JPS5986315A - 帰還増幅器 - Google Patents
帰還増幅器Info
- Publication number
- JPS5986315A JPS5986315A JP58185810A JP18581083A JPS5986315A JP S5986315 A JPS5986315 A JP S5986315A JP 58185810 A JP58185810 A JP 58185810A JP 18581083 A JP18581083 A JP 18581083A JP S5986315 A JPS5986315 A JP S5986315A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- feedback
- capacitor
- current
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 36
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 229910019918 CrB2 Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 238000013019 agitation Methods 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000005303 weighing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は帰還増幅器、特にオシロスコープの増幅回路等
に使用するのに好適な広イ17域増幅器に関する。
に使用するのに好適な広イ17域増幅器に関する。
発明の背景
並列及び直列帰還増幅器は、入出力端間に抵抗素子を有
し、これにより利得(増幅度)を正確に定める形式の増
幅器である。この種増幅器は伶めて広範囲の用途がある
ので、電子産業では広(普及している。また容量(コン
デンサ)補fR回路を用いて過渡又は高周波応答特性の
安定化及び最適化を図ることも普通である。この神噴の
為に、一般には帰還抵抗器に並列に可変コンデンサZ接
続し、最適な補償が得られるように調整している。
し、これにより利得(増幅度)を正確に定める形式の増
幅器である。この種増幅器は伶めて広範囲の用途がある
ので、電子産業では広(普及している。また容量(コン
デンサ)補fR回路を用いて過渡又は高周波応答特性の
安定化及び最適化を図ることも普通である。この神噴の
為に、一般には帰還抵抗器に並列に可変コンデンサZ接
続し、最適な補償が得られるように調整している。
この可変コンデンサの欠点の1つは、補償したい回路に
大きな寄生容量及びインダクタンスを付加するので、最
適の過渡特性を得るべく;a整が困難であることである
。また、回路に2個以上の帰還コンデンサを使用すると
、問題が一層複雑となることである。更に、温度や電圧
に応じて帰還秤量を調整することは今まで非現実的であ
った。
大きな寄生容量及びインダクタンスを付加するので、最
適の過渡特性を得るべく;a整が困難であることである
。また、回路に2個以上の帰還コンデンサを使用すると
、問題が一層複雑となることである。更に、温度や電圧
に応じて帰還秤量を調整することは今まで非現実的であ
った。
発明の目的
従って、本発明の目的は帰還増幅器の新規な補償方法及
び装置を提供することである。
び装置を提供することである。
本発明の他の目的は電圧制御により増幅器の加算点へコ
ンデンサ電流を可変比率で流すことにより実効帰還容量
を変化する帰還増幅器の電圧制御型補償回路を提供する
ことである。
ンデンサ電流を可変比率で流すことにより実効帰還容量
を変化する帰還増幅器の電圧制御型補償回路を提供する
ことである。
本発明の更に他の目的は、大きな寄生容量及びインダク
タンスを生じることなく実効帰還容量を直線状に可変で
きる帰還増幅器の補償回路を提供することである。
タンスを生じることなく実効帰還容量を直線状に可変で
きる帰還増幅器の補償回路を提供することである。
本発明の別の目的は、単一の制御電圧を使用して1個以
上の四様設言1の増幅器の補償が調整できる補償回路を
提供することである。
上の四様設言1の増幅器の補償が調整できる補償回路を
提供することである。
本発明の更に別の目的は、差動帰還増幅器の補114が
調整可能な補償回路を提供することである。
調整可能な補償回路を提供することである。
発明の要約
本発明によると、電圧制御型の補償回路を有し、可変コ
ンデンサに付随していた寄生拌量及びインダクタンスを
生じることなく実効帰還容量が可変できる補償帰還増幅
器が得られる。
ンデンサに付随していた寄生拌量及びインダクタンスを
生じることなく実効帰還容量が可変できる補償帰還増幅
器が得られる。
この補償回路は2個の固定コンデンサを含み、実効的に
並列に接続され、ネ1)】償したい帰還増幅器の出力か
ら入力端への帰還容量の所定中心値を定める。第1のコ
ンデンサは出力端から入力端へ直接々続される。この入
力端は、並列帰還増幅器の場合には、所謂演算増幅器の
作用により仮想接地電位にある。第2コンデ/ザは、出
力端から他の仮想接地点へ接続されるが、この他の仮想
接地点では、コンデンサからの交流1L流が変化する割
合で帰還増幅器の仮想接地点へ供給されて帰還ループを
完成する。この第2コンデンザからの電流の割合と電流
ステアリングは可変直流電圧によりバイアス制御可能な
マルチプライヤにより行なわれる。
並列に接続され、ネ1)】償したい帰還増幅器の出力か
ら入力端への帰還容量の所定中心値を定める。第1のコ
ンデンサは出力端から入力端へ直接々続される。この入
力端は、並列帰還増幅器の場合には、所謂演算増幅器の
作用により仮想接地電位にある。第2コンデ/ザは、出
力端から他の仮想接地点へ接続されるが、この他の仮想
接地点では、コンデンサからの交流1L流が変化する割
合で帰還増幅器の仮想接地点へ供給されて帰還ループを
完成する。この第2コンデンザからの電流の割合と電流
ステアリングは可変直流電圧によりバイアス制御可能な
マルチプライヤにより行なわれる。
この補償技術は単一の過渡特性制御電圧により2以上の
帰還増幅器回路又は差動増幅器回路を制御できるので、
単一半導体チップ上に堪り遺した同様の設計の2以上の
増幅器を有する集積回路において特に重要である。また
、種々の周囲温四条件下で増幅器の過渡4′ケ性を最適
化するべく、制御電圧に所望温度係数ン持ブこせること
が容易である。
帰還増幅器回路又は差動増幅器回路を制御できるので、
単一半導体チップ上に堪り遺した同様の設計の2以上の
増幅器を有する集積回路において特に重要である。また
、種々の周囲温四条件下で増幅器の過渡4′ケ性を最適
化するべく、制御電圧に所望温度係数ン持ブこせること
が容易である。
補償回路にマルチプジイへ・を使用することにより、可
変容量ダイオード回路網を使用する如き他の電圧制御型
容量可変技法によっては実現し得ない線形制御が可能で
あるという効果が得られる。これにより、帰還容量を入
力電圧の関数として線形に可変することができる。−例
としては、オシロスコープのZ軸(輝度制御)駆動にお
ける如く、補償を出力な圧の関数により行うこともでき
る。
変容量ダイオード回路網を使用する如き他の電圧制御型
容量可変技法によっては実現し得ない線形制御が可能で
あるという効果が得られる。これにより、帰還容量を入
力電圧の関数として線形に可変することができる。−例
としては、オシロスコープのZ軸(輝度制御)駆動にお
ける如く、補償を出力な圧の関数により行うこともでき
る。
実施例の説明
以下、実施例に基づいて本発明の帰還増幅器を詳細に説
明する。先ず、第1図は従来の補償並列帰還増幅器を示
し、反転入力を回路入力端(121に接続し、非反転入
力を接地し、出カケ出力端(1・Dに接続した演算増幅
器(101より成る。利得設定用帰還抵抗器(I6)を
増幅器00)の出力からその反転入力へ接続し、それと
並列に袖fatコンデンサ081ヲ接続している。入力
信号は電流入力−IINであって、抵抗器0(i)を流
れ出力端04)に電圧信号votr’rを発生する。
明する。先ず、第1図は従来の補償並列帰還増幅器を示
し、反転入力を回路入力端(121に接続し、非反転入
力を接地し、出カケ出力端(1・Dに接続した演算増幅
器(101より成る。利得設定用帰還抵抗器(I6)を
増幅器00)の出力からその反転入力へ接続し、それと
並列に袖fatコンデンサ081ヲ接続している。入力
信号は電流入力−IINであって、抵抗器0(i)を流
れ出力端04)に電圧信号votr’rを発生する。
適切な補償を得る典型的な手法は、入力端(121にス
テップ関数パルス電流を供給して、出力電圧ステップの
前転が矩形状の正しい波形となるようコンデンサ(18
1を調整することである。M幅器(Il+の非反転入力
を接地しているので、その反転入力は演算増幅作用によ
り仮想接地されており、即ち帰ユ・λ抵抗器(及びダイ
ナミック即ちAC条件下ではコンデンサ)を通して十分
な電流を流して反転及び非反転入力を同一電位に泊り持
する。
テップ関数パルス電流を供給して、出力電圧ステップの
前転が矩形状の正しい波形となるようコンデンサ(18
1を調整することである。M幅器(Il+の非反転入力
を接地しているので、その反転入力は演算増幅作用によ
り仮想接地されており、即ち帰ユ・λ抵抗器(及びダイ
ナミック即ちAC条件下ではコンデンサ)を通して十分
な電流を流して反転及び非反転入力を同一電位に泊り持
する。
第2図は本発明による電圧制御型補償回路を設げた補償
並列帰還増1lli、i器の一例を示す。ここで、演算
増幅器(101を含む並列帰還増幅器4器は第1[ン1
に関し説明したものと同じである。しかし、第1図の可
変コンデンサ(181の代りに容量C’FBIを有する
第1帰還コンデンザ(21)lを用い、更に容、¥+J
: CrB2を有する第2コンデンサ(221を用い、
このl持定増幅器下ア。よc、8.。CrB2 = c
、、、 、なおよ冗7カ定、アいる。しかし、後述のと
おり、実効容量(キャパシタンス)は、コンデンサ(2
2から増幅器加JT点24Jへの電流量を制御すること
により可変できる。コンデンサ(イ)は増幅器αQの出
力からその反転入力である加算点(241へ接続してい
る。一方、コンデンサ(221は増幅器(101の出力
からエミッタ結合トランジスタ対<301− (321
17)エミッタへ接続する。このトランジスタ対c30
) −C3′IJは他のエミッタ結合トランジスタ対0
令−(至)及びダイオード(至)−Glcjと共にギル
バート発明の米国特許第3,689,752号に開示す
る線形マルチプライヤを構成する。トランジスタC30
と01とのコL/ クタハ加算点(財)に接続し、トラ
ンジスタ02ト(至)とのコレクタは接地している。両
トランジスタ対(至)−02及び434) −(3G)
の共通エミッタには夫々定電流源04)及び(46)に
接続している。定電流源(祷を加算点(2)に接続して
トランジスタ<30+ −a41のコレクタ電流を供給
する。定電流源(441、(4[i)及び0樽の大きさ
は等しい値IEであり、定常状態下のトランジスタ43
3及び(至)のコレクタ電流もまたIEとなる。
並列帰還増1lli、i器の一例を示す。ここで、演算
増幅器(101を含む並列帰還増幅器4器は第1[ン1
に関し説明したものと同じである。しかし、第1図の可
変コンデンサ(181の代りに容量C’FBIを有する
第1帰還コンデンザ(21)lを用い、更に容、¥+J
: CrB2を有する第2コンデンサ(221を用い、
このl持定増幅器下ア。よc、8.。CrB2 = c
、、、 、なおよ冗7カ定、アいる。しかし、後述のと
おり、実効容量(キャパシタンス)は、コンデンサ(2
2から増幅器加JT点24Jへの電流量を制御すること
により可変できる。コンデンサ(イ)は増幅器αQの出
力からその反転入力である加算点(241へ接続してい
る。一方、コンデンサ(221は増幅器(101の出力
からエミッタ結合トランジスタ対<301− (321
17)エミッタへ接続する。このトランジスタ対c30
) −C3′IJは他のエミッタ結合トランジスタ対0
令−(至)及びダイオード(至)−Glcjと共にギル
バート発明の米国特許第3,689,752号に開示す
る線形マルチプライヤを構成する。トランジスタC30
と01とのコL/ クタハ加算点(財)に接続し、トラ
ンジスタ02ト(至)とのコレクタは接地している。両
トランジスタ対(至)−02及び434) −(3G)
の共通エミッタには夫々定電流源04)及び(46)に
接続している。定電流源(祷を加算点(2)に接続して
トランジスタ<30+ −a41のコレクタ電流を供給
する。定電流源(441、(4[i)及び0樽の大きさ
は等しい値IEであり、定常状態下のトランジスタ43
3及び(至)のコレクタ電流もまたIEとなる。
トランジスタC30+ −C’!Aのベースは共通接地
し、トランジスタC321−C34Iのベースはダイオ
ード弼−(4(υ、両ダイオードの共通アノードと正電
源十、V間に接地した抵抗器6011抵抗器(521及
び接地と負電源−7間に接続したポテンショメータ(5
優を含むバイアス回路網に接続する。
し、トランジスタC321−C34Iのベースはダイオ
ード弼−(4(υ、両ダイオードの共通アノードと正電
源十、V間に接地した抵抗器6011抵抗器(521及
び接地と負電源−7間に接続したポテンショメータ(5
優を含むバイアス回路網に接続する。
ポテンショメータ64)の摺動子におけるif流電圧が
実効帰還容量を制御する理由を理解するため、次の状態
を検削する。先ず、J’+’=IjIII子がポテンシ
ョメータ6aの上端、即ち接地端にあるとする。この状
輯下ではトランジスタ021− C31が常時電流IE
のすべてを流しておりトランジスタ00)−(ト)はオ
フである。よって、コンデンサレ渇を流れる電流はトラ
ンジスタ07Jを介して接地に流れるので実質的に回路
から外れており、コンデンサ(2■のみが全帰還容量と
なる。これに対して、摺動子がポテンショメータ64)
の下端、即ち電源−■にある場合には、トランジスタ(
至)−(ト)が導通して■E全全部流し、021−g優
はオフである。その結果、コンデンサのを流れる電流は
トランジスタ(31を介して仮想接地の加算点C24+
に供給される。次に、摺動子がポテンショメータ6荀の
中点にあれば4個のトランジスタ(3o)乃至(36)
は等しく導通するので、コンデンサ(221の電流はト
ランジスタ備とC3,,4に2等分される。そこで、ポ
テンショメータ(54)の摺動子をその全レンジにわた
り調整すると、コンデンサシzを流れる電流はトランジ
スタ(301と(34間で分流されることが判る。これ
を要約すると、ポテンショメータc54)を調整するこ
とにより、コンデンサ122)を流れる電流のうち加算
点CI!41に達する電流の割合は変化するので、実効
帰還容量を調整することができる。コンデンサ(24の
電流に関する限り、トランジスタ(3Gと03間で分割
されるポテンショメータ(i4)による制御は、ダイオ
ード((2)と四による線形化作用により線形となる点
に注目されたい。
実効帰還容量を制御する理由を理解するため、次の状態
を検削する。先ず、J’+’=IjIII子がポテンシ
ョメータ6aの上端、即ち接地端にあるとする。この状
輯下ではトランジスタ021− C31が常時電流IE
のすべてを流しておりトランジスタ00)−(ト)はオ
フである。よって、コンデンサレ渇を流れる電流はトラ
ンジスタ07Jを介して接地に流れるので実質的に回路
から外れており、コンデンサ(2■のみが全帰還容量と
なる。これに対して、摺動子がポテンショメータ64)
の下端、即ち電源−■にある場合には、トランジスタ(
至)−(ト)が導通して■E全全部流し、021−g優
はオフである。その結果、コンデンサのを流れる電流は
トランジスタ(31を介して仮想接地の加算点C24+
に供給される。次に、摺動子がポテンショメータ6荀の
中点にあれば4個のトランジスタ(3o)乃至(36)
は等しく導通するので、コンデンサ(221の電流はト
ランジスタ備とC3,,4に2等分される。そこで、ポ
テンショメータ(54)の摺動子をその全レンジにわた
り調整すると、コンデンサシzを流れる電流はトランジ
スタ(301と(34間で分流されることが判る。これ
を要約すると、ポテンショメータc54)を調整するこ
とにより、コンデンサ122)を流れる電流のうち加算
点CI!41に達する電流の割合は変化するので、実効
帰還容量を調整することができる。コンデンサ(24の
電流に関する限り、トランジスタ(3Gと03間で分割
されるポテンショメータ(i4)による制御は、ダイオ
ード((2)と四による線形化作用により線形となる点
に注目されたい。
本発明の補償回路を使用するプッシュプル、即ち差動増
幅器の実施例を第3図に示す。必要に応じてM2図と同
じ参照符号を用い、プッシュプルの他側については一側
の符号にダッシュを伺している。入力差動電流信号を入
力端子f121− (12’)に供給し、出力差動電圧
信号を出力端子(J4) −(14’)から得る。トラ
ンジスタC33−C(61のコレクタは、第2図のシン
プルエンド増幅器の場合のように接地するのではな(、
増幅器(10’)の加算点(24’)へ正帰還するよう
接続する。コンデンサ(22’)はトランジスタ(31
−(36)の共通エミッタから増幅器(10’)の出力
へ接続する。電流源(48’)によりトランジスタoa
−43G+のコレクタ電流を供給する。その他の点で
は、増幅器(10’)と帰還素子(16’) 、 (2
0’)は夫々増幅器α1、抵抗器0■及びコンデンサ(
20)と実質的に同一である。補償回路の中間設定では
、コンデンサ+23からの正帰還によりコンデンサ(2
2’)からの負帰還を打消すので、実効帰還容量の調整
レンジはCFBI −CFB2からCFBt + CF
B2までである0単一のポテンショメータ154)の調
整により、プッシュプル増幅器の両側に対して等しく補
償及び過渡特性調整を行うことが判る。このことは、こ
の回路構成を集積回路化する場合に特に好適である。
幅器の実施例を第3図に示す。必要に応じてM2図と同
じ参照符号を用い、プッシュプルの他側については一側
の符号にダッシュを伺している。入力差動電流信号を入
力端子f121− (12’)に供給し、出力差動電圧
信号を出力端子(J4) −(14’)から得る。トラ
ンジスタC33−C(61のコレクタは、第2図のシン
プルエンド増幅器の場合のように接地するのではな(、
増幅器(10’)の加算点(24’)へ正帰還するよう
接続する。コンデンサ(22’)はトランジスタ(31
−(36)の共通エミッタから増幅器(10’)の出力
へ接続する。電流源(48’)によりトランジスタoa
−43G+のコレクタ電流を供給する。その他の点で
は、増幅器(10’)と帰還素子(16’) 、 (2
0’)は夫々増幅器α1、抵抗器0■及びコンデンサ(
20)と実質的に同一である。補償回路の中間設定では
、コンデンサ+23からの正帰還によりコンデンサ(2
2’)からの負帰還を打消すので、実効帰還容量の調整
レンジはCFBI −CFB2からCFBt + CF
B2までである0単一のポテンショメータ154)の調
整により、プッシュプル増幅器の両側に対して等しく補
償及び過渡特性調整を行うことが判る。このことは、こ
の回路構成を集積回路化する場合に特に好適である。
第4図は本発明による電圧制御補償回路を用いる直列帰
還増幅器を示j。この増幅器を第2図の並列帰還増幅器
と対比して、相違点についてのみ以下説明することとす
る。また、対応素子には同様参照符号を用いている。電
圧源10)は信号源であって、増幅器Qlの非反転入力
に接続している。抵抗器優を増幅器(10)の反転入力
と接地間に接続する。
還増幅器を示j。この増幅器を第2図の並列帰還増幅器
と対比して、相違点についてのみ以下説明することとす
る。また、対応素子には同様参照符号を用いている。電
圧源10)は信号源であって、増幅器Qlの非反転入力
に接続している。抵抗器優を増幅器(10)の反転入力
と接地間に接続する。
動作を説明すると、増幅器α1の反転及び非反転入力は
平衡すべ(動作J−るので、入力信号電圧が抵抗器fl
i;!1両端に現われ、その電流は帰還抵抗器0(つ)
を流れて出力電圧を発生する。よって、出力電圧は入力
電圧と同極性であり、増幅器の利得は抵抗器06)と←
2の比により決まること周知のとおりである。
平衡すべ(動作J−るので、入力信号電圧が抵抗器fl
i;!1両端に現われ、その電流は帰還抵抗器0(つ)
を流れて出力電圧を発生する。よって、出力電圧は入力
電圧と同極性であり、増幅器の利得は抵抗器06)と←
2の比により決まること周知のとおりである。
補償メカニズムは第2図の場合と略同様であるが、抵抗
器Q61と(62)の接続点即ち増幅器00)の反転入
力は、この場合に仮想接地ではない。
器Q61と(62)の接続点即ち増幅器00)の反転入
力は、この場合に仮想接地ではない。
第5図は並列帰還増幅器の他の例であり、この例では補
償は出力電圧の関数である点で他の実施例と相違する。
償は出力電圧の関数である点で他の実施例と相違する。
ここでは、出力電圧は抵抗器σ0)を介してトランジス
タC321−o41のベースへ結合して各エミッタ結合
合対を流れる電流の平衡度を制御する。過渡応答電流を
コンデンサ(22を介してトランジスタ備−eaのエミ
ッタに前記の場合と同様に注入する。夕゛イオードG)
81− (4Gは、この実施例では多少違った接続形態
であり、出力電圧をトランジスタ0ゐ−(2)のベース
に印加し、これにより線形化作用を行っている。抵抗器
(721はバイアス抵抗器として付加している。この増
幅器は例えば陰極線管(CRT)のZ軸、即ち輝度駆動
における電圧レベル設定用に好適である。この型の増幅
器にあっては、大振幅出力ステップに対しては応答が著
しく遅れる。よって、コンデンサ(2乃から接地へ大量
のACi流を流してピーキング効果を達成する。勿論、
小ステップに対しては多くのAC電流がトランジスタ(
至)を介して加算点(24)に供給される。
タC321−o41のベースへ結合して各エミッタ結合
合対を流れる電流の平衡度を制御する。過渡応答電流を
コンデンサ(22を介してトランジスタ備−eaのエミ
ッタに前記の場合と同様に注入する。夕゛イオードG)
81− (4Gは、この実施例では多少違った接続形態
であり、出力電圧をトランジスタ0ゐ−(2)のベース
に印加し、これにより線形化作用を行っている。抵抗器
(721はバイアス抵抗器として付加している。この増
幅器は例えば陰極線管(CRT)のZ軸、即ち輝度駆動
における電圧レベル設定用に好適である。この型の増幅
器にあっては、大振幅出力ステップに対しては応答が著
しく遅れる。よって、コンデンサ(2乃から接地へ大量
のACi流を流してピーキング効果を達成する。勿論、
小ステップに対しては多くのAC電流がトランジスタ(
至)を介して加算点(24)に供給される。
以上は本発明の帰還増幅器を実施例に即して説明したが
、当業者には本発明の要旨を逸脱することなく多くの変
更変形が可能であることが理解されよう。
、当業者には本発明の要旨を逸脱することなく多くの変
更変形が可能であることが理解されよう。
第1図は従来帰還増幅器を示す接続図、第2図乃至第5
図は本発明による帰還増幅器の夫り異なる好適実施例を
示す接続図である。 (101及び(1,0’)は夫々+w4暢器、U(へ)
及び(16’)は夫々帰還抵抗器、(氾及び(20’)
は夫々帰還コンデンサ、12り及び(22’)は夫hコ
ンデンサ、(7)乃至(41は夫々電流分流用マルチプ
ライヤである。
図は本発明による帰還増幅器の夫り異なる好適実施例を
示す接続図である。 (101及び(1,0’)は夫々+w4暢器、U(へ)
及び(16’)は夫々帰還抵抗器、(氾及び(20’)
は夫々帰還コンデンサ、12り及び(22’)は夫hコ
ンデンサ、(7)乃至(41は夫々電流分流用マルチプ
ライヤである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、反転入力及び出力端間に帰還抵抗器及びコンデンサ
を含む増幅器の出力端と電流加算点間にコンデンサ及び
可変電流分流回路を接続したことを特徴とする帰還増幅
器。 2、上記可変電流分流回路としてマルチプライヤを用い
る特許請求の範囲第1項記載の帰還増幅器。 3、上記可変電流分流回路は上記増幅器の出力電圧で制
御されるようにした特許請求の範囲第1項記載の帰還増
幅器。 4、上記増幅器はプッシュプル入力を増幅する1対の増
幅器を有し、上記可変電流分流回路として単一のマルチ
プライヤを共通に使用することを特徴とする特許請求の
範囲第1項記載の帰還増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/432,493 US4481480A (en) | 1982-10-04 | 1982-10-04 | Feedback amplifier having a voltage-controlled compensation circuit |
US432493 | 1982-10-04 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5986315A true JPS5986315A (ja) | 1984-05-18 |
JPH0722247B2 JPH0722247B2 (ja) | 1995-03-08 |
Family
ID=23716395
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58185810A Expired - Lifetime JPH0722247B2 (ja) | 1982-10-04 | 1983-10-04 | 帰還増幅器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4481480A (ja) |
JP (1) | JPH0722247B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4868516A (en) * | 1988-04-14 | 1989-09-19 | John Fluke Mfg. Co., Inc. | Alternating current amplifier with digitally controlled frequency response |
GB2225504A (en) * | 1988-11-18 | 1990-05-30 | Motorola Inc | Amplifier with compensation capacitance |
DE58907957D1 (de) * | 1989-04-14 | 1994-07-28 | Siemens Ag | Integrierbare Verstärkerschaltung. |
US5805006A (en) * | 1997-04-28 | 1998-09-08 | Marvell Technology Group, Ltd. | Controllable integrator |
US5999053A (en) * | 1998-07-02 | 1999-12-07 | Philips Electronics North America Corporation | Current steering variable gain amplifier with linearizer |
CN100461623C (zh) * | 2004-08-27 | 2009-02-11 | 周宗善 | 双路取样环路负反馈方法及双路取样负反馈放大器 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4066976A (en) * | 1975-07-05 | 1978-01-03 | Licentia Patent-Verwaltungs-G.M.B.H. | Amplifier with variable gain |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3946328A (en) * | 1975-01-27 | 1976-03-23 | Northern Electric Company, Limited | Functionally tunable active filter |
US4339729A (en) * | 1980-03-27 | 1982-07-13 | Motorola, Inc. | Analog integrated filter circuit |
US4356451A (en) * | 1980-06-16 | 1982-10-26 | Wilson Harold E | Active band pass filter |
-
1982
- 1982-10-04 US US06/432,493 patent/US4481480A/en not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-10-04 JP JP58185810A patent/JPH0722247B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4066976A (en) * | 1975-07-05 | 1978-01-03 | Licentia Patent-Verwaltungs-G.M.B.H. | Amplifier with variable gain |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0722247B2 (ja) | 1995-03-08 |
US4481480A (en) | 1984-11-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5945818A (en) | Load pole stabilized voltage regulator circuit | |
EP0118166B1 (en) | High frequency differential amplifier with adjustable damping factor | |
KR20010020410A (ko) | 선형성 및 대역폭이 개선된 가변 이득 증폭기 | |
JP3200122B2 (ja) | 平衡型カスコード電流ミラー | |
US4403199A (en) | Gain control systems | |
JPH07112132B2 (ja) | 広帯域差動増幅器 | |
JPS5986315A (ja) | 帰還増幅器 | |
US4425551A (en) | Differential amplifier stage having bias compensating means | |
US4451800A (en) | Input bias adjustment circuit for amplifier | |
JPS6333727B2 (ja) | ||
US4791385A (en) | Voltage controlled amplifier for symmetrical electrical signals | |
JPS63105505A (ja) | 増幅器 | |
JP2714269B2 (ja) | 等価インダクタンス回路 | |
US4703285A (en) | Wideband amplifier with active high-frequency compensation | |
JPH0648775B2 (ja) | リープフロッグ・フィルタ | |
US5327099A (en) | Differential stage that provides minimal offset between inputs | |
US4584535A (en) | Stabilized current-source circuit | |
JPH0630419B2 (ja) | 広帯域差動増幅器 | |
US4439745A (en) | Amplifier circuit | |
JPS6335121B2 (ja) | ||
JPS6013327B2 (ja) | 直流制御型出力レベル調整回路 | |
US4758797A (en) | Amplifier with compressor and expander function for ground symmetrical electrical signals | |
JPH0846444A (ja) | 帰還増幅回路 | |
JPH0225286B2 (ja) | ||
JPS5837722B2 (ja) | 可変利得増幅器 |