【００３９】つぎに、図１における第２の動作電圧検出
回路８の具体的な回路例を図４に示す。図４において、
９１，９２，９３はダイオードであり、それぞれのカソ
ード端子が共通接続されている。ダイオード９１，９
２，９３のアノード端子はそれぞれ３相の固定子巻線１
１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されて
いる。９４はＰＮＰ型のトランジスタであり、エミッタ
は抵抗９６を介してスイッチング制御方式の電圧変換回
路４の出力電圧ＶＭに接続され、コレクタは抵抗９５を
介して接地されている。Next, FIG. 4 shows a specific circuit example of the second operating voltage detection circuit 8 in FIG. In FIG.
Diodes 91, 92 and 93 have their cathode terminals connected in common. Diodes 91 and 9
Anode terminals 2 and 93 each have a three-phase stator winding 1
1, 12, and 13 are connected to current supply terminals A, B, and C, respectively. Reference numeral 94 denotes a PNP transistor. The emitter is connected to the output voltage VM of the switching control type voltage conversion circuit 4 via a resistor 96, and the collector is grounded via a resistor 95.

【００４０】トランジスタ９４のベースはダイオード９
１，９２，９３の共通接続されたカソード端子に接続さ
れている。９７は定電流源回路であり、ダイオード９
１，９２，９３のカソード共通端子とトランジスタ９４
のベースから一定電流を引き出している。９８はこの第
２の動作電圧検出回路８の出力端子である。The base of the transistor 94 is a diode 9
1, 92 and 93 are connected to the commonly connected cathode terminals. 97 is a constant current source circuit,
1, 92, 93 and a transistor 94
A constant current is drawn from the base. Reference numeral 98 denotes an output terminal of the second operating voltage detection circuit 8.

【００４１】電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている
３個のダイオード９１，９２，９３のうち、アノード電
位の最も高いダイオードだけがオンになると、ダイオー
ドのカソード共通端子の電位はオン状態のダイオードの
順方向電圧分だけアノード電位より低くなる。トランジ
スタ９４のベースはダイオード９１，９２，９３のカソ
ード共通端子に接続され、トランジスタ９４のエミッタ
・ベース間の電圧はオン状態のダイオード順方向電圧に
ほぼ等しいので、トランジスタ９４のエミッタ電位ＶＥ
は電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち最も高い電位とほぼ等
しくなる。When only the diode having the highest anode potential among the three diodes 91, 92 and 93 connected to the current supply terminals A, B and C is turned on, the potential of the cathode common terminal of the diode is turned on. Becomes lower than the anode potential by the forward voltage of the diode. The base of the transistor 94 is connected to the common cathode terminal of the diodes 91, 92 and 93. Since the voltage between the emitter and the base of the transistor 94 is substantially equal to the diode forward voltage in the ON state, the emitter potential VE of the transistor 94 is obtained.
Becomes almost equal to the highest potential among the current supply terminals A, B, and C.

【００４２】抵抗９６の一端は電圧変換回路４の出力電
位ＶＭに接続されているので、抵抗９６には電位差（Ｖ
Ｍ−ＶＥ）に応じた電流が流れ、この電流とほぼ等しい
電流がトランジスタ９４のコレクタに流れる。したがっ
て、抵抗９５と抵抗９６の抵抗値を等しく選べば抵抗９
５の両端には、抵抗９６の両端と同じ（ＶＭ−ＶＥ）の
電位差を発生する。したがって、電圧変換回路４の出力
電圧ＶＭと３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給
電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうちの最も高い電位ＶＥとの差（Ｖ
Ｍ−ＶＥ）、すなわち電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち電
圧変換回路４の出力電圧ＶＭとの差が最も小さい最小動
作電圧Ｕが第２の動作電圧検出回路８の出力端子９８か
ら出力される。Since one end of the resistor 96 is connected to the output potential VM of the voltage conversion circuit 4, the potential difference (V
M-VE), and a current substantially equal to this current flows through the collector of the transistor 94. Therefore, if the resistance values of the resistor 95 and the resistor 96 are selected to be equal, the resistor 9
5 generate the same potential difference (VM−VE) as both ends of the resistor 96. Therefore, the difference between the output voltage VM of the voltage conversion circuit 4 and the highest potential VE among the current supply terminals A, B, and C of the three-phase stator windings 11, 12, 13 (V
M-VE), that is, the minimum operating voltage U having the smallest difference from the output voltage VM of the voltage conversion circuit 4 among the current supply terminals A, B, and C is output from the output terminal 98 of the second operating voltage detection circuit 8. You.

【００４３】図１において、第１の分配回路６ａは１種
の乗算器で構成されており、入力された位置信号ｇ，
ｉ，ｅを第１の比較制御回路３６の制御信号ＣＬに応じ
て大きさを変化させた電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’を出力
する。これらの３相の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’は、第
１の駆動トランジスタ群５ａを構成する駆動トランジス
タ２１，２２，２３の各ベースに与えられ、駆動トラン
ジスタ２１，２２，２３の通電を制御する。第１の比較
制御回路３６は指令端子５０に入力される指令信号と電
流検出抵抗５７に得られた電圧とを比較し、得られた制
御信号ＣＬを第１の分配回路６ａに与える。このように
して、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給される
電流の大きさは、指令端子５０に入力される指令信号に
応じて制御される。In FIG. 1, the first distribution circuit 6a is composed of one type of multiplier, and inputs the position signals g,
It outputs current signals g ′, i ′, and e ′ in which i and e are changed in magnitude according to the control signal CL of the first comparison control circuit 36. These three-phase current signals g ′, i ′, and e ′ are applied to the bases of the drive transistors 21, 22, and 23 that form the first drive transistor group 5 a, and are supplied to the drive transistors 21, 22, and 23. Control. The first comparison control circuit 36 compares the command signal input to the command terminal 50 with the voltage obtained at the current detection resistor 57, and supplies the obtained control signal CL to the first distribution circuit 6a. Thus, the magnitude of the current supplied to the three-phase stator windings 11, 12, 13 is controlled in accordance with the command signal input to the command terminal 50.

【００４４】図１において第２の分配回路６ｂも一種の
乗算器で構成されている。第２の分配回路６ｂに入力さ
れた位置信号ｄ，ｆ，ｈは、第２の比較制御回路３４の
出力である制御信号ＣＵに応じて大きさが変えられ、電
流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’が出力される。３相の電流信号
ｄ’，ｆ’，ｈ’は、第２の駆動トランジスタ群５ｂを
構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６の各ベース
に与えられ、駆動トランジスタ２４，２５，２６の通電
を制御する。In FIG. 1, the second distribution circuit 6b is also formed of a kind of multiplier. The magnitudes of the position signals d, f, and h input to the second distribution circuit 6b are changed in accordance with the control signal CU output from the second comparison control circuit 34, and the current signals d ', f', h ′ is output. The three-phase current signals d ', f', h 'are applied to the bases of the driving transistors 24, 25, 26 constituting the second driving transistor group 5b, and control the energization of the driving transistors 24, 25, 26. I do.

【００４５】第２の比較制御回路３４は第１の基準電圧
発生回路９が発生する基準電圧信号Ｅ１と第１の動作電
圧検出回路７により得られた最小動作電圧Ｌとを比較
し、その結果である制御信号ＣＵを第２の分配回路６ｂ
に出力する。第２の分配回路６ｂが出力する電流信号
ｄ’，ｆ’，ｈ’は駆動トランジスタ２４，２５，２６
のベースに入力され、第２の駆動トランジスタ群５ｂの
出力電流を制御する。この結果、３相の固定子巻線１
１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの最小電圧が
基準電圧信号Ｅ１に等しくなるように制御される。The second comparison control circuit 34 compares the reference voltage signal E1 generated by the first reference voltage generation circuit 9 with the minimum operation voltage L obtained by the first operation voltage detection circuit 7, and as a result, Is transmitted to the second distribution circuit 6b.
Output to The current signals d ′, f ′, h ′ output from the second distribution circuit 6b are applied to the drive transistors 24, 25, 26
To control the output current of the second drive transistor group 5b. As a result, the three-phase stator winding 1
Control is performed so that the minimum voltages of the current supply terminals A, B, and C of the power supply terminals 1, 12, and 13 are equal to the reference voltage signal E1.

【００４６】同様にして、電圧制御回路３５は、第２の
基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧信号Ｅ２と第
２の動作電圧検出回路８で得られた最小動作電圧Ｕとを
比較し、その結果である制御信号ＣＳを電圧変換回路４
のスイッチング制御回路１００に出力する。スイッチン
グ制御回路１００はスイッチングトランジスタ１０１を
制御して直流電源２０の出力電圧ＶＳを調整し、出力電
圧ＶＭとして第２の駆動トランジスタ群５ｂに出力す
る。したがって、出力電圧ＶＭと３相の固定子巻線１
１,１２,１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧差が第２
の基準電圧信号Ｅ２に等しくなるように制御される。す
なわち、第２のトランジスタ群５ｂを構成する駆動トラ
ンジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の最
小動作電圧が基準電圧信号Ｅ２に等しくなるように制御
される。Similarly, the voltage control circuit 35 compares the reference voltage signal E2 generated by the second reference voltage generation circuit 10 with the minimum operation voltage U obtained by the second operation voltage detection circuit 8, The resulting control signal CS is supplied to the voltage conversion circuit 4
To the switching control circuit 100 of FIG. The switching control circuit 100 controls the switching transistor 101 to adjust the output voltage VS of the DC power supply 20, and outputs the output voltage VM to the second drive transistor group 5b. Therefore, the output voltage VM and the three-phase stator winding 1
The voltage difference between the current supply terminals A, B, C of 1, 12, 13 is the second
Is controlled to be equal to the reference voltage signal E2. That is, control is performed so that the minimum operating voltage between the emitter and the collector of the driving transistors 24, 25, and 26 constituting the second transistor group 5b becomes equal to the reference voltage signal E2.

【００４７】図２は、上述のようなブラシレスモータが
定常回転状態にあるときの位置信号合成回路４０の動作
に関する各部の信号波形を示している。図２において、
（１）は固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起
電力波形ａ，ｂ，ｃを示し、（２）はホール素子１，
２，３の差動出力をバッファ増幅器３１，３２，３３で
増幅した後の出力波形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を示す。出力波
形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３はそれぞれ１２０度ずつ位相がずれ
ている。また、出力波形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は、それぞれ
の逆起電力波形ａ，ｂ，ｃに対して位相が３０度ずつ進
んでいる。FIG. 2 shows signal waveforms of various parts relating to the operation of the position signal synthesizing circuit 40 when the above-described brushless motor is in a steady rotation state. In FIG.
(1) shows the back electromotive force waveforms a, b, and c induced in the stator windings 11, 12, and 13, and (2) shows the Hall elements 1 and 2.
The output waveforms H1, H2, and H3 after the differential outputs of a few are amplified by the buffer amplifiers 31, 32, and 33 are shown. The output waveforms H1, H2, and H3 are out of phase by 120 degrees. The output waveforms H1, H2, and H3 are advanced by 30 degrees with respect to the respective back electromotive force waveforms a, b, and c.

【００４８】図２において、（３）は減算回路４１，４
２，４３の出力電流波形Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３であ
り、３相の位置信号となる。（４）は減算回路４１，４
２，４３の出力電流Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’の負
極性側をダイオード５１，５２，５３でカットした電流
波形ｄ，ｆ，ｈを示し、（５）は出力電流Ｉｐ１，Ｉｐ
２，Ｉｐ３の極性を反転した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ
２”，Ｉｐ３”の正極性側ををダイオード５４，５５，
５６でカットした電流波形ｇ，ｉ，ｅを示す。（６），
（７），（８）は、バッファ増幅器３１，３２，３３の
出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を波形整形した整形信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３をそれぞれ示す。整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の
立ち上がりエッジはバッファ増幅器３１，３２，３３の
各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の立ち上がり側のゼロクロス点
に対応し、整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の立ち下がりエッ
ジは各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の立ち下がり側のゼロクロ
ス点に対応している。In FIG. 2, (3) shows subtraction circuits 41 and 4
2, 43 output current waveforms Ip1, Ip2, Ip3, which are three-phase position signals. (4) is subtraction circuits 41 and 4
The current waveforms d, f, and h are obtained by cutting the negative polarity sides of the output currents Ip1 ', Ip2', and Ip3 'of the output currents Ip1, Ip2, and Ip3' with diodes 51, 52, and 53, respectively.
Current signals Ip1 ″, Ip obtained by inverting the polarities of Ip2 and Ip3.
The positive side of 2 ″, Ip3 ″ is connected to diodes 54, 55,
The current waveforms g, i, and e cut at 56 are shown. (6),
(7) and (8) are shaping signals D1 and D3 obtained by shaping the waveforms of the outputs H1, H2 and H3 of the buffer amplifiers 31, 32 and 33.
2 and D3 are shown, respectively. The rising edges of the shaping signals D1, D2, and D3 correspond to the zero-cross points on the rising sides of the outputs H1, H2, and H3 of the buffer amplifiers 31, 32, and 33, and the falling edges of the shaping signals D1, D2, and D3 correspond to the outputs. It corresponds to the zero cross point on the falling side of H1, H2, and H3.

【００４９】以上のような信号処理により得られた信号
で本発明のブラシレス直流モータを駆動したときの各部
の信号波形を図５に示す。また、比較のために、従来の
ブラシレス直流モータにおける同様の信号波形を図６及
び図７に示す。FIG. 5 shows signal waveforms at various parts when the brushless DC motor of the present invention is driven by signals obtained by the above-described signal processing. For comparison, FIGS. 6 and 7 show similar signal waveforms in a conventional brushless DC motor.

【００５０】図６は、従来のブラシレス直流モータにお
ける次の問題を説明するために用いられる。基準電圧信
号Ｅ１及びＥ２を十分大きく設定したとき、固定子巻線
１１，１２，１３に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは
相切換期間において滑らかに変化する歪みのない台形波
状の電流となる。しかしその反面、駆動トランジスタ２
１，２２，２３及び２４，２５，２６のエミッタ・コレ
クタ間の動作電圧を大きく設定することになるので各駆
動トランジスタでの電力損失が大きくなる。FIG. 6 is used to explain the following problem in the conventional brushless DC motor. When the reference voltage signals E1 and E2 are set sufficiently large, the drive currents Ia, Ib, and Ic flowing through the stator windings 11, 12, and 13 become trapezoidal currents that change smoothly during the phase switching period without distortion. However, on the other hand, the driving transistor 2
Since the operating voltages between the emitters and the collectors of 1, 22, 23 and 24, 25, 26 are set to be large, the power loss in each drive transistor increases.

【００５１】一方、図７は、従来のブラシレス直流モー
タにおける次の問題を説明するために用いられる。電力
損失を抑えるために基準電圧信号Ｅ１及びＥ２を十分小
さい値Ｅ１’，Ｅ２’に設定したときは、駆動トランジ
スタが飽和領域で動作することになり、エミッタ・コレ
クタ間の動作電圧が不足するため、固定子巻線１１，１
２，１３に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが相切換期
間で歪みを生じるようになる。FIG. 7 is used to explain the following problem in the conventional brushless DC motor. When the reference voltage signals E1 and E2 are set to sufficiently small values E1 'and E2' in order to suppress power loss, the driving transistor operates in the saturation region, and the operating voltage between the emitter and the collector becomes insufficient. , Stator windings 11, 1
The drive currents Ia, Ib, Ic flowing through the second and the third 13 cause distortion during the phase switching period.

【００５２】図６は、第１の基準電圧発生回路９が発生
する基準電圧信号Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が
発生する基準電圧信号Ｅ２を十分大きな一定電圧に設定
したときの各部の信号波形を示している。FIG. 6 is a circuit diagram of each part when the reference voltage signal E1 generated by the first reference voltage generation circuit 9 and the reference voltage signal E2 generated by the second reference voltage generation circuit 10 are set to a sufficiently large constant voltage. 3 shows a signal waveform.

【００５３】図６において、ａ，ｂ，ｃは固定子巻線１
１，１２，１３に誘起される逆起電力であり、ＶＡ，Ｖ
Ｂ，ＶＣは３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給
電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形である。また、ｇ’，
ｉ’，ｅ’は第１の分配回路６ａから第１の駆動トラン
ジスタ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，
２３のベースへ流し込まれる台形波状の３相電流信号で
あり、ｄ’，ｆ’，ｈ’は第２の駆動トランジスタ群５
ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６のベー
スから第２の分配回路６ｂへ引き出される台形波状の３
相電流信号である。Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは３相の固定子巻
線１１，１２，１３に通電される台形波状の駆動電流で
ある。In FIG. 6, a, b, and c are stator windings 1
V, V, V
B and VC are voltage waveforms at the current supply terminals A, B, and C of the three-phase stator windings 11, 12, and 13, respectively. Also, g ',
i ′ and e ′ are drive transistors 21, 22, 22 that form the first drive transistor group 5 a from the first distribution circuit 6 a.
23, a trapezoidal three-phase current signal flowing into the base of the second driving transistor group 5 d ′, f ′, h ′
The trapezoidal wave 3 drawn out from the bases of the driving transistors 24, 25 and 26 constituting the second distribution circuit 6b to the second distribution circuit 6b.
This is a phase current signal. Ia, Ib, and Ic are trapezoidal drive currents that are supplied to the three-phase stator windings 11, 12, and 13, respectively.

【００５４】駆動トランジスタ２１，２２，２３及び２
４，２５，２６はそれぞれ電気特性がそろったトランジ
スタを使用するので、基準電圧信号Ｅ１及びＥ２の大き
さを十分大きく設定した場合は、駆動トランジスタ２
１，２２，２３及び２４，２５，２６のエミッタ・コレ
クタ間の動作電圧も十分大きいので、それぞれのトラン
ジスタの電流増幅率（ｈｆｅ）は十分に大きくばらつき
も少ない。したがって、３相の固定子巻線１１，１２，
１３の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、駆動トランジスタ
２１，２２，２３のベースに入力される台形波状の３相
の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’及び駆動トランジスタ２
４，２５，２６のベースに入力される台形波状の３相の
電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’を等しく電流増幅することが
できる。その結果、歪みのない正確な台形波状の駆動電
流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを３相の固定子巻線１１，１２，１
３に供給することができる。Driving transistors 21, 22, 23 and 2
4, 25 and 26 use transistors having the same electrical characteristics. Therefore, when the magnitudes of the reference voltage signals E1 and E2 are set to be sufficiently large, the driving transistor 2
Since the operating voltages between the emitters and collectors of 1, 22, 23 and 24, 25, 26 are also sufficiently large, the current amplification factors (hfe) of the respective transistors are sufficiently large and have little variation. Therefore, the three-phase stator windings 11, 12,
The drive currents Ia, Ib, and Ic of the drive transistor 21 correspond to three-phase trapezoidal wave current signals g ′, i ′, and e ′ input to the bases of the drive transistors 21, 22, and 23.
The trapezoidal three-phase current signals d ', f', and h 'input to the bases of 4, 25, and 26 can be equally amplified. As a result, accurate trapezoidal drive currents Ia, Ib, Ic without distortion are applied to the three-phase stator windings 11, 12, 1
3 can be supplied.

【００５５】図６に示す期間（１）においては、ベース
から引き出される電流信号ｄ’が大きいので駆動トラン
ジスタ２４はオンになる。これに対して、ベースから引
き出される電流信号ｆ’，ｈ’は零であるので駆動トラ
ンジスタ２５，２６はオフとなる。また、ベースに流し
込まれる電流信号ｇ’は零であるので駆動トランジスタ
２１はオフとなる。このように、縦続接続された駆動ト
ランジスタ２４，２１の同時オンが防止される。In the period (1) shown in FIG. 6, the drive transistor 24 is turned on because the current signal d 'drawn from the base is large. On the other hand, since the current signals f 'and h' drawn from the base are zero, the drive transistors 25 and 26 are turned off. Further, since the current signal g ′ flowing into the base is zero, the drive transistor 21 is turned off. In this way, simultaneous ON of the cascaded drive transistors 24 and 21 is prevented.

【００５６】そして、ベースに流し込まれる電流信号
ｉ’が次第に減少する駆動トランジスタ２２のオン抵抗
は次第に増加し、ベースに流し込まれる電流信号ｅ’が
次第に増加する駆動トランジスタ２３のオン抵抗は次第
に減少する、一対の駆動トランジスタ２２，２３の合成
オン抵抗は一定に保たれる。したがって、駆動トランジ
スタ２４から固定子巻線１１に流し込まれた電流Ｉａは
中性点ｏで固定子巻線１２，１３に分流され、固定子巻
線１２には電流Ｉｂが流れ、固定子巻線１３には電流Ｉ
ｃが流れる。固定子巻線１２，１３に流れる駆動電流Ｉ
ｂ，Ｉｃは駆動トランジスタ２２，２３を介して引き出
される。Then, the on-resistance of the driving transistor 22 whose current signal i 'flowing into the base gradually decreases gradually increases, and the on-resistance of the driving transistor 23 whose current signal e' flowing into the base gradually increases gradually decreases. The combined on-resistance of the pair of drive transistors 22 and 23 is kept constant. Therefore, the current Ia flowing from the drive transistor 24 into the stator winding 11 is divided into the stator windings 12 and 13 at the neutral point o, and the current Ib flows through the stator winding 12 and the stator winding 12 13 has a current I
c flows. Drive current I flowing through stator windings 12 and 13
b and Ic are extracted through the driving transistors 22 and 23.

【００５７】図６の期間（１）において、第２の駆動ト
ランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２
４，２５，２６のうち、オンとなっているのは駆動電流
Ｉａを流す駆動トランジスタ２４のみであり、この駆動
トランジスタ２４については１相通電期間Ｔ１となって
いる。また、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する
３個の駆動トランジスタ２１，２２，２３のうち、２つ
の駆動トランジスタ２２，２３がオンとなっていて、駆
動電流Ｉｂ，Ｉｃの相切換が行われているので、これら
の駆動トランジスタ２２，２３については相切換期間Ｔ
２となっている。In the period (1) of FIG. 6, the three drive transistors 2 forming the second drive transistor group 5b
Of the drive transistors 4, 25, and 26, only the drive transistor 24 that flows the drive current Ia is turned on, and the drive transistor 24 is in the one-phase conduction period T1. Further, out of the three drive transistors 21, 22, 23 constituting the first drive transistor group 5a, two drive transistors 22, 23 are turned on, and the phase switching of the drive currents Ib, Ic is performed. Therefore, these drive transistors 22 and 23 are in the phase switching period T
It is 2.

【００５８】また、図６の期間（２）においては、ベー
スから引き出される電流信号ｄ’が次第に減少するので
駆動トランジスタ２４のオン抵抗が次第に増加し、固定
子巻線１１に流し込まれる駆動電流Ｉａは次第に減少す
る。一方、ベースから引き出される電流信号ｆ’が次第
に増加するので駆動トランジスタ２５のオン抵抗が次第
に減少し、固定子巻線１２に流し込まれる駆動電流Ｉｂ
は次第に増加する。二つの駆動電流の合計（Ｉａ＋Ｉ
ｂ）は一定である。固定子巻線１１，１２へ駆動トラン
ジスタ２４，２５を介して流し込まれる駆動電流Ｉａ，
Ｉｂは中性点ｏで合流し、固定子巻線１３には駆動電流
Ｉｃ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）が流れる。この駆動電流Ｉｃは駆
動トランジスタ２３を介して引き出される。In the period (2) of FIG. 6, the current signal d 'drawn from the base gradually decreases, so that the on-resistance of the drive transistor 24 gradually increases, and the drive current Ia flowing into the stator winding 11 is increased. Gradually decreases. On the other hand, since the current signal f ′ drawn from the base gradually increases, the on-resistance of the drive transistor 25 gradually decreases, and the drive current Ib flowing into the stator winding 12 is reduced.
Gradually increases. Sum of two drive currents (Ia + I
b) is constant. Drive currents Ia, which flow into stator windings 11, 12 via drive transistors 24, 25,
Ib joins at the neutral point o, and the drive current Ic (= Ia + Ib) flows through the stator winding 13. This drive current Ic is drawn through the drive transistor 23.

【００５９】期間（２）において、第１の駆動トランジ
スタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２
２，２３のうち、オンとなっているのは駆動電流Ｉｃを
流す駆動トランジスタ２３のみであり、この駆動トラン
ジスタ２３については１相通電期間Ｔ１となっている。
また、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の
駆動トランジスタ２４，２５，２６のうち、２つの駆動
トランジスタ２４，２５がオンとなっていて、駆動電流
Ｉａ，Ｉｂの相切換が行われているので、これらの駆動
トランジスタ２４，２５については相切換期間Ｔ２とな
っている。In the period (2), the three drive transistors 21 and 2 constituting the first drive transistor group 5a
Of the drive transistors 23 and 23, only the drive transistor 23 for supplying the drive current Ic is turned on, and the drive transistor 23 is in the one-phase conduction period T1.
Further, of the three drive transistors 24, 25, and 26 constituting the second drive transistor group 5b, two of the drive transistors 24 and 25 are on, and the phase of the drive currents Ia and Ib is switched. Therefore, these drive transistors 24 and 25 are in the phase switching period T2.

【００６０】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。以上のように、第１の基準電圧
信号Ｅ１と第２の基準電圧信号Ｅ２を十分大きく設定し
た場合は、各駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間
の動作電圧も十分大きくそれぞれの電流増幅率（ｈｆ
ｅ）が十分に大きいので、３相の固定子巻線１１，１
２，１３に対して相切換期間Ｔ２においても切り換えが
滑らかな歪みのない台形波状の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉ
ｃを供給することができる。The same operation is performed in periods other than the periods (1) and (2). As described above, when the first reference voltage signal E1 and the second reference voltage signal E2 are set to be sufficiently large, the operating voltages between the emitter and the collector of each driving transistor are also sufficiently large, and the respective current amplification factors (hf
e) is sufficiently large so that the three-phase stator windings 11, 1
The drive currents Ia, Ib, I of the trapezoidal waveforms with smooth and smooth switching even in the phase switching period T2 for the phase switching periods T2 and I3.
c can be supplied.

【００６１】しかしながら、基準電圧信号Ｅ１と基準電
圧信号Ｅ２の大きさを十分大きく設定し、駆動トランジ
スタ２１，２２，２３及び２４，２５，２６のエミッタ
・コレクタ間の動作電圧を大きく設定した場合、駆動ト
ランジスタでの電力損失が大きくなるという問題があ
る。However, when the magnitudes of the reference voltage signal E1 and the reference voltage signal E2 are set sufficiently large, and the operating voltages between the emitters and collectors of the driving transistors 21, 22, 23 and 24, 25, 26 are set large. There is a problem that power loss in the driving transistor increases.

【００６２】そこで、モータ駆動の電力効率を高めるた
めには、つぎに述べるように、駆動トランジスタ２１，
２２，２３及び２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ
間の動作電圧をできるだけ小さく設定する必要がある。
図７は、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧
信号Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準
電圧信号Ｅ２を十分小さい電圧Ｅ１’，Ｅ２’に設定し
たときの各部の信号波形を示している。Therefore, in order to improve the power efficiency of the motor drive, as will be described below, the drive transistors 21 and
It is necessary to set the operating voltage between the emitters and the collectors of 22, 23 and 24, 25, 26 as small as possible.
FIG. 7 shows each unit when the reference voltage signal E1 generated by the first reference voltage generation circuit 9 and the reference voltage signal E2 generated by the second reference voltage generation circuit 10 are set to sufficiently small voltages E1 'and E2'. 3 shows a signal waveform of the first embodiment.

【００６３】図７において、ａ，ｂ，ｃは固定子巻線１
１，１２，１３に誘起される逆起電力であり、図６と同
一の波形である。ＶＡ，ＶＢ，ＶＣは３相の固定子巻線
１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形
を示し、それぞれの電圧の値は図６に比べて低くなって
いる。Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、第１の基準電圧発生回路９
が発生する基準電圧信号Ｅ１と第２の基準電圧発生回路
１０が発生する基準電圧信号Ｅ２を小さい電圧に設定し
たときの３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給され
るほぼ台形波状の駆動電流である。In FIG. 7, a, b, and c are stator windings 1
This is the back electromotive force induced in 1, 12, and 13 and has the same waveform as in FIG. VA, VB, and VC indicate voltage waveforms at the current supply terminals A, B, and C of the three-phase stator windings 11, 12, and 13, respectively, and the voltage values are lower than those in FIG. Ia, Ib, Ic correspond to the first reference voltage generation circuit 9
, And the reference voltage signal E2 generated by the second reference voltage generation circuit 10 are set to a small voltage, and are substantially trapezoidal waveforms supplied to the three-phase stator windings 11, 12, and 13. Is the driving current.

【００６４】図７に示す期間（１）において、固定子巻
線１１に駆動トランジスタ２４から流し込まれる電流Ｉ
ａは、図６と同様に一定の電流である。一方、固定子巻
線１１に流し込まれた電流Ｉａが中性点ｏで固定子巻線
１２，１３に分流し、固定子巻線１２（電流Ｉｂ）から
固定子巻線１３（電流Ｉｃ）へ電流の相切換が行われる
とき、固定子巻線１２，１３に流れる電流を制御する駆
動トランジスタ２２，２３は、基準電圧信号Ｅ１’の大
きさを十分小さく設定しているため、飽和領域で動作し
ている。したがって、駆動トランジスタ２２，２３の電
流増幅率（ｈｆｅ）は、トランジスタのエミッタ・コレ
クタ間の動作電圧（図７のＶＡ，ＶＢ，ＶＣにほぼ等し
い）に依存する。その結果、固定子巻線１２，１３に流
れる駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは、電流切換が滑らかに行われ
ないことに起因する波形歪みを生ずる。すなわち、駆動
トランジスタ２４についての１相通電期間Ｔ１では駆動
電流Ｉａに歪みは発生しないが、駆動トランジスタ２
２，２３についての相相切換期間Ｔ２においては駆動電
流Ｉｂ，Ｉｃに歪みが発生する。In the period (1) shown in FIG. 7, the current I flowing from the drive transistor 24 into the stator winding 11 is
a is a constant current similarly to FIG. On the other hand, the current Ia flowing into the stator winding 11 is divided into the stator windings 12 and 13 at the neutral point o, from the stator winding 12 (current Ib) to the stator winding 13 (current Ic). When current phase switching is performed, drive transistors 22 and 23 for controlling the current flowing through stator windings 12 and 13 operate in the saturation region because the magnitude of reference voltage signal E1 'is set sufficiently small. are doing. Therefore, the current amplification factor (hfe) of the driving transistors 22 and 23 depends on the operating voltage between the emitter and collector of the transistors (substantially equal to VA, VB and VC in FIG. 7). As a result, the drive currents Ib and Ic flowing through the stator windings 12 and 13 cause waveform distortion due to the current not being smoothly switched. That is, no distortion occurs in the drive current Ia during the one-phase conduction period T1 for the drive transistor 24, but the drive transistor 2
In the phase switching period T2 for the phases 2 and 23, the drive currents Ib and Ic are distorted.

【００６５】同様に、図７に示す期間（２）において、
固定子巻線１１，１２へそれぞれ駆動トランジスタ２
４，２５から流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂの合計
（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定であり、これらの電流Ｉａ，Ｉｂ
は中性点ｏで合流し、固定子巻線１３に電流Ｉｃ（＝Ｉ
ａ＋Ｉｂ）が流れる。この電流Ｉｃは固定子巻線１３か
ら駆動トランジスタ２３を介して引き出される。Similarly, in the period (2) shown in FIG.
Drive transistors 2 are connected to stator windings 11 and 12, respectively.
The sum (Ia + Ib) of the drive currents Ia and Ib flowing from 4, 25 is constant, and these currents Ia and Ib are constant.
Merge at the neutral point o, and the current Ic (= I
a + Ib) flows. This current Ic is drawn from the stator winding 13 via the drive transistor 23.

【００６６】図７の期間（２）では、固定子巻線１３か
ら駆動トランジスタ２３を介して引き出される電流Ｉｃ
は図６と同様に一定の電流波形である。一方、固定子巻
線１１（駆動電流Ｉａ）から固定子巻線１２（駆動電流
Ｉｂ）へ電流の相切換が行われるときは、固定子巻線１
１，１２に流れる電流を制御する駆動トランジスタ２
４，２５のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は、基準電
圧信号Ｅ２’の大きさを十分小さく設定しているため、
駆動トランジスタ２４，２５は、期間（２）においては
トランジスタの飽和領域で動作している。したがって、
駆動トランジスタ２４，２５の電流増幅率（ｈｆｅ）
は、トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧
（図７のＶＭ−ＶＡ，ＶＭ−ＶＢにほぼ等しい）に依存
する。その結果、固定子巻線１１，１２に流れるそれぞ
れの駆動電流Ｉａ，Ｉｂは、電流切換が滑らかに行われ
ず、駆動電流Ｉａ，Ｉｂは波形歪みを発生する。すなわ
ち、駆動トランジスタ２３についての１相通電期間Ｔ１
では駆動電流Ｉｃに歪みは発生しないが、駆動トランジ
スタ２４，２５についての相切換期間Ｔ２においては駆
動電流Ｉａ，Ｉｂに歪みが発生する。In the period (2) of FIG. 7, the current Ic drawn from the stator winding 13 via the drive transistor 23
Is a constant current waveform as in FIG. On the other hand, when the current phase is switched from the stator winding 11 (drive current Ia) to the stator winding 12 (drive current Ib), the stator winding 1
Driving transistor 2 for controlling the current flowing through 1 and 12
The operating voltages between the emitter and the collector of 4, 25 are set sufficiently small in the magnitude of the reference voltage signal E2 '.
The drive transistors 24 and 25 operate in the saturation region of the transistors during the period (2). Therefore,
Current amplification factor (hfe) of drive transistors 24 and 25
Depends on the operating voltage between the emitter and the collector of the transistor (substantially equal to VM-VA and VM-VB in FIG. 7). As a result, the drive currents Ia and Ib flowing through the stator windings 11 and 12 are not smoothly switched, and the drive currents Ia and Ib generate waveform distortion. That is, the one-phase energizing period T1 for the drive transistor 23
However, no distortion occurs in the drive current Ic, but distortion occurs in the drive currents Ia and Ib during the phase switching period T2 for the drive transistors 24 and 25.

【００６７】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。すなわち、電力損失を抑えるた
めに基準電圧信号Ｅ１及び基準電圧信号Ｅ２を十分小さ
く設定したときは、駆動トランジスタが飽和領域で動作
することになり、エミッタ・コレクタ間の動作電圧が不
足するため、固定子巻線１１，１２，１３に流れる駆動
電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが相切換期間Ｔ２において歪みを
生じ、このような状態でモータを駆動すると振動・騒音
を発生する。The same operation is performed in periods other than the periods (1) and (2). That is, when the reference voltage signal E1 and the reference voltage signal E2 are set sufficiently small in order to suppress the power loss, the driving transistor operates in the saturation region, and the operating voltage between the emitter and the collector becomes insufficient. The drive currents Ia, Ib, and Ic flowing through the slave windings 11, 12, and 13 cause distortion during the phase switching period T2, and when the motor is driven in such a state, vibration and noise are generated.

【００６８】このような問題を解決するために、本発明
のブラシレス直流モータでは、図５に示すような各部の
信号波形が得られるように制御する。つまり、第１の基
準電圧発生回路９が発生する基準電圧信号Ｅ１と第２の
基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧信号Ｅ２の大
きさを、固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起
電力ａ，ｂ，ｃのタイミングに同期して連続的に変化さ
せるように構成している。In order to solve such a problem, in the brushless DC motor of the present invention, control is performed so that signal waveforms of various parts as shown in FIG. 5 are obtained. That is, the magnitudes of the reference voltage signal E1 generated by the first reference voltage generation circuit 9 and the reference voltage signal E2 generated by the second reference voltage generation circuit 10 are induced in the stator windings 11, 12, and 13. It is configured to continuously change in synchronization with the timing of the back electromotive forces a, b, and c.

【００６９】図５に示すように、第１の基準電圧発生回
路９が発生する基準電圧信号Ｅ１は、逆起電力ａ，ｂ，
ｃの各信号が正から負へ変化するタイミングから徐々に
増大し、逆起電力ａ，ｂ，ｃのうちの２つが交叉する点
を頂点としてそれ以後は徐々に減少するように変化す
る。一方、第２の基準電圧発生回路１０が発生する第２
の基準電圧信号Ｅ２は、逆に逆起電力ａ，ｂ，ｃの各信
号が正から負へ変化するタイミングから徐々に増大し、
逆起電力ａ，ｂ，ｃのうちの２つが交叉する点を頂点と
してそれ以後は徐々に減少するように変化する。As shown in FIG. 5, the reference voltage signal E1 generated by the first reference voltage generation circuit 9 includes counter electromotive forces a, b,
The signal c gradually increases from the timing when it changes from positive to negative, and changes so as to gradually decrease from the point where two of the back electromotive forces a, b, and c intersect. On the other hand, the second reference voltage generation circuit 10
Conversely, the reference voltage signal E2 gradually increases from the timing when the signals of the back electromotive forces a, b, and c change from positive to negative,
The point at which two of the back electromotive forces a, b, and c intersect is a vertex, and thereafter, the voltage gradually decreases.

【００７０】以下、このような基準電圧信号Ｅ１及びＥ
２を発生させる具体回路とその動作について詳しく説明
する。図８は本発明のブラシレス直流モータにおける第
１の基準電圧発生回路９の一例を示し、図９は定常回転
状態における各部の信号波形を示す。図８において、１
１１，１１２，１１３はダイオードであり、それぞれカ
ソード端子が共通接続され、抵抗１１４の一端に接続さ
れている。抵抗１１４の他端は基準電圧源１１５の低め
に設定された基準電圧Ｅ１’を介して接地されている。
ダイオード１１１，１１２，１１３の各アノード端子
は、スイッチ回路１１６，１１７，１１８の一端と接続
され、スイッチ回路１１６，１１７，１１８の他端は接
地されている。Hereinafter, such reference voltage signals E1 and E1
2 and its operation will be described in detail. FIG. 8 shows an example of the first reference voltage generating circuit 9 in the brushless DC motor according to the present invention, and FIG. 9 shows signal waveforms at various portions in a steady rotation state. In FIG. 8, 1
Reference numerals 11, 112, and 113 denote diodes, each having a cathode terminal commonly connected and connected to one end of a resistor 114. The other end of the resistor 114 is grounded via a lower reference voltage E1 'of the reference voltage source 115.
The anode terminals of the diodes 111, 112, and 113 are connected to one ends of switch circuits 116, 117, and 118, respectively, and the other ends of the switch circuits 116, 117, and 118 are grounded.

【００７１】図８において、１２１，１２２，１２３
は、２入力のアンド回路であり、片方の入力端子には、
整形回路３７で得られた整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３をそ
れぞれのインバータ回路１２４，１２５，１２６で反転
した反転信号が入力されている。２入力アンド回路１２
１，１２２，１２３の他方の入力端子には、それぞれ整
形信号Ｄ３，Ｄ１，Ｄ２が入力されている。In FIG. 8, 121, 122, 123
Is a two-input AND circuit, and one input terminal has
Inverted signals obtained by inverting the shaped signals D1, D2, and D3 obtained by the shaping circuit 37 by respective inverter circuits 124, 125, and 126 are input. 2-input AND circuit 12
Shaping signals D3, D1 and D2 are input to the other input terminals of 1, 122 and 123, respectively.

【００７２】スイッチ回路１１６，１１７，１１８は、
アンド回路１２１，１２２，１２３の出力がＨレベルの
ときに閉じ、Ｌレベルのときに開くように構成されてい
る。そして、ダイオード１１１，１１２，１１３の各ア
ノード端子には、それぞれ減算回路３１，３２，３３が
出力する電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３の極性を反転
した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”が入力され
る。また、１１９は第１の基準電圧発生回路９の出力端
子であり、基準電圧信号Ｅ１が出力される。The switch circuits 116, 117, 118
The outputs are closed when the outputs of the AND circuits 121, 122 and 123 are at H level, and are opened when the outputs are at L level. Then, current signals Ip1 ″, Ip2 ″, Ip3 ″ obtained by inverting the polarities of the current signals Ip1, Ip2, Ip3 output from the subtraction circuits 31, 32, 33 are input to the respective anode terminals of the diodes 111, 112, 113. An output terminal 119 of the first reference voltage generation circuit 9 outputs a reference voltage signal E1.

【００７３】つぎに、図８に示す第１の基準電圧発生回
路９の動作を、回転子２７が定常回転している場合につ
いて、図９の波形図を参照しながら説明する。図９
（１）は、減算回路３１，３２，３３から第１の基準電
圧発生回路９に入力される電流信号波形Ｉｐ１”，Ｉｐ
２”，Ｉｐ３”を示し、図９（２），（３），（４）
は、整形回路３７が出力する整形信号波形Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３を示している。図９（５），（６），（７）は、図
８のアンド回路１２１，１２２，１２３の出力波形（２
入力の論理積）を示す。図９（８）は、第１の基準電圧
発生回路９の出力端子１１９より出力される基準電圧信
号波形Ｅ１を示す。Next, the operation of the first reference voltage generating circuit 9 shown in FIG. 8 will be described with reference to the waveform diagram of FIG. 9 in the case where the rotor 27 is rotating normally. FIG.
(1) shows current signal waveforms Ip1 ″, Ip input from the subtraction circuits 31, 32, 33 to the first reference voltage generation circuit 9.
2 ", Ip3", and FIG. 9 (2), (3), (4)
Are the shaping signal waveforms D1, D2,
D3 is shown. 9 (5), (6) and (7) show output waveforms (2) of the AND circuits 121, 122 and 123 of FIG.
Input logical product). FIG. 9 (8) shows a reference voltage signal waveform E1 output from the output terminal 119 of the first reference voltage generation circuit 9.

【００７４】スイッチ回路１１６，１１７，１１８は、
図９（５），（６），（７）に示す信号で開閉されるの
で、第１の基準電圧発生回路９に入力される電流信号Ｉ
ｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”は、それぞれスイッチ回路
１１６，１１７，１１８が開いているときのみダイオー
ド１１１，１１２，１１３を介して抵抗１１４に流れ
る。その結果、第１の基準電圧発生回路９の出力端子１
１９には、基準電圧源１１５の基準電圧Ｅ１’に、ダイ
オード１１１，１１２，１１３を介して通電される電流
により抵抗１１４で発生する電圧降下分を加算した電圧
が発生し、図９（８）に示すような山形の基準電圧信号
波形Ｅ１が出力される。The switch circuits 116, 117, 118
Since the switch is opened and closed by the signals shown in FIGS. 9 (5), (6) and (7), the current signal I input to the first reference voltage generating circuit 9 is
p1 ", Ip2", and Ip3 "flow through the resistor 114 via the diodes 111, 112, and 113 only when the switch circuits 116, 117, and 118 are open. As a result, the first reference voltage generation circuit 9 Output terminal 1
19, a voltage is generated by adding a voltage drop generated in the resistor 114 by the current supplied through the diodes 111, 112, and 113 to the reference voltage E1 'of the reference voltage source 115, and FIG. A reference voltage signal waveform E1 having a mountain shape as shown in FIG.

【００７５】つぎに、本発明のブラシレス直流モータに
おける第２の基準電圧発生回路１０の一例を図１０に示
す。また、定常回転状態における各部の信号波形を図１
１に示す。Next, an example of the second reference voltage generating circuit 10 in the brushless DC motor of the present invention is shown in FIG. FIG. 1 shows the signal waveform of each part in the steady rotation state.
1 is shown.

【００７６】図１０において、１３１，１３２，１３３
はダイオードであり、それぞれカソード端子が共通接続
され、抵抗１３４の一端に接続されている。抵抗１３４
の他方は基準電圧源１３５の低めに設定された基準電圧
Ｅ２’を介して接地されている。ダイオード１３１，１
３２，１３３の各アノード端子は、スイッチ回路１３
６，１３７，１３８と接続され、スイッチ回路１３６，
１３７，１３８を介して接地されている。１４１，１４
２，１４３は２入力のアンド回路であり、片方の入力端
子には、整形回路３７で得られた整形信号Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３が入力され、他方の入力端子には、整形信号Ｄ３，
Ｄ１，Ｄ２をインバータ回路１４４，１４５，１４６で
反転した反転信号が入力されている。In FIG. 10, 131, 132, 133
Are diodes, each having a cathode terminal commonly connected and connected to one end of the resistor 134. Resistance 134
Is grounded via a reference voltage E2 ′ set lower than the reference voltage source 135. Diode 131, 1
32 and 133 are connected to the switch circuit 13
6, 137, 138 and the switch circuit 136,
137 and 138 are grounded. 141,14
Reference numerals 2 and 143 denote a two-input AND circuit. One of the input terminals is provided with the shaped signals D1, D2 and D2 obtained by the shaping circuit 37.
D3 is input, and the shaping signal D3 is input to the other input terminal.
Inverted signals obtained by inverting D1 and D2 by inverter circuits 144, 145 and 146 are input.

【００７７】スイッチ回路１３６，１３７，１３８は、
アンド回路１４１，１４２，１４３の出力によって開閉
され、出力がＨレベルのときに閉じ、Ｌレベルのときに
開くように構成されている。そして、ダイオード１３
６，１３７，１３８の各アノード端子には、それぞれ減
算回路３１，３２，３３が出力する電流信号Ｉｐ１’，
Ｉｐ２’，Ｉｐ３’が入力される。１３９は第２の基準
電圧発生回路１０の出力端子で、基準電圧信号Ｅ２が出
力される。The switch circuits 136, 137, and 138
The circuits are opened and closed by the outputs of the AND circuits 141, 142, and 143, closed when the output is at the H level, and opened when the output is at the L level. And the diode 13
6, 137, and 138 have current signals Ip1 ',
Ip2 'and Ip3' are input. Reference numeral 139 denotes an output terminal of the second reference voltage generation circuit 10, which outputs a reference voltage signal E2.

【００７８】つぎに、図１０に示す第２の基準電圧発生
回路１０の動作を、回転子２７が定常回転している場合
について、図１１の波形図を参照して説明する。図１１
（１）は、減算回路３１，３２，３３から第２の基準電
圧発生回路１０に入力される電流信号波形Ｉｐ１’，Ｉ
ｐ２’，Ｉｐ３’を示し、図１１（２），（３），
（４）は、整形回路３７が出力する整形信号波形Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３を示す。図１１（５），（６），（７）は、
図１０のアンド回路１４１，１４２，１４３の出力波形
（２入力の論理積）を示す。図１１（８）は、第２の基
準電圧発生回路１０の出力端子１３９より出力される基
準電圧信号波形Ｅ２を示す。スイッチ回路１３６，１３
７，１３８は、図１０（５），（６），（７）に示す信
号で開閉されるので、第２の基準電圧発生回路１０に入
力される電流信号Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’は、そ
れぞれのスイッチ回路１３６，１３７，１３８が開いて
いるときのみダイオード１３１，１３２，１３３を介し
て抵抗１３４に流れる。その結果、第２の基準電圧発生
回路１０の出力端子１３９には、基準電圧源１３５の基
準電圧Ｅ２’に、ダイオード１３１，１３２，１３３を
介して流れる電流により抵抗１３４で発生する電圧降下
分を加算した電圧が発生し、図１１（８）に示すような
山形の基準電圧信号波形Ｅ２が出力される。Next, the operation of the second reference voltage generation circuit 10 shown in FIG. 10 will be described with reference to the waveform diagram of FIG. 11 in the case where the rotor 27 is rotating normally. FIG.
(1) shows the current signal waveforms Ip1 ′, Ip1 input from the subtraction circuits 31, 32, 33 to the second reference voltage generation circuit 10.
11 (2), (3), and p2 'and Ip3'.
(4) is a shaping signal waveform D1, output by the shaping circuit 37.
D2 and D3 are shown. FIGS. 11 (5), (6) and (7)
11 shows output waveforms (logical product of two inputs) of the AND circuits 141, 142, 143 of FIG. FIG. 11 (8) shows a reference voltage signal waveform E2 output from the output terminal 139 of the second reference voltage generation circuit 10. Switch circuits 136, 13
7, 138 are opened and closed by the signals shown in FIGS. 10 (5), (6), (7), so that the current signals Ip1 ′, Ip2 ′, Ip3 ′ inputted to the second reference voltage generating circuit 10 are Only when the respective switch circuits 136, 137 and 138 are open, the current flows to the resistor 134 via the diodes 131, 132 and 133. As a result, the output terminal 139 of the second reference voltage generating circuit 10 supplies the reference voltage E2 'of the reference voltage source 135 with the voltage drop generated by the resistor 134 due to the current flowing through the diodes 131, 132, 133. The added voltage is generated, and a mountain-shaped reference voltage signal waveform E2 as shown in FIG. 11 (8) is output.

【００７９】図９（８）及び図１１（８）より明らかな
ように、第１の基準電圧発生回路９から出力される第１
の基準電圧信号Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０から
出力される第２の基準電圧信号Ｅ２とは位相が１８０度
ずれている。As is clear from FIGS. 9 (8) and 11 (8), the first reference voltage generation circuit 9 outputs the first
The reference voltage signal E1 and the second reference voltage signal E2 output from the second reference voltage generation circuit 10 are 180 degrees out of phase.

【００８０】図５に示す期間（１）においては、図６で
説明したのと同様に、ベースから引き出す電流信号ｄ’
が大きいので駆動トランジスタ２４はオンとなるのに対
して、引き出す電流信号ｆ’，ｈ’は零であるので駆動
トランジスタ２５，２６はオフとなる。また、ベースに
流し込む電流信号ｇ’は零であるので駆動トランジスタ
２１はオフとなり、縦続接続された二つの駆動トランジ
スタ２４，２１の同時オンを防止する。そして、ベース
に流し込む電流信号ｉ’が次第に減少する駆動トランジ
スタ２２のオン抵抗は次第に増加し、流し込む電流信号
ｅ’が次第に増加する駆動トランジスタ２３のオン抵抗
は次第に減少し、二つの駆動トランジスタ２２，２３の
総合オン抵抗は一定に保たれる。したがって、固定子巻
線１１には駆動トランジスタ２４より駆動電流Ｉａが流
し込まれ、この駆動電流Ｉａは中性点ｏで固定子巻線１
２，１３に分流される。そして、固定子巻線１２には駆
動電流Ｉｂが流れ、固定子巻線１３には駆動電流Ｉｃが
流れる。これらの駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは駆動トランジス
タ２２，２３を介して引き出される。In the period (1) shown in FIG. 5, the current signal d 'drawn from the base is the same as described with reference to FIG.
Is large, the driving transistor 24 is turned on. On the other hand, the current signals f ′ and h ′ to be extracted are zero, and the driving transistors 25 and 26 are turned off. Further, since the current signal g 'flowing into the base is zero, the drive transistor 21 is turned off, thereby preventing the two cascade-connected drive transistors 24 and 21 from being simultaneously turned on. Then, the on-resistance of the driving transistor 22 in which the current signal i 'flowing into the base gradually decreases gradually increases, and the on-resistance of the driving transistor 23 in which the current signal e' flowing gradually increases gradually decreases. 23 is kept constant. Accordingly, a driving current Ia is supplied to the stator winding 11 from the driving transistor 24, and the driving current Ia is supplied to the stator winding 1 at the neutral point o.
It is diverted into 2 and 13. The drive current Ib flows through the stator winding 12, and the drive current Ic flows through the stator winding 13. These drive currents Ib and Ic are drawn through drive transistors 22 and 23.

【００８１】期間（１）において、第２の駆動トランジ
スタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２
５，２６のうちオンとなっているのは駆動電流Ｉａを流
す１つの駆動トランジスタ２４のみであり、この駆動ト
ランジスタ２４については１相通電期間Ｔ１となってい
る。この駆動トランジスタ２４についての１相通電期間
Ｔ１においては、固定子巻線１１に流し込まれる駆動電
流Ｉａは一定の値を保っている。この１相通電期間Ｔ１
において、第２の基準電圧発生回路１０が出力する基準
電圧は、低めに設定された基準電圧信号Ｅ２’となり、
駆動トランジスタ２４のエミッタ・コレクタ間の動作電
圧が低いので電力損失は少ない。In the period (1), the three drive transistors 24, 2 forming the second drive transistor group 5b
Only one of the drive transistors 24, through which the drive current Ia flows, is turned on among the drive transistors 5 and 26. The drive transistor 24 is in the one-phase conduction period T1. In the one-phase conduction period T1 for the drive transistor 24, the drive current Ia flowing into the stator winding 11 has a constant value. This one-phase conduction period T1
, The reference voltage output from the second reference voltage generation circuit 10 becomes a reference voltage signal E2 ′ set lower,
Since the operating voltage between the emitter and the collector of the driving transistor 24 is low, the power loss is small.

【００８２】また、期間（１）において、第１の駆動ト
ランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２
１，２２，２３のうち、２つの駆動トランジスタ２２，
２３がオンとなっていて、駆動電流Ｉｂ，Ｉｃの相切換
が行われているので、これらの駆動トランジスタ２２，
２３については相切換期間Ｔ２となっている。この相切
換期間Ｔ２においては、第１の基準電圧発生回路９が出
力する基準電圧は、低めに設定された基準電圧信号Ｅ
１’に山形の電圧信号が加算された高めの基準電圧信号
Ｅ１となり、駆動トランジスタ２２，２３のエミッタ・
コレクタ間の動作電圧は十分に大きい。In the period (1), the three drive transistors 2 forming the first drive transistor group 5a
1, 2, 23, two driving transistors 22,
23 are on and the phase switching of the drive currents Ib and Ic is being performed, so that these drive transistors 22 and
23 has a phase switching period T2. In the phase switching period T2, the reference voltage output from the first reference voltage generating circuit 9 is the lower reference voltage signal E
The reference voltage signal E1 is obtained by adding a chevron-shaped voltage signal to 1 ′, and becomes a higher reference voltage signal E1.
The operating voltage between the collectors is large enough.

【００８３】したがって、図７の場合のように駆動トラ
ンジスタ２２，２３の電流増幅率（ｈｆｅ）がトランジ
スタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（図７のＶＢ，
ＶＣにほぼ等しい）に依存するといったことはない。ま
た、電流給電端子Ｂ，Ｃの電圧ＶＢ，ＶＣの波形が滑ら
かになるため、固定子巻線１２，１３に流れるそれぞれ
の駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは電流切換が滑らかに行われるこ
とになり、相切換期間Ｔ２であっても波形歪みが発生し
ない。Therefore, as in the case of FIG. 7, the current amplification factor (hfe) of the driving transistors 22 and 23 changes with the operating voltage (VB,
(Substantially equal to VC). In addition, since the waveforms of the voltages VB and VC of the current supply terminals B and C become smooth, the drive currents Ib and Ic flowing through the stator windings 12 and 13 are smoothly switched, and the phase is changed. No waveform distortion occurs even in the switching period T2.

【００８４】また、図５に示す期間（２）において、図
６で説明したのと同様に、ベースから引き出される電流
信号ｄ’が次第に減少するので駆動トランジスタ２４の
オン抵抗が次第に増加し、固定子巻線１１に流し込まれ
る駆動電流Ｉａは次第に減少する。一方、ベースから引
き出される電流信号ｆ’が次第に増加するので駆動トラ
ンジスタ２５のオン抵抗が次第に減少し、固定子巻線１
２に流し込まれる駆動電流Ｉｂは次第に増加する。二つ
の駆動電流の合計（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定である。固定子
巻線１１，１２へそれぞれ駆動トランジスタ２４，２５
を介して流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂは中性点ｏで
合流され、固定子巻線１３には駆動電流Ｉｃ（＝Ｉａ＋
Ｉｂ）が流れ、この駆動電流Ｉｃは駆動トランジスタ２
３を介して引き出される。In the period (2) shown in FIG. 5, the current signal d 'drawn from the base gradually decreases as described with reference to FIG. 6, so that the on-resistance of the drive transistor 24 gradually increases and becomes fixed. The drive current Ia flowing into the slave winding 11 gradually decreases. On the other hand, since the current signal f 'drawn from the base gradually increases, the on-resistance of the drive transistor 25 gradually decreases, and the stator winding 1
2 gradually increases. The sum of the two drive currents (Ia + Ib) is constant. Driving transistors 24 and 25 are connected to stator windings 11 and 12, respectively.
Drive currents Ia and Ib flowing through the stator winding 13 are combined at the neutral point o, and the drive current Ic (= Ia +
Ib) flows, and the drive current Ic is
Withdrawn through 3.

【００８５】期間（２）において、第１の駆動トランジ
スタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２
２，２３のうち、オンとなっているのは駆動電流Ｉｃを
流す駆動トランジスタ２３のみであり、この駆動トラン
ジスタ２３については１相通電期間Ｔ１となっている。
この１相通電期間Ｔ１においては、固定子巻線１３に流
れる駆動電流Ｉｃは一定の値を保っている。この１相通
電期間Ｔ１においては、第１の基準電圧発生回路９が出
力する基準電圧は、低めに設定された第１の基準電圧信
号Ｅ１’となり、駆動トランジスタ２３でのエミッタ・
コレクタ間の動作電圧が低いので電力損失は少ない。In the period (2), the three drive transistors 21 and 2 constituting the first drive transistor group 5a
Of the drive transistors 23 and 23, only the drive transistor 23 for supplying the drive current Ic is turned on, and the drive transistor 23 is in the one-phase conduction period T1.
In the one-phase conduction period T1, the drive current Ic flowing through the stator winding 13 keeps a constant value. In the one-phase energizing period T1, the reference voltage output from the first reference voltage generation circuit 9 becomes the first reference voltage signal E1 'set lower, and the emitter-
Since the operating voltage between the collectors is low, the power loss is small.

【００８６】また、期間（２）において、第２の駆動ト
ランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２
４，２５，２６のうち、２つの駆動トランジスタ２４，
２５がオンとなっていて、駆動電流Ｉａ，Ｉｂの相切換
が行われているので、これらの駆動トランジスタ２４，
２５については相切換期間Ｔ２となっている。これら駆
動トランジスタ２４，２５についての相切換期間Ｔ２に
おいては、第２の基準電圧発生回路１０が出力する基準
電圧は、低めに設定された第２の基準電圧信号Ｅ２’に
山形の電圧信号が加算された高めの第２の基準電圧信号
Ｅ２となり、駆動トランジスタ２４，２５のエミッタ・
コレクタ間の動作電圧は十分に大きなものとなる。した
がって、図７の場合のように駆動トランジスタ２４，２
５の電流増幅率（ｈｆｅ）がトランジスタのエミッタ・
コレクタ間の動作電圧（図７のＶＭ−ＶＡ，ＶＭ−ＶＢ
にほぼ等しい）に依存するといったことはなく、また、
電流給電端子Ａ，Ｂの電圧ＶＡ，ＶＢの波形も滑らかに
なる。その結果、固定子巻線１１，１２に通電されるそ
れぞれの駆動電流Ｉａ，Ｉｂは電流切換が滑らかに行わ
れることになり、相切換期間Ｔ２であっても、駆動電流
Ｉａ，Ｉｂには波形歪みが発生しない。In the period (2), the three drive transistors 2 constituting the second drive transistor group 5b
4, 25, 26, two driving transistors 24,
25 is turned on and the phase switching of the drive currents Ia and Ib is being performed.
25 is a phase switching period T2. In the phase switching period T2 for these drive transistors 24 and 25, the reference voltage output by the second reference voltage generation circuit 10 is obtained by adding a chevron voltage signal to the second reference voltage signal E2 'set lower. The second reference voltage signal E2 becomes higher and is higher than the second reference voltage signal E2.
The operating voltage between the collectors is sufficiently high. Therefore, as in the case of FIG.
The current amplification factor (hfe) of the transistor 5
The operating voltage between the collectors (VM-VA, VM-VB in FIG. 7)
Is almost equal to), and
The waveforms of the voltages VA and VB at the current supply terminals A and B are also smoothed. As a result, the drive currents Ia and Ib applied to the stator windings 11 and 12 are smoothly switched, and the drive currents Ia and Ib have waveforms even during the phase switching period T2. No distortion occurs.

【００８７】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。以上のように構成することによ
り、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆
動トランジスタ２１，２２，２３で、固定子巻線１１，
１２，１３の駆動電流の相切換の行われる相切換期間Ｔ
２においては、第１の基準電圧発生回路９から高めの第
１の基準電圧信号Ｅ１を出力することによって駆動トラ
ンジスタ２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動
作電圧を十分高く設定して飽和領域での動作を避ける一
方、相切換の完了した１相通電期間Ｔ１においては、駆
動トランジスタ２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ
間の動作電圧は、もともと低めに設定されていた第１の
基準電圧信号Ｅ１’の出力に基づいて十分低く設定され
る。The same operation is performed in periods other than the periods (1) and (2). With the above-described configuration, the three drive transistors 21, 22, and 23 included in the first drive transistor group 5a can be used to form the stator winding 11,
Phase switching period T during which phase switching of the drive currents 12 and 13 is performed
2, the first reference voltage generating circuit 9 outputs a higher first reference voltage signal E1 to set the operating voltage between the emitter and the collector of the driving transistors 21, 22, 23 to a sufficiently high level so that the saturation region In the one-phase energizing period T1 in which the phase switching is completed, the operating voltage between the emitter and the collector of the driving transistors 21, 22, and 23 is lower than the first reference voltage signal. It is set sufficiently low based on the output of E1 '.

【００８８】同様に、第２の駆動トランジスタ群５ｂを
構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６の駆
動電流の相切換の行われる相切換期間Ｔ２においては、
第２の基準電圧発生回路１０から高めの第２の基準電圧
信号Ｅ２を出力することによって駆動トランジスタ２
４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を十
分高く設定して飽和領域での動作を避ける一方、相切換
の完了した１相通電期間Ｔ１においては、駆動トランジ
スタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電
圧は、もともと低めに設定されていた第２の基準電圧信
号Ｅ２’の出力に基づいて十分低く設定される。Similarly, during the phase switching period T2 in which the driving currents of the three driving transistors 24, 25, and 26 constituting the second driving transistor group 5b are switched.
By outputting a higher second reference voltage signal E2 from second reference voltage generation circuit 10, drive transistor 2
The operating voltage between the emitter and the collector of each of the transistors 4, 25 and 26 is set sufficiently high to avoid the operation in the saturation region. The operating voltage between the collectors is set sufficiently low based on the output of the second reference voltage signal E2 ', which was originally set lower.

【００８９】以上の説明から明らかなように、第１及び
第２の基準電圧発生回路９，１０から基本的に低めに設
定された基準電圧信号Ｅ１’及びＥ２’をそれぞれ出力
することにより、駆動トランジスタ２１，２２，２３及
び２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧
を小さく設定することができるので、駆動トランジスタ
での電力損失を小さく抑えることができる。しかも、高
めの基準電圧信号Ｅ１及びＥ２として、固定子巻線１
１，１２，１３に誘起される逆起電力ａ，ｂ，ｃのタイ
ミングに同期して山形に変化させた信号を出力すること
により、固定子巻線１１，１２，１３の駆動電流の相切
換動作が波形歪みの発生なしに滑らかに行われるので、
振動・騒音が非常に少ないブラシレス直流モータの駆動
が可能となる。As is apparent from the above description, the first and second reference voltage generating circuits 9 and 10 output the reference voltage signals E1 'and E2' which are basically set to be lower, respectively. The operating voltage between the emitters and the collectors of the transistors 21, 22, 23 and 24, 25, 26 can be set small, so that the power loss in the driving transistor can be reduced. In addition, as the higher reference voltage signals E1 and E2, the stator winding 1
A phase change of the drive current of the stator windings 11, 12, and 13 is performed by outputting a signal changed in a mountain shape in synchronization with the timing of the back electromotive forces a, b, and c induced in the stator windings 11, 12, and 13. Since the operation is performed smoothly without generating waveform distortion,
It becomes possible to drive a brushless DC motor with very little vibration and noise.

【００９０】なお、図８に示した第１の基準電圧発生回
路９及び図１０に示した第２の基準電圧発生回路１０で
は、低めに設定された基準電圧信号Ｅ１’及び基準電圧
信号Ｅ２’の大きさは一定としたが、第１の駆動トラン
ジスタ群５ａ及び第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成
する駆動トランジスタ２１，２２，２３，２４，２５，
２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を固定子巻線へ
の電流供給を指令する指令信号に応じて変化させるよう
に構成し、供給電流が大きくなったときには基準電圧信
号Ｅ１’及びＥ２’の大きさを増加するように構成して
もよい。In the first reference voltage generator 9 shown in FIG. 8 and the second reference voltage generator 10 shown in FIG. 10, the lower reference voltage signal E1 'and the lower reference voltage signal E2' are set. Are constant, but the driving transistors 21, 22, 23, 24, 25, constituting the first driving transistor group 5 a and the second driving transistor group 5 b are
26, the operating voltage between the emitter and the collector is changed in accordance with a command signal for commanding the current supply to the stator winding. When the supply current increases, the magnitude of the reference voltage signals E1 'and E2' increases. It may be configured to increase the height.

【００９１】また、上記の実施の形態では、第１の駆動
トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ
２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧及
び第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動
トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間
の動作電圧の大きさを位置信号合成回路の出力する複数
相の位置信号とホール素子の各出力を増幅するバッファ
増幅器の出力を波形整形した整形信号に応動して変化さ
せるように構成したが、例えば第１の駆動トランジスタ
群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２２，
２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧のみを変化させ
るように構成し、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成
する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６は直接直
流電源２０に接続してもよい。この場合にはスイッチン
グ制御方式の電圧変換回路４を省略でき、第１の駆動ト
ランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２
１，２２，２３の電力損失を低減することができるの
で、電力損失の大きい第２の駆動トランジスタ群５ｂを
構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６は外
付けのディスクリートトランジスタで構成し、電力損失
が小さく発熱の少ない第１の駆動トランジスタ群５ａを
構成する３個の駆動トランジスタ２１，２２，２３は駆
動集積回路内に含めて構成することが容易になる。In the above-described embodiment, the operating voltages between the emitters and the collectors of the three driving transistors 21, 22, 23 constituting the first driving transistor group 5a and the second driving transistor group 5b constitute the first driving transistor group 5b. The magnitude of the operating voltage between the emitters and collectors of the three drive transistors 24, 25, and 26 is obtained by changing the waveforms of the multi-phase position signals output from the position signal synthesizing circuit and the output of the buffer amplifier for amplifying each output of the Hall element. Although it is configured to change in response to the shaped signal that has been shaped, for example, the three drive transistors 21, 22 and 22 that constitute the first drive transistor group 5 a are configured.
The configuration may be such that only the operating voltage between the emitter and the collector 23 is changed, and the three driving transistors 24, 25 and 26 constituting the second driving transistor group 5b may be directly connected to the DC power supply 20. In this case, the switching control type voltage conversion circuit 4 can be omitted, and the three drive transistors 2 constituting the first drive transistor group 5a can be omitted.
Since the power loss of 1, 2, 23 can be reduced, the three drive transistors 24, 25, 26 constituting the second drive transistor group 5b having a large power loss are constituted by external discrete transistors, The three drive transistors 21, 22, and 23 constituting the first drive transistor group 5a with small power loss and small heat generation can be easily included in the drive integrated circuit.

【００９２】また、上記実施形態では、固定子巻線１
１，１２，１３から流れ出す駆動電流の合計を電流検出
抵抗５７で検出し、駆動電流の合計が一定となるように
制御することにより駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの波形が
台形状になるように構成したが、台形状の駆動電流に限
らず固定子巻線１１，１２，１３から流れ出す駆動電流
の合計を変調（例えば、特開昭６１−１５０６９５公報
参照）することにより駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの波形
を正弦波状となるように構成してもよい。In the above embodiment, the stator winding 1
The sum of the drive currents flowing out of 1, 12, and 13 is detected by a current detection resistor 57, and the drive currents Ia, Ib, and Ic are trapezoidal by controlling the sum of the drive currents to be constant. Although the configuration is not limited to the trapezoidal drive current, the drive currents Ia, Ib, and Ib are modulated by modulating the sum of the drive currents flowing out of the stator windings 11, 12, and 13 (see, for example, JP-A-61-150695). The waveform of Ic may be configured to be a sine wave.

【００９３】また、本発明は、上記実施形態のような３
相モータに限らず、単相モータ、又は４相以上のモータ
にも適用することができる。Further, the present invention relates to the third embodiment as in the above embodiment.
The present invention can be applied not only to a phase motor but also to a single-phase motor or a motor having four or more phases.

【００９４】[0094]

【発明の効果】以上のように、本発明のブラシレス直流
モータによれば、第１の駆動トランジスタ群のエミッタ
・コレクタ間の動作電圧を第１の基準電圧発生回路の出
力する基準電圧信号に等しくなるように第２の駆動トラ
ンジスタ群の通電電流を制御し、また第２の駆動トラン
ジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を第２の基
準電圧発生回路の出力する基準電圧信号に等しくなるよ
うに電圧変換回路の直流出力電圧を制御し、第１の駆動
トランジスタ群と第２の駆動トランジスタ群のエミッタ
・コレクタ間の動作電圧を位置信号合成回路の出力する
複数相の位置信号とホール素子の各出力を増幅するバッ
ファ増幅器の出力を波形整形した整形信号に応じて変化
させ、１相通電期間では、駆動電流を通電している駆動
トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧をでき
るだけ低く設定するように構成しているので、その駆動
トランジスタでの電力損失を小さく抑えることができ
る。さらに、駆動電流の相切換の行われている相切換期
間では、対応する駆動トランジスタのエミッタ・コレク
タ間の動作電圧を高めに切り換えているので、固定子巻
線の駆動電流の相切換動作を滑らかに行い、ブラシレス
直流モータを振動・騒音の非常に少ない状態で駆動する
ことができる。As described above, according to the brushless DC motor of the present invention, the operating voltage between the emitter and the collector of the first driving transistor group is made equal to the reference voltage signal output from the first reference voltage generating circuit. The current flowing through the second driving transistor group is controlled so that the operating voltage between the emitter and the collector of the second driving transistor group becomes equal to the reference voltage signal output from the second reference voltage generating circuit. The DC output voltage of the voltage conversion circuit is controlled, and the operating voltage between the emitter and the collector of the first drive transistor group and the second drive transistor group is changed to a multi-phase position signal output from the position signal synthesis circuit and each of the Hall elements. The output of the buffer amplifier for amplifying the output is changed according to the shaping signal obtained by shaping the waveform. Since configured to set as low as possible operating voltage between jitter collector, it is possible to reduce the power loss in the driving transistor. Furthermore, during the phase switching period in which the drive current is switched, the operating voltage between the emitter and the collector of the corresponding drive transistor is switched higher, so that the drive current phase switching operation of the stator winding is smoothly performed. Therefore, the brushless DC motor can be driven with very little vibration and noise.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の実施形態に係るブラシレス直流モータ
の回路図FIG. 1 is a circuit diagram of a brushless DC motor according to an embodiment of the present invention.

【図２】図１のブラシレス直流モータを構成する位置信
号合成回路及び整形回路の動作を説明するための各部の
信号波形図FIG. 2 is a signal waveform diagram of each part for explaining the operation of a position signal synthesizing circuit and a shaping circuit constituting the brushless DC motor of FIG.

【図３】図１のブラシレス直流モータにおける第１の動
作電圧検出回路の一例を示す回路図FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a first operating voltage detection circuit in the brushless DC motor of FIG.

【図４】図１のブラシレス直流モータにおける第２の動
作電圧検出回路の一例を示す回路図FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a second operating voltage detection circuit in the brushless DC motor of FIG.

【図５】図１のブラシレス直流モータにおいて駆動トラ
ンジスタの動作電圧を位置信号に応じて変化させたとき
の動作を説明するための各部の信号波形図FIG. 5 is a signal waveform diagram of each part for describing an operation when an operating voltage of a driving transistor is changed according to a position signal in the brushless DC motor of FIG. 1;

【図６】従来のブラシレス直流モータにおいて電力損失
が大きくなる問題を説明するための各部の信号波形図FIG. 6 is a signal waveform diagram of each section for explaining a problem that power loss increases in a conventional brushless DC motor.

【図７】従来のブラシレス直流モータにおいて第１及び
第２の基準電圧信号を低く設定したときに相切換期間に
おいて固定子巻線の駆動電流に波形歪みが発生する問題
を説明するための各部の信号波形図FIG. 7 is a diagram for explaining the problem that waveform distortion occurs in the drive current of the stator winding during the phase switching period when the first and second reference voltage signals are set low in the conventional brushless DC motor. Signal waveform diagram

【図８】図１のブラシレス直流モータにおける第１の基
準電圧発生回路の一例を示す回路図8 is a circuit diagram showing an example of a first reference voltage generation circuit in the brushless DC motor of FIG.

【図９】図８に示す第１の基準電圧発生回路の動作を説
明するための各部の信号波形図FIG. 9 is a signal waveform diagram of each section for explaining the operation of the first reference voltage generation circuit shown in FIG.

【図１０】図１のブラシレス直流モータにおける第２の
基準電圧発生回路の一例を示す回路図10 is a circuit diagram showing an example of a second reference voltage generation circuit in the brushless DC motor of FIG.

【図１１】図１０に示す第２の基準電圧発生回路の動作
を説明するための各部の信号波形図11 is a signal waveform diagram of each section for describing the operation of the second reference voltage generation circuit shown in FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１，２，３ ホール素子 ４ 電圧変換回路 ５ａ 第１の駆動トランジスタ群 ５ｂ 第２の駆動トランジスタ群 ６ａ 第１の分配制御回路 ６ｂ 第２の分配制御回路 ９ 第１の基準電圧発生回路 １０ 第２の基準電圧発生回路 １１，１２，１３ 固定子巻線 ２７ 回転子 ４０ 位置信号合成回路 1, 2, 3 Hall element 4 Voltage conversion circuit 5a First drive transistor group 5b Second drive transistor group 6a First distribution control circuit 6b Second distribution control circuit 9 First reference voltage generation circuit 10 Second Reference voltage generation circuit 11, 12, 13 Stator winding 27 Rotor 40 Position signal synthesis circuit

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 6/10 H02P 6/08 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on front page (58) Field surveyed (Int.Cl. ⁷ , DB name) H02P 6/10 H02P 6/08

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 複数の磁極を有する回転子と、複数相の
固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための
複数のホール素子と、前記複数のホール素子の出力から
複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流
電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前
記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の
各相の給電端子との間の電流路を形成する複数の駆動ト
ランジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、電流供
給端子への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信
号合成手段からの位置信号に応じて前記第１の駆動トラ
ンジスタ群に流れる電流を分配制御する第１の分配制御
手段と、前記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固
定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複
数の駆動トランジスタを含む第２の駆動トランジスタ群
と、前記第１の駆動トランジスタ群を構成する複数の駆
動トランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を検出し
第１の動作電圧として出力する第１の動作電圧検出手段
と、前記第２の駆動トランジスタ群を構成する複数の駆
動トランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を検出し
第２の動作電圧として出力する第２の動作電圧検出手段
と、前記位置信号合成手段からの位置信号に応じて前記
第１の動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前記
第２の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する
第２の分配制御手段と、前記第２の動作電圧が第２の基
準電圧に一致するように前記電圧変換手段の出力電圧を
制御する電圧制御手段とを備え、 前記第１及び前記第２の基準電圧は、それぞれ、前記第
１および第２の駆動トランジスタ群において、前記固定
子巻線のうち２相にそれぞれ相切換状態の駆動電流を流
す相切換通電状態にある駆動トランジスタの動作電圧
が、相切換が完了した１相通電状態にある駆動トランジ
スタの動作電圧よりも高くなるように可変設定される こ
とを特徴とするブラシレス直流モータ。1. A rotor having a plurality of magnetic poles, a plurality of stator windings, a plurality of Hall elements for detecting a rotational position of the rotor, and a plurality of phases from outputs of the plurality of Hall elements. Position signal synthesizing means for generating a position signal, a voltage converting means for obtaining a variable output DC voltage from a DC power supply, one of an output terminal pair of the voltage converting means and a power supply terminal for each phase of the stator winding, A first driving transistor group including a plurality of driving transistors forming a current path between the first driving transistor group and a command signal for commanding current supply to a current supply terminal and a position signal from the position signal synthesizing means. First distribution control means for controlling the distribution of the current flowing through the first drive transistor group in response to the current, between the other of the output terminal pair of the voltage conversion means and the power supply terminal of each phase of the stator winding. a plurality of driving Trang forming a current path A second driving transistor group including a static, driving a plurality of constituting the first driving transistor group
Detects the minimum voltage among the operating voltages of the
First operating voltage detecting means for outputting as a first operating voltage
And a plurality of drivers constituting the second drive transistor group.
Detects the minimum voltage among the operating voltages of the
Second operating voltage detecting means for outputting as a second operating voltage
And according to the position signal from the position signal synthesizing means,
So that the first operating voltage matches the first reference voltage.
Distribution control of current flowing through the second drive transistor group
Second distribution control means, wherein the second operating voltage is a second reference voltage;
The output voltage of the voltage conversion means so as to match the reference voltage.
And voltage control means for controlling the first and second reference voltages, respectively.
In the first and second drive transistor groups, the fixed
Drive current in the phase switching state is applied to each of the two
Operating voltage of the drive transistor in the phase switching energized state
Is the one-phase energized drive
A brushless DC motor, wherein the brushless DC motor is variably set to be higher than an operating voltage of a star . 【請求項２】 前記第１及び前記第２の基準電圧は、そ
れぞれ、前記相切換通電状態と前記１相通電状態との間
で連続的に変化し、前記相切換通電状態では２相に流れ
る駆動電流が略等しくなる時点を頂点とする三角波状に
変化することを特徴とする請求項１に記載のブラシレス
直流モータ。2. The method according to claim 1, wherein the first and second reference voltages are
Between the phase switching energized state and the one-phase energized state, respectively.
2. The brushless DC motor according to claim 1 , wherein the current changes continuously in a triangular waveform having a peak at a point in time when drive currents flowing in the two phases become substantially equal in the phase switching energized state. 【請求項３】 前記第１及び第２の基準電圧が前記固定
子巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変化す
ることを特徴とする請求項１に記載のブラシレス直流モ
ータ。3. The brushless DC motor according to claim 1, wherein the first and second reference voltages change in accordance with a command signal for commanding current supply to the stator winding. 【請求項４】 前記位置信号合成手段は、前記複数のホ
ール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅器と、
前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成する複数
の減算回路とから構成され、前記第１及び第２の基準電
圧は、前記位置信号合成手段が出力する複数相の位置信
号と前記バッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号
とから生成されることを特徴とする請求項１に記載のブ
ラシレス直流モータ。4. A position signal synthesizing means, comprising: a plurality of buffer amplifiers for amplifying respective outputs of the plurality of Hall elements;
A plurality of subtraction circuits for generating a difference between outputs of the plurality of buffer amplifiers, wherein the first and second reference voltages are a plurality of phase position signals output by the position signal synthesizing means and the buffer amplifier. 2. The brushless DC motor according to claim 1, wherein the output is generated from a shaping signal obtained by shaping the output of the brushless DC motor. 【請求項５】 複数の磁極を有する回転子と、複数相の
固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための
複数のホール素子と、前記複数のホール素子の出力から
複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流
電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前
記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の
各相の給電端子との間の電流路を形成する複数の駆動ト
ランジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、電流供
給端子への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信
号合成手段からの位置信号に応じて前記第１の駆動トラ
ンジスタ群に流れる電流を分配制御する第１の分配制御
手段と、前記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固
定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複
数の駆動トランジスタを含む第２の駆動トランジスタ群
と、前記第１の駆動トランジスタ群を構成する複数の駆
動トランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を検出し
動作電圧を出力する動作電圧検出手段と、前記位置信号
合成手段からの位置信号に応じて前記動作電圧が基準電
圧に一致するように前記第２の駆動トランジスタ群に流
れる電流を分配制御する第２の分配制御手段とを備え、 前記基準電圧は、前記第１の駆動トランジスタ群におい
て、前記固定子巻線のうち２相にそれぞれ相切換状態の
駆動電流を流す相切換通電状態にある駆動トランジスタ
の動作電圧が、相切換が完了した１相通電状態にある駆
動トランジスタの動作電圧よりも高くなるように可変設
定される ことを特徴とするブラシレス直流モータ。5. A rotor having a plurality of magnetic poles, a plurality of stator windings, a plurality of Hall elements for detecting a rotational position of the rotor, and a plurality of phases from outputs of the plurality of Hall elements. Position signal synthesizing means for generating a position signal, a voltage converting means for obtaining a variable output DC voltage from a DC power supply, one of an output terminal pair of the voltage converting means and a power supply terminal for each phase of the stator winding, A first driving transistor group including a plurality of driving transistors forming a current path between the first driving transistor group and a command signal for commanding current supply to a current supply terminal and a position signal from the position signal synthesizing means. First distribution control means for controlling the distribution of the current flowing through the first drive transistor group in response to the current, between the other of the output terminal pair of the voltage conversion means and the power supply terminal of each phase of the stator winding. a plurality of driving Trang forming a current path A second driving transistor group including a static, driving a plurality of constituting the first driving transistor group
Detects the minimum voltage among the operating voltages of the
Operating voltage detecting means for outputting an operating voltage; and the position signal
The operating voltage is set to the reference voltage according to the position signal from the combining means.
To the second drive transistor group so as to match the voltage.
And a second distribution control means for performing distribution control of current to be supplied to the first driving transistor group.
The two phases of the stator windings are in the phase switching state respectively.
Driving transistor in phase-switching energized state for driving current
Operating voltage of the drive in the one-phase energized state after the phase switching is completed.
Variable to be higher than the operating voltage of the
Brushless DC motor, characterized in that it is a constant. 【請求項６】 前記基準電圧は、それぞれ、前記相切換
通電状態と前記１相通電状態との間で連続的に変化し、
前記相切換通電状態では２相に流れる駆動電流が略等し
くなる時点を頂点とする三角波状に変化することを特徴
とする請求項５に記載のブラシレス直流モータ。 6. The phase switching circuit according to claim 1 , wherein
Continuously changing between an energized state and the one-phase energized state,
6. The brushless DC motor according to claim 5, wherein in the phase switching energized state, the brushless DC motor changes in a triangular waveform with a point at which the drive current flowing through the two phases becomes substantially equal. 【請求項７】 前記基準電圧が固定子巻線への電流供給
を指令する指令信号に応じて変化することを特徴とする
請求項５に記載のブラシレス直流モータ。7. The brushless DC motor according to claim 5, wherein the reference voltage changes according to a command signal for commanding current supply to the stator winding. 【請求項８】 前記位置信号合成手段は、前記複数のホ
ール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅器と、
前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成する複数
の減算回路とから構成され、前記基準電圧信号は、前記
位置信号合成手段が出力する複数相の位置信号と前記バ
ッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号とから生成
されることを特徴とする請求項５に記載のブラシレス直
流モータ。8. The position signal synthesizing means includes: a plurality of buffer amplifiers for amplifying respective outputs of the plurality of Hall elements;
A plurality of subtraction circuits for generating a difference between outputs of the plurality of buffer amplifiers, wherein the reference voltage signal is a waveform shaping of a plurality of phase position signals output by the position signal synthesizing means and an output of the buffer amplifier. The brushless DC motor according to claim 5, wherein the brushless DC motor is generated from the shaped signal.