JPS6013327B2 - 直流制御型出力レベル調整回路 - Google Patents
直流制御型出力レベル調整回路Info
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- JPS6013327B2 JPS6013327B2 JP50055719A JP5571975A JPS6013327B2 JP S6013327 B2 JPS6013327 B2 JP S6013327B2 JP 50055719 A JP50055719 A JP 50055719A JP 5571975 A JP5571975 A JP 5571975A JP S6013327 B2 JPS6013327 B2 JP S6013327B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N Carbon Chemical compound [C] OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 229910052799 carbon Inorganic materials 0.000 description 4
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- QNRATNLHPGXHMA-XZHTYLCXSA-N (r)-(6-ethoxyquinolin-4-yl)-[(2s,4s,5r)-5-ethyl-1-azabicyclo[2.2.2]octan-2-yl]methanol;hydrochloride Chemical compound Cl.C([C@H]([C@H](C1)CC)C2)CN1[C@@H]2[C@H](O)C1=CC=NC2=CC=C(OCC)C=C21 QNRATNLHPGXHMA-XZHTYLCXSA-N 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/02—Manually-operated control
- H03G3/04—Manually-operated control in untuned amplifiers
- H03G3/10—Manually-operated control in untuned amplifiers having semiconductor devices
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、テレビジョン受像器やオーディオ機器等の電
子機器に使用して好適な直流制御型出力レベル調整回路
に関する。
子機器に使用して好適な直流制御型出力レベル調整回路
に関する。
現在、電子機器では各種信号の量的調節を行う調整装置
が種々用いられているが、特に最近の状況として、コス
トダウン、有害波除去等のために直流制御化の傾向にあ
り、そのめ直流制御型出力レベル調整回路が多く使用さ
れている。
が種々用いられているが、特に最近の状況として、コス
トダウン、有害波除去等のために直流制御化の傾向にあ
り、そのめ直流制御型出力レベル調整回路が多く使用さ
れている。
従来、この種の直流制御型出力レベル調整回路は、第1
図に示す様な回路構成をしている。
図に示す様な回路構成をしている。
この装置の出力レベルの調整は、可変抵抗12にかかる
直流電圧を適当に制御することによって、トランジスタ
1,2で構成される差動増幅器の各べ−ス間の菱電圧を
調整し、同差動増幅器の共通ェミツタ側に印加された入
力信号をトランジスタ1のコレクタ負荷抵抗7からェミ
ッタフオロワトランジスタを介して、出力信号として取
り出す。この場合、可変抵抗12を変化させた場合「出
力レベル−可変抵抗値の特性は第3図の様になる。第3
図に示した様な出力特性を持つ直流制御型出力レベル調
整回路を、例えばテレビジョン受像機の音声回路におけ
る音量調整回路に使用した場合、可変抵抗の回転角に対
して、音声信号出力の出方が聴き手にとって、非常に不
自然であるという欠点があった。又、第1図に示した様
な直流制御型出力レベル調整回路を、半導体集積回路と
して使用した場合、トランジスタ6のベース電圧は拡散
抵抗13,14の抵抗比で決まるのに対し、トランジス
タ5のベース電圧は拡散抵抗10,11およびカーボン
による可変抵抗12との抵抗比で決まるが、集積回路内
部の拡散抵抗と外付けのカーボン抵抗とでは、周囲温度
の相違および温度係数の相違により、温度特性における
補償がうまく出釆ないという欠点もあった。従って、本
発明は、上記欠点を排除し好適な直流制御型出力レベル
調整装置を提供するものである。
直流電圧を適当に制御することによって、トランジスタ
1,2で構成される差動増幅器の各べ−ス間の菱電圧を
調整し、同差動増幅器の共通ェミツタ側に印加された入
力信号をトランジスタ1のコレクタ負荷抵抗7からェミ
ッタフオロワトランジスタを介して、出力信号として取
り出す。この場合、可変抵抗12を変化させた場合「出
力レベル−可変抵抗値の特性は第3図の様になる。第3
図に示した様な出力特性を持つ直流制御型出力レベル調
整回路を、例えばテレビジョン受像機の音声回路におけ
る音量調整回路に使用した場合、可変抵抗の回転角に対
して、音声信号出力の出方が聴き手にとって、非常に不
自然であるという欠点があった。又、第1図に示した様
な直流制御型出力レベル調整回路を、半導体集積回路と
して使用した場合、トランジスタ6のベース電圧は拡散
抵抗13,14の抵抗比で決まるのに対し、トランジス
タ5のベース電圧は拡散抵抗10,11およびカーボン
による可変抵抗12との抵抗比で決まるが、集積回路内
部の拡散抵抗と外付けのカーボン抵抗とでは、周囲温度
の相違および温度係数の相違により、温度特性における
補償がうまく出釆ないという欠点もあった。従って、本
発明は、上記欠点を排除し好適な直流制御型出力レベル
調整装置を提供するものである。
以下ト図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明す
る。
る。
第2図は、本発明の−実施例である。
図において、21,22は出力レベル調整用の差動増幅
器を構成するトランジスタ、31はトランジスタ21の
出力負荷抵抗、43はェミッタフオロワトランジス夕、
44は同トランジスタのェミッタ抵抗、49は出力端子
、23,24は同回路の出力端子49の直流レベルの変
動を抑えるための差動増幅器を構成するトランジスタ、
25,26はェミツタフオロワトランジス夕、32はト
ランジスタ25のェミッタ抵抗、33はトランジスタ2
6のェミッ夕抵抗、29,30‘ま出力レベル調整用差
動増幅器の各ベースにバイアス電圧を供給するための差
動増幅器、36はトランジスタ29のェミツタ抵抗、3
7はトランジスタ30のェミツタ抵抗、27,28はト
ランジスタ29,30の各コレクタ電流を電圧に変換す
るためのトランジスタ「38,39はトランジスタ29
,30のコレクタ電流が微少になった時にトランジスタ
25,26のベースへベース電流を供給するための抵抗
、34,35はトランジスタ29のベース電流バイアス
供給用抵抗、40,42および41はトランジスタ30
のベース直流バイアス供給用の抵抗および可変抵抗、5
0は出力レベル調整用の直流制御電圧が供給される端子
「 45は入力信号源、46,47および48は定電流
供給源「 51,52は電圧供給用端子である。さて、
第2図において、入力信号源45に信号を加えた場合、
この直流制御型出力レベル調整回路は、次の様な動作が
行なわれる。
器を構成するトランジスタ、31はトランジスタ21の
出力負荷抵抗、43はェミッタフオロワトランジス夕、
44は同トランジスタのェミッタ抵抗、49は出力端子
、23,24は同回路の出力端子49の直流レベルの変
動を抑えるための差動増幅器を構成するトランジスタ、
25,26はェミツタフオロワトランジス夕、32はト
ランジスタ25のェミッタ抵抗、33はトランジスタ2
6のェミッ夕抵抗、29,30‘ま出力レベル調整用差
動増幅器の各ベースにバイアス電圧を供給するための差
動増幅器、36はトランジスタ29のェミツタ抵抗、3
7はトランジスタ30のェミツタ抵抗、27,28はト
ランジスタ29,30の各コレクタ電流を電圧に変換す
るためのトランジスタ「38,39はトランジスタ29
,30のコレクタ電流が微少になった時にトランジスタ
25,26のベースへベース電流を供給するための抵抗
、34,35はトランジスタ29のベース電流バイアス
供給用抵抗、40,42および41はトランジスタ30
のベース直流バイアス供給用の抵抗および可変抵抗、5
0は出力レベル調整用の直流制御電圧が供給される端子
「 45は入力信号源、46,47および48は定電流
供給源「 51,52は電圧供給用端子である。さて、
第2図において、入力信号源45に信号を加えた場合、
この直流制御型出力レベル調整回路は、次の様な動作が
行なわれる。
トランジスタ29,30で構成される差動増幅器の定電
流供給源48を流れる電流を1,とすると、トランジス
タ29のベース電圧は抵抗34735によって固定され
ているから、可変抵抗4蔓を適当に操作して端子50に
生ずる制御用直流電圧がトランジスタ30のベースに印
カロされ、従って、その制御用直流電圧に応じて、トラ
ンジスタ29,30のコレクタ電流は定電流供給源48
を流れる電流1,を適当な比に分割して流れる。
流供給源48を流れる電流を1,とすると、トランジス
タ29のベース電圧は抵抗34735によって固定され
ているから、可変抵抗4蔓を適当に操作して端子50に
生ずる制御用直流電圧がトランジスタ30のベースに印
カロされ、従って、その制御用直流電圧に応じて、トラ
ンジスタ29,30のコレクタ電流は定電流供給源48
を流れる電流1,を適当な比に分割して流れる。
今「トランジスタ25,26のェミッタ電圧を各々V,
,V2とすると、次式の様に表わすことが出来る。V,
iV。
,V2とすると、次式の様に表わすことが出来る。V,
iV。
一VB827−VBE25 mV2
:V。−VBE28−VBE26
■ここで、Voは端子51に印加される電圧でトランジ
スタ27,28の共通ベース電圧、VB825,VBE
範,VBE27およびVB8蟹はトランジスタ25,2
6,27および28のベース・エミツタ間電圧である。
この回路において、ェミッタ抵抗32,33の値を等し
くすれば、ェミッタフオロワトランジス夕25,26の
ェミツタ電流は近似的に等しいため「Y8827とVB
E26とはほぼ等しいとみなせる。
:V。−VBE28−VBE26
■ここで、Voは端子51に印加される電圧でトランジ
スタ27,28の共通ベース電圧、VB825,VBE
範,VBE27およびVB8蟹はトランジスタ25,2
6,27および28のベース・エミツタ間電圧である。
この回路において、ェミッタ抵抗32,33の値を等し
くすれば、ェミッタフオロワトランジス夕25,26の
ェミツタ電流は近似的に等しいため「Y8827とVB
E26とはほぼ等しいとみなせる。
従って「トランジスタ25,26のェミッタ電圧の差、
即ち、差動増幅器を構成するトランジスタ21,22の
ベース間の差電圧は、式脚の様になる。V,一V2=V
BE28−VBE27 {3’ここ
で、一般に、トランジスタのベースェミツタ間電圧VB
Eとェミッタ電流leの間には、次式の関係が成立する
。
即ち、差動増幅器を構成するトランジスタ21,22の
ベース間の差電圧は、式脚の様になる。V,一V2=V
BE28−VBE27 {3’ここ
で、一般に、トランジスタのベースェミツタ間電圧VB
Eとェミッタ電流leの間には、次式の関係が成立する
。
vBE;尊n(声川三¥ln号 ■
但し、
五s:トランジスタの飽和電流
k;ボルッマン定数
T;絶対温度
q:電子の電荷量
従って、式筋の右辺、トランジスタ27,28のベース
ェミツタ間電圧とェミッタ電流13,12と間の関係は
、次式の様になる。
ェミツタ間電圧とェミッタ電流13,12と間の関係は
、次式の様になる。
v脳−vBB27=尊n号 {5)但し、
12:トランジスタ29のコレク夕電流
13:トランジスタ30のコレク夕霞流
同様に、式(3}の左辺に関しても、
v′v2=守ln号 (6}
という関係が成り立つ。
但し、L:トランジスタ21のコレクタ電流
ら:トランジスタ22のコレクタ電流
式(3}、{5}および(6’から、次式が成立する。
虫一三 【7’12一15
式‘7)から、第2図の様な回路構成では、差動増幅器
を構成するトランジスタ21,22において、トランジ
スタ21のコレクタ電流山とトランジスタ22のコレク
タ電流15との電流比14/15は、他の差動増幅器を
構成するトランジスタ29,30における、トランジス
タ30のコレクタ電流13とトランジスタ29のコレク
タ電流12との電流比13/12に等しい。
を構成するトランジスタ21,22において、トランジ
スタ21のコレクタ電流山とトランジスタ22のコレク
タ電流15との電流比14/15は、他の差動増幅器を
構成するトランジスタ29,30における、トランジス
タ30のコレクタ電流13とトランジスタ29のコレク
タ電流12との電流比13/12に等しい。
即ち、定電流供給源46を流れる電流をちとすると、端
子49に生じる出力レベルを最大にするには、トランジ
スタ21のコレクタ電流Lをk‘こ、トランジスタ22
のコレクタ電流ちを零にすれば良く、このことは、トラ
ンジスタ29のコレクタ電流12を零、トランジスタ3
0のコレク夕電流13を1.にすれば良い。又、出力レ
ベルを最大出力の半分(一母旧)にするには、トランジ
スタ21,22のコレクタ電流14,ちを14=15=
16′2、トランジスタ29,30のコレクタ電流12
、13を、12=13=1,′2とすれば良し、。同様
に、出力レベルを零するには、トランジスタ21のコレ
クタ電流14を零、トランジスタ22のコレクタ電流1
5をWこすれば良く、そのためには、トランジスタ29
のコレクタ電流12を1,、トランジスタ30のコレク
タ電流13を零にすれば良い。
子49に生じる出力レベルを最大にするには、トランジ
スタ21のコレクタ電流Lをk‘こ、トランジスタ22
のコレクタ電流ちを零にすれば良く、このことは、トラ
ンジスタ29のコレクタ電流12を零、トランジスタ3
0のコレク夕電流13を1.にすれば良い。又、出力レ
ベルを最大出力の半分(一母旧)にするには、トランジ
スタ21,22のコレクタ電流14,ちを14=15=
16′2、トランジスタ29,30のコレクタ電流12
、13を、12=13=1,′2とすれば良し、。同様
に、出力レベルを零するには、トランジスタ21のコレ
クタ電流14を零、トランジスタ22のコレクタ電流1
5をWこすれば良く、そのためには、トランジスタ29
のコレクタ電流12を1,、トランジスタ30のコレク
タ電流13を零にすれば良い。
上記の場合、端子601こ生ずるトランジスタ30のベ
ース電流バイアス電圧を以下の様に設定すれば良い。
ース電流バイアス電圧を以下の様に設定すれば良い。
出力レベル最大の場合、物AX=V29十申nを十,)
十1.RE {8〕
出力レベルが最大出力から一は旧減衰した場合、V3。
−母B=V斑 側出力レベ
ルが零の場合、VのM・N=V29−もギ十.) −1,RE ■ とすれば良い。
ルが零の場合、VのM・N=V29−もギ十.) −1,RE ■ とすれば良い。
但し、
RE:トランジスタ29のェミッ夕抵抗36およびトラ
ンジスタ30のェミッタ抵抗37の値 V3肌^x:出力レベルの場合のトランジスタ30のべ
−ス電圧V3o−6dB:出力レベルが最大値から一皮
旧減衰した時のトランジスタ30のベース電圧V3肌N
:出力レベル零の場合のトランジスタ30のベース電圧
V29:トランジスタ29のベース電圧(固定)ls:
トランジスタ29,30の飽和電圧従って、端子49に
生ずる出力レベルを最大から零まで調整出来得る様にす
るには、端子50に印加する制御用直流電圧の可変範囲
△Vを式【8}、‘1批から、次式の様に定めればよい
。
ンジスタ30のェミッタ抵抗37の値 V3肌^x:出力レベルの場合のトランジスタ30のべ
−ス電圧V3o−6dB:出力レベルが最大値から一皮
旧減衰した時のトランジスタ30のベース電圧V3肌N
:出力レベル零の場合のトランジスタ30のベース電圧
V29:トランジスタ29のベース電圧(固定)ls:
トランジスタ29,30の飽和電圧従って、端子49に
生ずる出力レベルを最大から零まで調整出来得る様にす
るには、端子50に印加する制御用直流電圧の可変範囲
△Vを式【8}、‘1批から、次式の様に定めればよい
。
△VとV靴MAx−V3oMIN
=等n(号十・)+21・RE(11)
即ち、可変抵抗41によって端子5川こ印加される綱用
直流電の可胸轍、少くとも豊n(害+1)十21・RE
以上であれば、出力レベルは最大から零まで調整するこ
とができる。
直流電の可胸轍、少くとも豊n(害+1)十21・RE
以上であれば、出力レベルは最大から零まで調整するこ
とができる。
尚、たとえば、端子501こ印加された制御用直流電圧
が最大になり、トランジスタ30のコレクタ電流13が
、13=1,となって、トランジスタ29が遮断しコレ
クタ電流2が、12=0となった場合を考える。
が最大になり、トランジスタ30のコレクタ電流13が
、13=1,となって、トランジスタ29が遮断しコレ
クタ電流2が、12=0となった場合を考える。
この時、当然トランジスタ27も遮断でなければならな
い。ところが、エミツタフオロワトランジスタ25は、
常にそのェミッタ電圧V,とェミッタ抵抗32で決まる
ェミッタ電流が流れているため、必然的にそのェミッタ
電流に応じたベース電流を供給しなければならない。そ
のベース電流をトランジスタ27から供給すると、同ト
ランジスタ遮断から導通の状態に入るため、式{7)で
表わされた関係式が維持出来なくなる。従って、式{7
}の関係を保っため、トランジスタ29が遮断状態にな
った場合には、ェミッタフオロワトランジス夕25のベ
ース電流は、トランジスタ27,28の共通ベースの電
圧供給源51とは別の電圧供給源52から抵抗38を介
して供給する様にしている。この方法だと、トランジス
タ29が遮断状態の時、同様にトランジスタ27も遮断
状態となって、式(7}の関係が完全に維持出来る。又
、逆に、トランジスタ30が遮断状態になった時も、上
記説明は全く同様に成り立つ。又、第2図に示した様な
抵抗40,42と可変抵抗41とでトランジスタ30の
べ−ス電圧を設定する方法だと、可変抵抗41の抵抗値
に対してトランジスタ30のベース電圧はリニアに比例
する。
い。ところが、エミツタフオロワトランジスタ25は、
常にそのェミッタ電圧V,とェミッタ抵抗32で決まる
ェミッタ電流が流れているため、必然的にそのェミッタ
電流に応じたベース電流を供給しなければならない。そ
のベース電流をトランジスタ27から供給すると、同ト
ランジスタ遮断から導通の状態に入るため、式{7)で
表わされた関係式が維持出来なくなる。従って、式{7
}の関係を保っため、トランジスタ29が遮断状態にな
った場合には、ェミッタフオロワトランジス夕25のベ
ース電流は、トランジスタ27,28の共通ベースの電
圧供給源51とは別の電圧供給源52から抵抗38を介
して供給する様にしている。この方法だと、トランジス
タ29が遮断状態の時、同様にトランジスタ27も遮断
状態となって、式(7}の関係が完全に維持出来る。又
、逆に、トランジスタ30が遮断状態になった時も、上
記説明は全く同様に成り立つ。又、第2図に示した様な
抵抗40,42と可変抵抗41とでトランジスタ30の
べ−ス電圧を設定する方法だと、可変抵抗41の抵抗値
に対してトランジスタ30のベース電圧はリニアに比例
する。
従って、式(11)の右辺で、トランジスタ29’30
のヱミッ地抗RE力ミ充分大きく、牢・n(号十1)が
2REI1に対して、無視出来る範囲である場合、50
1こEO力ロされる制御用直流電圧の可変範囲がその最
大値から1′2になれば、端子49に生ずる出力レベル
も最大値から1/2に減衰する。即ち、この場合は、制
御用直流電圧に対し出力レベルもリニアに変化する。第
4図は、第2図における直流制御用出力レベル調整回路
における可変抵抗41の抵抗値と出力レベルの特性を示
した図である。
のヱミッ地抗RE力ミ充分大きく、牢・n(号十1)が
2REI1に対して、無視出来る範囲である場合、50
1こEO力ロされる制御用直流電圧の可変範囲がその最
大値から1′2になれば、端子49に生ずる出力レベル
も最大値から1/2に減衰する。即ち、この場合は、制
御用直流電圧に対し出力レベルもリニアに変化する。第
4図は、第2図における直流制御用出力レベル調整回路
における可変抵抗41の抵抗値と出力レベルの特性を示
した図である。
従って、上記説明から、可変抵抗41としてB型特性の
ものを使用すれば、回転角と出力レベルの関係は当然B
型特性となり、A型特性の可変抵抗を使用すれば、回転
角と出力レベルの関係はA型特性となる。
ものを使用すれば、回転角と出力レベルの関係は当然B
型特性となり、A型特性の可変抵抗を使用すれば、回転
角と出力レベルの関係はA型特性となる。
故に、可変抵抗41の特性を適当に選択すれば、可変抵
抗の回転角に対する出力レベルの調整が、使用者にとっ
て自然かつ好適に行うことが出来るという利点がある。
たとえば、第2図に示した回路をテレビジョン受像機の
音声回路の音量調整回路に使用した場合、特に可変抵抗
としてA型の特性のものを使用すれば、可変抵抗の回転
角と音声信号出力の特性は、従釆から使用されて来た可
変抵抗のみによる音量調整法の場合と大差なく「理想的
な特性が得られるという利点がある。又、本発明を半導
体集積回路として使用する場合、トランジスタ同志たが
いにベアになって−群を構成しているため、温度補償上
の問題はない。
抗の回転角に対する出力レベルの調整が、使用者にとっ
て自然かつ好適に行うことが出来るという利点がある。
たとえば、第2図に示した回路をテレビジョン受像機の
音声回路の音量調整回路に使用した場合、特に可変抵抗
としてA型の特性のものを使用すれば、可変抵抗の回転
角と音声信号出力の特性は、従釆から使用されて来た可
変抵抗のみによる音量調整法の場合と大差なく「理想的
な特性が得られるという利点がある。又、本発明を半導
体集積回路として使用する場合、トランジスタ同志たが
いにベアになって−群を構成しているため、温度補償上
の問題はない。
特に、トランジスタ29,30の各ベース直流バィアス
電圧は、IC内部の拡散抵抗34,35の比、および外
付のカーボン抵抗40,42と同じくカーボンによる可
変抵抗の比により、抵抗の絶対値には依存しないため、
温度特性上の補償も充分である。尚、トランジスタ23
,24で構成される差動増幅器は、出力レベル調整とい
う本来の目的には直接的には関与しないが、この差動増
幅器によって端子49に生ずる直流レベルの変動を抑え
る役目を果している。
電圧は、IC内部の拡散抵抗34,35の比、および外
付のカーボン抵抗40,42と同じくカーボンによる可
変抵抗の比により、抵抗の絶対値には依存しないため、
温度特性上の補償も充分である。尚、トランジスタ23
,24で構成される差動増幅器は、出力レベル調整とい
う本来の目的には直接的には関与しないが、この差動増
幅器によって端子49に生ずる直流レベルの変動を抑え
る役目を果している。
従って、仮にトランジスタ23,24で構成される差動
増幅器が無くとも、第2図に示された回路その機能を充
分に果す。以上説明して釆た点からも明らかな様に、本
発明によれば実用的価値大なる直流制御型出力レベル調
整回路を提供することが出来る。
増幅器が無くとも、第2図に示された回路その機能を充
分に果す。以上説明して釆た点からも明らかな様に、本
発明によれば実用的価値大なる直流制御型出力レベル調
整回路を提供することが出来る。
第1図は、従来の直流制御型出力レベル調整回路の回路
構成図、第2図は本発明の一実施例における直流制御型
出力レベル調整回路の回路構成図、第3図は第1図の回
路における出力レベルと可変抵抗値の関係を示す図、第
4図は第2図の回路における出力レベルと可変抵抗値の
関係を示す図である。 尚、図において1・・・・・・・・・6,15,21・
・−・・・・・・,30,43:トランジスタ、7,…
……11,13,14,16,31・……・・40,4
2,44:抵抗、12,41:可変抵抗t 17,45
:信号源、18,19,46,………48:定電流供給
源「 0,49:出力端子、20,50:制御用直流電
圧供給端子、51,52:電圧供給源、V,;トランジ
スタ25のェミッタ電圧、V2:トランジスタ26のェ
ミッタ電圧、1,:定電流供給源48を流れる電流、1
2:トランジスタ29のコレクタ電流、13:トランジ
スタ30のコレク夕電流、14:トランジスタ21のコ
レクタ電流、15:トランジスタ22のコレクタ電流、
16:定電流供給源46を流れる電流、Vo:端子51
‘こ印加される電圧である。 第1図 第2図 第3図 第4図
構成図、第2図は本発明の一実施例における直流制御型
出力レベル調整回路の回路構成図、第3図は第1図の回
路における出力レベルと可変抵抗値の関係を示す図、第
4図は第2図の回路における出力レベルと可変抵抗値の
関係を示す図である。 尚、図において1・・・・・・・・・6,15,21・
・−・・・・・・,30,43:トランジスタ、7,…
……11,13,14,16,31・……・・40,4
2,44:抵抗、12,41:可変抵抗t 17,45
:信号源、18,19,46,………48:定電流供給
源「 0,49:出力端子、20,50:制御用直流電
圧供給端子、51,52:電圧供給源、V,;トランジ
スタ25のェミッタ電圧、V2:トランジスタ26のェ
ミッタ電圧、1,:定電流供給源48を流れる電流、1
2:トランジスタ29のコレクタ電流、13:トランジ
スタ30のコレク夕電流、14:トランジスタ21のコ
レクタ電流、15:トランジスタ22のコレクタ電流、
16:定電流供給源46を流れる電流、Vo:端子51
‘こ印加される電圧である。 第1図 第2図 第3図 第4図
Claims (1)
- 1 出力レベル調整用の直流電圧が供給される第1の差
動増幅器と、該第1の差動増幅器を構成する2個のトラ
ンジスタの夫々のコレクタ電流を電圧に変換して出力す
るトランジスタ対と、該トランジスタ対の夫々の出力を
受ける2個のエミツタフオロワトランジスタと、該2個
のエミツタフオロワトランジスタの出力電圧が供給され
ると共に共通端子に入力信号が印加される第2の差動増
幅器と、該第2の差動増幅器から出力を得る手段とを具
備する直流制御型出力レベル調整回路において、前記第
1の差動増幅器を構成する2個のトランジスタのうちの
一方が実質的に遮断状態とあったときに、その遮断状態
となったトランジスタに対して設けられた前記2個のエ
ミツタフオロワトランジスタのうちの一方に前記トラン
ジスタ対とは別の電流通路を介してベース電流を供給す
るベース電流供給回路を設けたことを特徴とする直流制
御型出力レベル調整回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP50055719A JPS6013327B2 (ja) | 1975-05-07 | 1975-05-07 | 直流制御型出力レベル調整回路 |
US05/682,799 US4013972A (en) | 1975-05-07 | 1976-05-03 | Amplifier with gain control means |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP50055719A JPS6013327B2 (ja) | 1975-05-07 | 1975-05-07 | 直流制御型出力レベル調整回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS51130146A JPS51130146A (en) | 1976-11-12 |
JPS6013327B2 true JPS6013327B2 (ja) | 1985-04-06 |
Family
ID=13006668
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP50055719A Expired JPS6013327B2 (ja) | 1975-05-07 | 1975-05-07 | 直流制御型出力レベル調整回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4013972A (ja) |
JP (1) | JPS6013327B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4318051A (en) * | 1980-01-15 | 1982-03-02 | Rca Corporation | Symmetrically gain controlled differential amplifier |
US4376288A (en) * | 1981-08-27 | 1983-03-08 | Rca Corporation | Signal gain control with DC compensation |
US4426625A (en) * | 1981-08-27 | 1984-01-17 | Rca Corporation | Circuit for linearly gain controlling a differential amplifier |
DE3811947A1 (de) * | 1988-04-11 | 1989-10-19 | Telefunken Electronic Gmbh | Steuerbare verstaerkerschaltung |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3684974A (en) * | 1968-01-29 | 1972-08-15 | Motorola Inc | Automatic gain control rf-if amplifier |
US3641450A (en) * | 1970-12-15 | 1972-02-08 | Motorola Inc | Gain controlled differential amplifier circuit |
-
1975
- 1975-05-07 JP JP50055719A patent/JPS6013327B2/ja not_active Expired
-
1976
- 1976-05-03 US US05/682,799 patent/US4013972A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4013972A (en) | 1977-03-22 |
JPS51130146A (en) | 1976-11-12 |
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