JPH0527351B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテープレコーダ、レコードプレーヤ、
ビデオテープレコーダ等に使用できるブラシレス
モータに関するものである。[Detailed Description of the Invention] Industrial Application Field The present invention is applicable to tape recorders, record players,
This invention relates to a brushless motor that can be used in video tape recorders and the like.

従来例の構成とその問題点 電機子電流をトランジスタで切換え、発生トル
クを指令入力で制御するブラシレスモータは上述
の産業分野で多く利用されている。３相電機子巻
線を用いた代表的な構成の従来例を第１図に示
す。第１図において多極着磁された永久磁石回転
子１と電機子巻線３のそれぞれの巻線L₁〜L₃と
の回転位置は位置検出器２で検出され、位置信号
切換回路５，７へ伝達される。位置信号切換回路
５，７はそれぞれ３差動構成で、それぞれのコレ
クタが対応する出力トランジスタ群６，８のそれ
ぞれのトランジスタQ₁〜Q₃，Q₄〜Q₆ベースへ接
続されている。出力トランジスタ群６，８はエミ
ツタがそれぞれ共通に接続され、コレクタはプツ
シユプル構成となるように対応する相同志が接続
されて、電機子巻線３の対応する相の一端へそれ
ぞれ接続されている。出力トランジスタ群６の共
通エミツタは電源１６へ接続され、出力トランジ
スタ群８の共通エミツタは抵抗１３を介して接地
されている。抵抗１３の接地されていない端子１
４の電圧は電流出力型差動増幅回路４の一方の入
力へ印加され、差動増幅回路４の他方の入力へは
トルク指令電圧１５が印加されて差動増幅回路４
の出力はカレントミラー形式で位置信号切換回路
７へ印加される。電機子巻線３の他端は共通接続
されて差動増幅回路９の一方の入力１２へ接続さ
れ、差動増幅回路９の他方の入力１１は分圧器１
０によつて電源１６の電圧の１／２が印加されてい る。差動増幅回路９の出力はカレントミラー形式
で位置信号切換回路５へ印加される。Conventional configuration and its problems Brushless motors, in which armature current is switched by transistors and generated torque is controlled by command input, are widely used in the above-mentioned industrial fields. A conventional example of a typical configuration using a three-phase armature winding is shown in FIG. In FIG. 1, the rotational positions of the multi-pole magnetized permanent magnet rotor 1 and the respective windings L ₁ to _{L 3} of the armature winding 3 are detected by the position detector 2, and the position signal switching circuit 5, 7. The position signal switching circuits 5 and 7 each have a three-differential configuration, and their collectors are connected to the bases of the transistors Q ₁ to Q ₃ and Q ₄ to Q ₆ of the corresponding output transistor groups 6 and 8, respectively. The emitters of the output transistor groups 6 and 8 are connected in common, and the collectors are connected to one end of the corresponding phase of the armature winding 3 in a push-pull configuration. The common emitters of the output transistor group 6 are connected to a power source 16, and the common emitters of the output transistor group 8 are grounded via a resistor 13. Ungrounded terminal 1 of resistor 13
4 is applied to one input of the current output type differential amplifier circuit 4, and the torque command voltage 15 is applied to the other input of the differential amplifier circuit 4.
The output is applied to the position signal switching circuit 7 in a current mirror format. The other ends of the armature windings 3 are commonly connected and connected to one input 12 of the differential amplifier circuit 9, and the other input 11 of the differential amplifier circuit 9 is connected to the voltage divider 1.
0, 1/2 of the voltage of the power supply 16 is applied. The output of the differential amplifier circuit 9 is applied to the position signal switching circuit 5 in a current mirror format.

いま、トランジスタQ₃とQ₄が導通状態にある
として第１図の動作説明を行なう。電機子電流は
トランジスタQ₃→巻線L₁→巻線L₃→トランジス
タQ₄→抵抗１３の径路で流れ、端子１４の電圧
とトルク指令入力電圧１５とが比較され、負帰還
回路によつて差がゼロとなるように制御される。
この結果、電機子電流はトルク指令電圧１５で制
御され、従つて、モータの発生トルクはトルク指
令電圧１５で制御される。一方、巻線L₁，L₂，
L₃の共通接続点は差動増幅回路９による負帰還
回路によつて電源電圧の１／２に保持される。した がつて、電機子巻線３の電位は電源電圧の１／２の 値を中心にして変化し、トランジスタQ₅，Q₄は
ほぼ同じコレクタ・エミツタ電圧で動作するた
め、トルク指令電圧、或はモータ回転数の増加に
よつて巻線L₁，L₃の両端の電圧が増加した場合
はトランジスタQ₃及びQ₄はほぼ同じ程度に飽和
に達し、電源電圧の利用率が良くなる。 The operation of FIG. 1 will now be explained assuming that transistors Q ₃ and Q ₄ are in a conductive state. The armature current flows through the path of transistor Q ₃ → winding L ₁ → winding L ₃ → transistor Q ₄ → resistor 13, the voltage at terminal 14 and torque command input voltage 15 are compared, and the negative feedback circuit The difference is controlled to be zero.
As a result, the armature current is controlled by the torque command voltage 15, and therefore the torque generated by the motor is controlled by the torque command voltage 15. On the other hand, the windings L ₁ , L ₂ ,
The common connection point of _L3 is maintained at 1/2 of the power supply voltage by the negative feedback circuit formed by the differential amplifier circuit 9. Therefore, the potential of the armature winding 3 changes around 1/2 of the power supply voltage, and since transistors Q ₅ and Q ₄ operate with approximately the same collector-emitter voltage, the torque command voltage or When the voltage across the windings L ₁ and L ₃ increases due to an increase in the motor rotation speed, the transistors Q ₃ and Q ₄ reach saturation to approximately the same extent, improving the utilization rate of the power supply voltage.

しかしながら、電機子巻線３の共通接続点の電
位を保持するために共通接続点を差動増幅器９の
入力１２へ接続しなければならず、このために配
線が必要となる。このことはテープレコーダ、レ
コードプレーヤ、ビデオテープレコーダなどが小
型軽量化される中において、特に駆動回路が集積
回路化される場合には線数が多いという欠点にな
り、コストアツプにつながつている。また、分圧
器１０の出力電圧が電源電圧の１／２からずれた場 合は、電機子電流の増加に伴つて、出力トランジ
スタ群６又は８のどちらか一方だけが先に飽和す
るため、それ以上は電流増加せず、電源電圧の利
用率が悪くなるという欠点も有する。 However, in order to maintain the potential of the common connection point of the armature winding 3, the common connection point must be connected to the input 12 of the differential amplifier 9, which requires wiring. As tape recorders, record players, video tape recorders, etc. are becoming smaller and lighter, this has resulted in a disadvantage that the number of lines is large, especially when the drive circuit is integrated, leading to an increase in costs. Furthermore, if the output voltage of the voltage divider 10 deviates from 1/2 of the power supply voltage, as the armature current increases, only one of the output transistor groups 6 or 8 will be saturated first, so that However, it also has the disadvantage that the current does not increase and the utilization rate of the power supply voltage deteriorates.

発明の目的 本発明は上記の従来例の欠点を除去するもので
あり、線数を少なくして、素子ばらつきに強く、
駆動回路の集積回路化に適するブラシレスモータ
を提供するものである。Purpose of the Invention The present invention eliminates the drawbacks of the above-mentioned conventional example, reduces the number of wires, is resistant to element variations,
The present invention provides a brushless motor suitable for integrating a drive circuit.

発明の構成 上記目的を達成するために、本発明は、多極着
磁された永久磁石回転子と、一端が共通接続され
た複数相の電機子巻線と、前記回転子と前記電機
子巻線との回転位置を検出する位置検出器と、前
記電機子巻線の各相に接続され前記相数に等しい
組数のプツシユプル出力トランジスタ対と、前記
電機子巻線の電流を検出する第１の電流検出手段
と、前記第１の電流検出手段の出力信号とモータ
トルク指令入力信号との差を増幅する第１の増幅
器と、前記第１の増幅器の出力を前記位置検出器
の出力に応じて切換え、前記出力トランジスタ対
の一方のトランジスタによる前記電機子巻線の通
電相を決定する第１の位置信号切換手段と、前記
一方のトランジスタのベース電流に応じた信号を
出力する第２の電流検出手段と、前記第１及び第
２の電流検出手段のそれぞれの出力信号の差を増
幅する第２の増幅器と、前記第２の増幅器の出力
を前記位置検出器の出力に応じて切換え、前記出
力トランジスタ対の他方のトランジスタによる前
記電機子巻線の通電相を決定する第２の位置信号
切換手段とを具備し、前記一方のトランジスタの
ベース電流と前記第１の電流検出手段に流れる電
流との比を一定に保つよう前記他方のトランジス
タの導通状態を前記第２の増幅器で制御し、前記
トルク指令入力に応じたトルクを発生するように
構成したもので、電機子電流を検出し、トルク指
令入力と比較してトルクを制御するとともに、出
力トランジスタのベース電流に対応する電流をも
検出して前記電機子電流と比較し、その比が一定
になるようにプツシユプル動作を制御するもので
あり、これにより電機子巻線の共通接続点と駆動
回路間の配線が不要になり、素子ばらつきによら
ず出力段の電源電圧が有効に利用できる。Structure of the Invention In order to achieve the above object, the present invention includes a multi-pole magnetized permanent magnet rotor, a multi-phase armature winding whose one end is commonly connected, and the rotor and the armature winding. a position detector for detecting the rotational position with respect to the armature winding; a first pair of push-pull output transistors connected to each phase of the armature winding and having a number equal to the number of phases; and a first position detector for detecting the current of the armature winding. a current detection means, a first amplifier for amplifying the difference between the output signal of the first current detection means and a motor torque command input signal, and an output of the first amplifier according to an output of the position detector. a first position signal switching means for switching between the output transistors and determining the energization phase of the armature winding by one transistor of the output transistor pair; and a second position signal switching means for outputting a signal corresponding to the base current of the one transistor. a detection means, a second amplifier for amplifying the difference between the respective output signals of the first and second current detection means, an output of the second amplifier being switched in accordance with an output of the position detector; and second position signal switching means for determining the energization phase of the armature winding by the other transistor of the output transistor pair, the base current of the one transistor and the current flowing through the first current detection means. The conduction state of the other transistor is controlled by the second amplifier so as to keep the ratio constant, and the torque is generated according to the torque command input. In addition to controlling the torque by comparing it with the command input, it also detects the current corresponding to the base current of the output transistor, compares it with the armature current, and controls the push-pull operation so that the ratio is constant. This eliminates the need for wiring between the common connection point of the armature windings and the drive circuit, and the power supply voltage of the output stage can be used effectively regardless of element variations.

実施例の説明 以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明す
る。第２図はその構成図である。永久磁石回転子
１は８極に着磁され、３相電子巻線３は一端が共
通接続された巻線L₁，L₂，L₃で構成されている。
回転子１と電機子巻線３との回転位置は位置検出
器２で検出され、３相信号として位置信号切換回
路５，７へ印加される。位置信号切換回路５は
NPNトランジスタによる３差動構成で、出力ト
ランジスタ群６を駆動する。位置信号切換回路７
はPNPトランジスタによる３差動構成で、出力
トランジスタ群８を駆動する。出力トランジスタ
群６はエミツタが共通に電源１６へ接続された
PNPトランジスタQ₁，Q₂，Q₃から成り、出力ト
ランジスタ群８はエミツタが共通に電流検出抵抗
１３へ接続されたNPNトランジスタQ₄，Q₅，Q₆
から成る。トランジスタQ₁とQ₄，Q₂とQ₅，Q₃と
Q₆はプツシユプル構成でそれぞれコレクタ同志
が共通に巻線L₃，L₂，L₁へ接続されている。カ
レントミラーによる２つの電流出力端子１８，１
９を有する差動増幅回路４の非反転側入力（＋）
へはトルク指令電圧１５が印加され、反転側入力
（−）へは抵抗１３の端子１４の電圧が印加され
るよう接続されている。出力端子１９は位置信号
切換回路７の共通エミツタへ接続され、出力端子
１８は一端が接続された抵抗１７と共に差動増幅
器２０の非反転側入力へ接続されている。差動増
幅器２０の反転側入力は抵抗１３の接地されてい
ない側へ接続され、出力はローパスフイルタ２１
を介して位置信号切換回路５のエミツタへ接続さ
れている。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below based on the drawings. FIG. 2 is a diagram showing its configuration. The permanent magnet rotor 1 is magnetized to have eight poles, and the three-phase electronic winding 3 is composed of windings L ₁ , L ₂ , and L ₃ that are commonly connected at one end.
The rotational positions of the rotor 1 and the armature winding 3 are detected by a position detector 2 and applied as three-phase signals to position signal switching circuits 5 and 7. The position signal switching circuit 5
The output transistor group 6 is driven by a three-differential configuration using NPN transistors. Position signal switching circuit 7
has a three-differential configuration using PNP transistors and drives the output transistor group 8. The emitters of the output transistor group 6 were commonly connected to the power supply 16.
Output transistor group 8 consists of PNP transistors Q ₁ , Q ₂ , Q ₃ , and NPN transistors Q ₄ , Q ₅ , Q ₆ whose emitters are commonly connected to current detection resistor 13 .
Consists of. Transistors Q ₁ and Q ₄ , Q ₂ and Q ₅ , Q ₃ and
Q ₆ has a push-pull configuration, and its collectors are commonly connected to windings L ₃ , L ₂ , and L ₁ . Two current output terminals 18, 1 by current mirror
The non-inverting side input (+) of the differential amplifier circuit 4 having 9
A torque command voltage 15 is applied to the inverting side input (-), and a voltage at a terminal 14 of a resistor 13 is applied to the inverting side input (-). The output terminal 19 is connected to the common emitter of the position signal switching circuit 7, and the output terminal 18 is connected to the non-inverting input of the differential amplifier 20 together with the resistor 17 connected to one end. The inverting input of the differential amplifier 20 is connected to the ungrounded side of the resistor 13, and the output is connected to the low-pass filter 21.
It is connected to the emitter of the position signal switching circuit 5 via.

次に、回路動作について説明を行なう。電機子
電流は出力トランジスタ群６→巻線３→出力トラ
ンジスタ群８→抵抗１３の径路で流れ、差動増幅
回路４、位置信号切換回路７、出力トランジスタ
群８、抵抗１３で構成される負帰還ループによつ
てトルク指令電圧と抵抗１３の両端の電圧が等し
くなるように制御される。従つて電機子電流の大
きさは（トルク指令電圧／抵抗１３の抵抗値）で
決まる。いま、回転子１と電機子巻線３との位置
関係によつて出力トランジスタQ₁〜Q₆のうち、
トランジスタQ₃とQ₄だけが導通状態にあるとす
る。抵抗１３にはトランジスタQ₄のエミツタ電
流だけが流れる。トランジスタQ₄のベース電流
は差動増幅回路４の電流出力端子１９から供給さ
れ、電流出力端子１８からも同じ大きさの電流が
抵抗１７へ供給されている。抵抗１３と抵抗１７
の値及び流れている電流値をそれぞれR₁₃，R₁₇
及びI₁₃，I₁₇とすれば、差動増幅器２０の入力電
圧V₂₀は V₂₀＝R₁₇・I₁₇−R₁₃・I₁₃ ……(1) となる。一方トランジスタQ₄の電流増幅率をh_FE
とすれば I₁₃＝（１＋h_FE）・I₁₇ ……(2) と書けるから、式(1)は V₂₀＝（R₁₇／１＋h_FE−R₁₃）・I₁₃ ……(3) となる。トランジスタQ₄のh_FEは第３図に示す様
にコレクタ・エミツタ電圧V_CEに伴つて変化する
から、差動増幅器２０、ローパスフイルタ２１、
位置信号切換回路５、出力トランジスタQ₃、巻
線L₁及びL₃、出力トランジスタQ₄、抵抗１３で
構成される負帰還ループのループゲインが十分高
い時は入力電圧V₂₀はゼロとなるようにトランジ
スタQ₄のコレクタ・エミツタ動作電圧が自動的
に決まる。従つて式(3)より h_FE＝R₁₇／R₁₃−１ ……(4) となる。式(4)の右辺は一定であるから、トランジ
スタQ₄のh_FEは一定になる。トルク指令電圧が変
わればトランジスタQ₄のエミツタ電流も変わり、
第３図からトランジスタQ₄のコレクタ・エミツ
タ電圧も自動的に変わる。言い換えれば、トラン
ジスタQ₄は電流増幅率が一定に保たれるように
エミツタ電流に応じてコレクタ・エミツタ電圧が
自動制御されるから、巻線L₁，L₃の両端の電位
も電機子電流に対応して決まり、安定に動作す
る。 Next, the circuit operation will be explained. The armature current flows through the path of output transistor group 6 → winding 3 → output transistor group 8 → resistor 13, and negative feedback is formed by differential amplifier circuit 4, position signal switching circuit 7, output transistor group 8, and resistor 13. Control is performed by the loop so that the torque command voltage and the voltage across the resistor 13 are equal. Therefore, the magnitude of the armature current is determined by (torque command voltage/resistance value of resistor 13). Now, depending on the positional relationship between the rotor 1 and the armature winding 3, among the output transistors _Q1 to _Q6 ,
Suppose that only transistors Q ₃ and Q ₄ are conducting. Only the emitter current of transistor Q ₄ flows through resistor 13 . The base current of the transistor Q ₄ is supplied from the current output terminal 19 of the differential amplifier circuit 4, and a current of the same magnitude is supplied from the current output terminal 18 to the resistor 17. Resistor 13 and Resistor 17
and the flowing current value are R ₁₃ and R ₁₇ respectively.
and I ₁₃ and I ₁₇ , the input voltage V ₂₀ of the differential amplifier 20 is V ₂₀ =R ₁₇ ·I ₁₇ −R ₁₃ ·I ₁₃ (1). On the other hand, the current amplification factor of transistor _Q4 is h _FE
Then, it can be written as I ₁₃ = (1+h _FE )・I ₁₇ ……(2), so equation (1) becomes V ₂₀ = (R ₁₇ /1+h _FE −R ₁₃ )・I ₁₃ ……(3) . Since the h _FE of the transistor Q ₄ changes with the collector-emitter voltage V _CE as shown in FIG. 3, the differential amplifier 20, the low-pass filter 21,
When the loop gain of the negative feedback loop composed of the position signal switching circuit 5, the output transistor Q ₃ , the windings L ₁ and L ₃ , the output transistor Q ₄ and the resistor 13 is sufficiently high, the input voltage V ₂₀ becomes zero. The collector-emitter operating voltage of transistor _Q4 is automatically determined. Therefore, from equation (3), h _FE = R ₁₇ /R ₁₃ −1 (4). Since the right side of equation (4) is constant, h _FE of transistor Q ₄ is constant. If the torque command voltage changes, the emitter current of transistor _Q4 will also change,
From Figure 3, the collector-emitter voltage of transistor _Q4 also changes automatically. In other words, since the collector-emitter voltage of transistor Q ₄ is automatically controlled according to the emitter current so that the current amplification factor is kept constant, the potential across the windings L ₁ and L ₃ also changes depending on the armature current. It is determined accordingly and operates stably.

モータの回転に伴つて回転子１と電機子巻線３
の回転位置が変つて、トランジスタQ₁〜Q₆のう
ち導通するトランジスタが変化しても、上述と同
様の動作で巻線L₁，L₂，L₃の動作電位は巻線電
流に対応して安定に変化する。 As the motor rotates, the rotor 1 and armature winding 3
Even if the rotational position of Q 1 to Q 6 changes and which one of the transistors Q ₁ to _{Q 6} becomes conductive changes, the operating potential of the windings L ₁ , L ₂ , and L ₃ will correspond to the winding current in the same manner as described above. It changes stably.

第４図は本発明の他の実施例を示す。トランジ
スタQ₇，Q₈，Q₉はエミツタがそれぞれQ₄，Q₅，
Q₆のベースへ接続され、コレクタは共通接続さ
れてトランジスタQ₁₀のコレクタへ接続されてい
る。トランジスタQ₁₀はダイオード接続されてト
ランジスタQ₁₁と共にカレントミラーを構成して
いる。トランジスタQ₁₁のコレクタはカレントミ
ラー出力２２として抵抗１７並びに差動増幅器２
０の非反転側入力へ接続されている。トランジス
タQ₇〜Q₉のベースは位置信号切換回路７の対応
する相へ接続されている。第４図の上述以外の構
成は第２図と同様であるため説明は省略する。 FIG. 4 shows another embodiment of the invention. The emitters of transistors Q ₇ , Q ₈ , and Q ₉ are Q ₄ , Q ₅ , and
It is connected to the base of Q ₆ , and the collectors are connected in common to the collector of transistor Q ₁₀ . Transistor _Q10 is diode-connected and forms a current mirror together with transistor _Q11 . The collector of the transistor Q ₁₁ is connected to a resistor 17 and a differential amplifier 2 as a current mirror output 22.
0 non-inverting side input. The bases of transistors Q ₇ to _{Q 9} are connected to corresponding phases of position signal switching circuit 7. The configuration of FIG. 4 other than the above is the same as that of FIG. 2, so a description thereof will be omitted.

トランジスタQ₄〜Q₆のベース電流はそれぞれ
トランジスタQ₇〜Q₉のエミツタ電流であるが、
トランジスタQ₇〜Q₉はエミツタフオロアである
ため電流増幅率は充分大きく、コレクタ電流と見
做せる。これらのコレクタ電流は統合されてトラ
ンジスタQ₁₀，Q₁₁のカレントミラーで電流方向
が反転されて抵抗１７に印加される。この結果、
抵抗１７の両端にはトランジスタQ₄〜Q₆のベー
ス電流に対応した電圧が生じ、前述の第１の実施
例におけると同様の負帰還ループによつてトラン
ジスタQ₄〜Q₆のコレクタ動作電圧が決まる。 The base currents of transistors Q ₄ to _{Q 6} are the emitter currents of transistors Q ₇ to _{Q 9} , respectively.
Since the transistors Q ₇ to _{Q 9} are emitter followers, their current amplification factors are sufficiently large and can be regarded as collector currents. These collector currents are integrated and applied to the resistor 17 with the current direction reversed by a current mirror of transistors Q ₁₀ and Q ₁₁ . As a result,
A voltage corresponding to the base current of the transistors Q ₄ to _{Q 6} is generated across the resistor 17, and the collector operating voltage of the transistors Q ₄ to _{Q 6} is increased by a negative feedback loop similar to that in the first embodiment. It is decided.

以上の説明より明らかなように、本実施例の如
くブラシレスモータを構成すれば、トルク指令入
力電圧１５によつて出力トランジスタ群８のエミ
ツタ電流が制御されることにより、コレクタ電流
が制御され、差動増幅器を含む負帰還ループによ
り出力トランジスタ群８のコレクタ・エミツタ電
圧が自動的に制御される。すなわち、出力トラン
ジスタ群８のh_FEが抵抗１３と抵抗１７の値によ
つて決まる一定値になるように出力トランジスタ
群６の電流が制御され、第３図に示した特性にし
たがうよう、エミツタ電流I₁₃に応じたコレク
タ・エミツタ電圧が保たれる。これは、有効な電
源電圧の範囲において、いずれの出力トランジス
タ群６，８も飽和することなく動作することを示
しており、したがつて、本実施例のような構成に
おいては、巻線の共通接続点を一定電圧に固定す
るために差動増幅器へ配線する必要はない。 As is clear from the above explanation, if the brushless motor is configured as in this embodiment, the emitter current of the output transistor group 8 is controlled by the torque command input voltage 15, so that the collector current is controlled and the difference The collector-emitter voltage of the output transistor group 8 is automatically controlled by a negative feedback loop including a dynamic amplifier. That is, the current of the output transistor group 6 is controlled so that h _FE of the output transistor group 8 is a constant value determined by the values of the resistors 13 and 17, and the emitter current is controlled so as to follow the characteristics shown in FIG. The collector-emitter voltage according to I ₁₃ is maintained. This shows that within the range of effective power supply voltage, both output transistor groups 6 and 8 operate without saturation. Therefore, in the configuration of this example, the common winding There is no need to wire to a differential amplifier to fix the connection point to a constant voltage.

よつて、下アームのトランジスタの電流増幅率
h_FEを一定にすることにより、電源電圧の利用率
を良くすることができる。 Therefore, the current amplification factor of the lower arm transistor is
By keeping h _FE constant, the utilization rate of the power supply voltage can be improved.

発明の効果 以上説明した様に本発明のブラシレスモータ
は、出力トランジスタを抵抗比で決め得る常に一
定の電流増幅率になるよう動作させることによつ
てコレクタ・エミツタ電圧を自動制御し、電機子
巻線の動作電位を電流に応じて安定に保持できる
ため電機子巻線の共通接続点と駆動回路間の配線
が不要になり、素子ばらつきによらず出力段の電
源電圧が有効に利用できるという特徴を有し、こ
れにより駆動回路を集積回路化する場合や、ブラ
シレスモータ応用機器を小型軽量化する場合に極
めて有効である。Effects of the Invention As explained above, the brushless motor of the present invention automatically controls the collector-emitter voltage by operating the output transistor so that the current amplification factor is always constant, which can be determined by the resistance ratio. Since the operating potential of the wire can be maintained stably according to the current, there is no need for wiring between the common connection point of the armature winding and the drive circuit, and the power supply voltage of the output stage can be used effectively regardless of element variations. This is extremely effective when integrating drive circuits and reducing the size and weight of brushless motor application equipment.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図はブラシレスモータの従来例の構成図、
第２図は本発明の一実施例の構成図、第３図はト
ランジスタのコレクタ・エミツタ電圧と電流増幅
率の関係を示すグラフ、第４図は本発明の第２の
実施例の構成図である。 １……永久磁石回転子、２……位置検出器、３
……電機子巻線、４……差動増幅回路、５，７…
…位置信号切換回路、６，８……出力トランジス
タ群、１３，１７……抵抗、１５……トルク指令
入力電圧、１６……電源、２０……差動増幅器、
２１……フイルタ。 Figure 1 is a configuration diagram of a conventional brushless motor.
Fig. 2 is a block diagram of one embodiment of the present invention, Fig. 3 is a graph showing the relationship between collector-emitter voltage of a transistor and current amplification factor, and Fig. 4 is a block diagram of a second embodiment of the present invention. be. 1... Permanent magnet rotor, 2... Position detector, 3
... Armature winding, 4 ... Differential amplifier circuit, 5, 7 ...
... Position signal switching circuit, 6, 8 ... Output transistor group, 13, 17 ... Resistor, 15 ... Torque command input voltage, 16 ... Power supply, 20 ... Differential amplifier,
21...Filter.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 多極着磁された永久磁石回転子と、一端が共
通接続された複数相の電機子巻線と、前記回転子
と前記電機子巻線との回転位置を検出する位置検
出器と、前記電機子巻線の各相に接続された前記
相数に等しい組数のプツシユプル出力トランジス
タ対と、前記電機子巻線の電流を検出する第１の
電流検出手段と、前記第１の電流検出手段の出力
信号とモータトルク指令入力信号との差を増幅す
る第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力を前
記位置検出器の出力に応じて切換え、前記出力ト
ランジスタ対の一方のトランジスタによる前記電
機子巻線の通電相を決定する第１の位置信号切換
手段と、前記一方のトランジスタのベース電流に
応じた信号を出力する第２の電流検出手段と、前
記第１及び第２の電流検出手段のそれぞれの出力
信号の差を増幅する第２の増幅器と、前記第２の
増幅器の出力を前記位置検出器の出力に応じて切
換え、前記出力トランジスタ対の他方のトランジ
スタによる前記電機子巻線の通電相を決定する第
２の位置信号切換手段とを具備し、前記一方のト
ランジスタのベース電流と前記第１の電流検出手
段に流れる電流との比を一定に保つよう前記他方
のトランジスタの導通状態を前記第２の増幅器で
制御し、前記トルク指令入力に応じたトルクを発
生するようにしたブラシレスモータ。 ２ 第２の電流検出手段としてカレントミラーと
抵抗を用い、第１の増幅器として電流出力型の差
動増幅器を用い、前記差動増幅器の電流出力を前
記カレントミラーで第１の位置信号切換手段と前
記抵抗とに分配し、前記抵抗の両端の電圧を前記
第２の電流検出手段の出力とすることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載のブラシレスモー
タ。 ３ 第１の位置信号切換手段を電流出力型とし、
エミツタフオロアトランジスタを前記第１の位置
信号切換手段と出力トランジスタのベース間に挿
入し、前記エミツタフオロアトランジスタのコレ
クタ回路に第２の電流検出手段として抵抗を挿入
し、前記抵抗の両端の電圧を前記第２の電流検出
手段の出力とすることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のブラシレスモータ。[Claims] 1. Detecting a multi-pole magnetized permanent magnet rotor, a multi-phase armature winding whose one end is commonly connected, and the rotational position of the rotor and the armature winding. a position detector; a number of push-pull output transistor pairs equal to the number of phases connected to each phase of the armature winding; a first current detection means for detecting a current in the armature winding; a first amplifier that amplifies the difference between the output signal of the first current detection means and the motor torque command input signal; and a first amplifier that switches the output of the first amplifier in accordance with the output of the position detector; a first position signal switching means for determining the energization phase of the armature winding by one of the transistors; a second current detection means for outputting a signal according to a base current of the one transistor; and a second amplifier for amplifying the difference between the respective output signals of the second current detection means, and the other transistor of the output transistor pair, the output of the second amplifier being switched in accordance with the output of the position detector. a second position signal switching means for determining the energized phase of the armature winding according to The brushless motor is configured to control the conduction state of the other transistor by the second amplifier to generate torque according to the torque command input. 2. A current mirror and a resistor are used as the second current detection means, a current output type differential amplifier is used as the first amplifier, and the current output of the differential amplifier is transferred to the current mirror and the first position signal switching means. 2. The brushless motor according to claim 1, wherein the current is distributed between the resistor and the voltage across the resistor as the output of the second current detecting means. 3 The first position signal switching means is a current output type,
An emitter follower transistor is inserted between the first position signal switching means and the base of the output transistor, a resistor is inserted as a second current detection means into the collector circuit of the emitter follower transistor, and both ends of the resistor are inserted. 2. The brushless motor according to claim 1, wherein the voltage is the output of said second current detection means.