JPS5927506B2 - 調整偏向回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はテレビ受像機用の調整回路に関する。

多くのＳＣＲ水平偏向回路では、その回路の転流スイッ
チに結合された入力チョークを介してＢ＋動作電源から
その回路にエネルギが供給される。このような回路用の
普通の調整器はインダクタンスを調節して調整を行う可
飽和リアクトルや種々の切換装置を備えていた。従来法
の調整器のあるものは入力動作電流の順方向調整用に用
いられ、このような順方向調整器では、Ｂ＋電源および
入力チョークに直列にＳＣＲが結合されている。

このＳＣＲは各偏向サイクルの転流期間中に、偏向回路
内のエネルギレベルに応動する位相調節発振器によつて
導通転換され、この転流スイッチ両端の電圧によつて入
力チョークおよびＳＣＲを通る電流がそのＳＣＲ（７）
保持電流レベル以下に減少すると非転換期間中に遮断転
換される。このＳＣＲの導通転換期間を変化させてＢ＋
電源から偏向回路に供給されるエネルギ量を調節するこ
とにより調整が達せられる。調整器のＳＣＲは転流電圧
によつて遮断されるから、その転流電圧がＳＣＲの遮断
に不充分であるか、転流スイッチの短絡のために完全に
零である場合には、短絡保護のために固体回路遮断器の
働らきをする回路を用いる必要がある。

このための従来法の回路では交流線路の整流回路の出力
と肝濾波コンデンサとの間に直列に今１つのＳＣＲ装置
が挿入されていて、もし転換電圧が消滅するか過大動作
電流が流れると、回路遮断器のＳＣＲからゲート信号が
除去されて電源回路が開路するようになつていた。この
ような保護回路は比較的大電流高電圧で動作し得る電力
装置が２個必要であるが、電力装置を１個しか要しない
回路中に調整機能と回路遮断機能とを組合せて比較的大
型で高価な２個のＳＣＲを必要としない回路網を開発す
ることが望ましい。従来法の回路にはこの他にＳＣＲ水
平偏向回路の入カチヨーク誘導子と未調整Ｂ＋電源とに
直列の１個のトランジスタ装置に順方向調整機能と回路
遮断器保護とを行わせるようにしたものがある。

このトランジスタのベースに印加された変調信号によつ
てそのトランジスタが転流期間中に導通し、次に非転流
期間中に遮断され、これによつて調整が行われる。誤動
作を生じるとベース信号が除去されて回路遮断器の保護
を行う。トランジスタを正常動作中に転流遮断する代り
に、すなわち転流電圧を用いてトランジスタのコレクタ
・エミツタ電路の電路を零まで低減してその接合を逆バ
イアスする代りに非導通化することにより、そのトラン
ジスタが非導通になつたとき正常状態において比較的大
電流が流れる筈で、トランジスタがこの遮断電圧に耐え
得る必要がある。

その上コレクタ電流を次に正常状態でもこれを不都合に
放散させる減衰急停止回路に転送しなければならない。
この発明の推奨実施例による調整偏向回路は偏向巻線（
例えば後述の巻線４０）を含み、この偏向巻線に偏向回
路（例えば後述の回路２８）が結合されてその巻線に走
査電流を生成する。

偏向回路の第１の端子に偏向周波数の電圧（例えば後述
の電圧ＶＫ８）が生成さね偏向回路には動作電圧源（例
えば後述の電源Ｂ＋）からエネルギが供給される。偏向
回路中のエネルギレベルを表わす電圧源（例えば後述の
巻線４２ｃ）に感知手段（例えば後述の回路６０）が結
合され、誤差信号（例えば後述の電圧ＶＥ）を生成し、
この誤差信号に応動する制御手段（例えば後述の回路４
５）が第１および第２の制御信号を生成する。上記動作
電圧源と第１の端子には偏向回路に動ｅ作電流を供給す
るための可制御切換手段（例えば後述のトランジスタ２
４）が結合され、その可制御切換手段の制御端子（例え
ば後述の端子２０）が上記制御手段に結合されている。

上記偏向周波数の電圧の第１の部分によつてその可制御
切換手段が遮断に転流され、その可制御切換手段は第１
の制御信号によつて導通に転じて正常状態において各偏
向サイクル中の可制御切換手段の導通時間を変調し、こ
れによつて偏向回路に対するエネルギの供給を調整する
。可制御切換手段が第２の制御信号が生じる前に偏向周
波数の電圧によつて遮断に転換されなかつたときは、こ
の可制御切換手段はその第２の制御信号により遮断され
得るようになつている。次に添付図面を参照しつつこの
発明をその実施例についてさらに詳細に説明する。

第１図において、入力端子２１に直流３００Ｖと例示さ
れた未調整Ｂ＋電圧源が限流抵抗２２およびダイオード
２３を介して調整回路３５の調整トランジスタとして例
示されたスイツチング素子２４に結合されているが、こ
のスイツチング素子２４の導通および調整回路３５の動
作を以下に説明する。

ダイオード２３およびトランジスタ２４に跨つてコンデ
ンサ２５および抵抗２６から成る過渡減衰回路網が結合
され、トランジスタ２４のエミツタは水平ＳＣＲ偏向回
路２８の入カチヨークコイル２７に結合されている。水
平偏向回路２８はＳＣＲ３Ｏおよびこれと反対極性のダ
イオード３１から成る転流スイツチ２９と、転流誘導子
３２、コンデンサ３３および第１図に例示するような帰
線コンデンサ３４から成るリアクタンス性の転流回路３
６と、ＳＣＲ３８およびこれと反対極性のダイオード３
９から成る走査スイツチ３７とを含み、水平偏向巻線４
０およびＳ字整形コンデンサ４１の直列回路に結合され
ている。

偏向巻線４０には水平出力変成器４２の１次巻線４２ａ
と減結合コンデンサ４３との直列回路が結合され、３次
巻線４２ｂはアルタ電圧生成用の高電圧回路４４に結合
されている。水平偏向回路２８は通常様式で動作する。
第２ａ図に示すように、転流期間の始点の時刻Ｔ。にお
いてゲートパルスが水平発振回路網（第１図に図示せず
）から転流用ＳＣＲ３Ｏのゲートに印加される。転流ス
イツチ２９の両端の電圧は第２図においてＶＫＳで示さ
れるが、転流期間Ｔ。−Ｔ２中のスイツチ２９の導通中
は約０Ｖである。帰線期間は、時刻Ｔ。よりも若干遅れ
て、すなわちリアクタンス性転流回路３６中の循環電流
によりまず走査用ＳＣＲ３８が遮断され次にダイオード
３９が逆バイアスされることにより走査スイツチ３７が
開路するときに、始まる。また、走査期間は、転流期間
の終端より若干早く、すなわちリアクタンス性転流回路
３６中の循環電流によりダイオード３９が順バイアスさ
れて導通して走査スイツチ３７が閉路するときに、始ま
る。走査期間の中点近くで走査用ＳＣＲ３８が通常の回
路（図示せず）から供給されるゲート信号により適当時
間導通する。転流期間は循環電流がダイオード３１を逆
バイアスすることにより転流スイツチ２９を開く時間Ｔ
２において終了する。

第２ｂ図に示すように、期間Ｔ２〜Ｔ５は非転流期間で
あるが、時刻Ｔ５において転流用ＳＣＲ３Ｏに次のゲー
トパルスが印加されて転流期間が再開される。Ｂ＋電源
からのエネルギは転流期間の一部において入カチヨーク
２７に蓄積され、非転流期間中に偏向回路２８に転送さ
れる。

入カチヨーク２７に蓄積されるエネルギの量は調整トラ
ンジスタ２４の導通時間によつて決まり、制御回路４５
によつて各偏向サイクル中トランジスタ２４の導通転換
時間を位相角変調することにより調整が達せられる。制
御回路４５の位相角変調器４８にはその第１入力端子か
ら水平発振回路網から得られた同期パルス４７が供給さ
れ、また入力端子４９には偏向回路２８のエネルギレベ
ルを表わす誤差電圧。

が供給される。この誤差電圧は、端子５１の基準電圧Ｖ
Ｒを水平出力変成器４２の２次巻線４２ｃから得られた
端子５３の水平帰線パルス５２と比較する感知回路６０
の比較器５０の出力に得られる。帰線パルス５２の大き
さは交流線路電圧の変動によつて変るＢ＋電圧と水平出
力変成器に印加されるアルタビーム電流負荷その他の電
流負荷との関数である。位相角変調器４８の端子５４，
５５からの駆動信号５９は１駆動変成器５６の１次巻線
５６ａに供給される。

その駆動変成器５６の２次巻線５６ｂは抵抗５７および
コンデンサ５８より成る整形回路網を介して調整トラン
ジスタ２４のベース端子２０とエミツタとの間に結合さ
れている。第２ｃ図および第２ｄ図において時刻Ｔ，に
見られるように、転流期間Ｔ。

−Ｔ２中において駆動信号５９の最初の導通信号部５９
ａにより調整トランジスタ２４が順バイアスされて飽和
導通の第１の導通状態になり、第２ｄ図に示すように時
刻ｔ１フにおいて正のベース電流が流れ始める。

この転流期間の残りｔ１〜Ｔ２の間は第２ｅ図に示すよ
うにトランジスタ２４および入カチヨーク２７を流れる
順方向動作電流が増大する。時刻Ｔ２では転流スイツチ
２９が開き、転流用誘導子３２の両端の比較的小さい電
圧降下を無視すると、転流電圧、が転流コンデンサ３３
の両端の電圧に実質的に等しくなるまで上昇する。

時刻Ｔ３においてＢ＋電圧より低い転流電圧Ｋ８に等し
く極性反対の電圧が入カチヨーク２７の両端間に生成し
て、調整トランジスタスイツチング素子２４を遮断に転
換する。第２ｅ図に示すように、トランジスタ２４およ
びチヨーク２７を介する順方向動作電流は時刻Ｔ３で電
流が方向を変えようとするまで減少し、この時点でトラ
ンジスタ２４が遮断に転換する。時刻Ｔ３では駆動信号
５９の導通信号部分５９ａがなおトランジスタ２４を順
バイアスして導通させているため、このトランジスタ２
４はなお第１の導通状態にあることに注意すべきである
。しかしそのトランジスタ２４のコレクタ・エミツタ電
路両端間の逆方向電圧のために順方向の電流は全く流れ
ない。ダイオード２３はトランジスタ２４のベース・コ
レクタ電路に逆方向電流が流れないような極性に配置さ
れている。時刻Ｔ４では，駆動信号５９の第２の遮断信
号部分５９ｂによつてトランジスタ２４のベース・工ミ
ツタ電路が逆バイアスされ、トランジスタ２４は第２の
状態の非導通状態に切換わる。トランジスタ２４にはそ
のコレクタ・エミツタ間の逆バイアスを除去しても最早
電流は流れ得ない。変調器４８は導通信号５９ａの時刻
ｔ１〜Ｔ４までのパルス持続時間△ｔが正常動作状態で
遮断転換時刻Ｔ３を超えて充分延伸するように構成あれ
ている。このような構成が望ましい理由を次に説明する
。調整のための位相角変調は導通転換信号５９ａのパル
ス位置変調によりトランジスタ２４の導通転換時間を変
化することによつて達せられる。Ｂ＋電圧がその公称値
より低い低交流線路電圧の場合を考えると、帰線パルス
の大きさが減少するため誤差電圧が第１の信号部分５９
ａの始端を時刻Ｔ。すなわち転換期間の始端の方に進め
る方向に変化する。第２ｆ図および第２ｇ図に示すよう
に、トランジスタ２４の導通はＢ＋電圧公称値に対する
導通開始時刻Ｔｌ．よりも前の時刻ｔ／に始まる。チヨ
ーク２７の両端に印加される電圧は低線路電圧状態にお
いて公称線路電圧状態の印加電圧より低いから、第２ｇ
図の動作電流の時刻ｔ１′からＴ２までの傾斜が第２ｅ
図における対応傾斜ほど急峻でない。しかし導通転換時
刻がｔ／に早められるため、転換期間の終端の時刻Ｔ２
で達するピーク電流は、公称線路電圧状態において達す
る第２ｅ図の値と実質的に相等しい。チヨーク２７に蓄
積されるエネルギ量は交流線路電圧の変動に拘らず実質
的に同等で、このため偏向回路２８に供給されるエネル
ギ量が調整される。トランジスタ２４は上記時刻Ｔ３よ
り早い時刻Ｔ３′で遮断され、駆動信号５９の遮断第２
信号部分５９ｂが上記時刻Ｔ４より早い時刻Ｔ４′に生
ずる。

しかし導通転換信号部分５９ａの時刻ｔ／からＴ４７ま
での持続時間Δｔは不変である。ビーム電流負荷の変化
する状態においても同様形式の位相角変調が起ることに
注意すべきである。導通転換信号および遮断信号の両者
に応動するスイツチング素子を用いて、以下説明するよ
うに第２の電力定格装置を必要とせずに短絡防止を行う
こともできる。

調整回路３５にはダイオード６１と減衰帰線抵抗６２と
の直列回路が含まれ、ダイオード６１の陰極はチヨーク
２７とトランジスタ２４のエミツタとの接続点に結合さ
れている。たとえば、転換スイツチ２９が動作中に短絡
された過誤状態を考える。第３ｃ図に示すように、時刻
ｔ１における導通転換信号５９ａによりトランジスタ２
４が順バイアスされて飽和状態に導通し、トランジスタ
２４のコレクタ・エミツタ電路を含む第１の主導雷路を
動作電流が流れる。このトランジスタ２４を通る電流は
第３ｄ図に示すように増大し始める。転流スイツチ２９
が短絡されているため、第３ｂ図に示すように時刻Ｔ３
ではトランジスタ２４を遮断に転換するような転換電圧
は ご生じない。この電流は増大を続けるが無限ではな
く、時刻Ｔ４において遮断信号５９ｂのためにトランジ
スタ２４が遮断に転換してその電流が短時間でＯまで減
少する。この急激なトランジスタ２４の電流低下によつ
４てチヨークコイル２７は時刻Ｔ４においてダイオー
ド６１の陰極の電圧はそのダイオード６１の順バイアス
に充分なだけ負になつて第２の導電路が形成され、チヨ
ークコイル２７の導通が維持されノる。

第３ｅ図のダイオード電流波形に示すように、この電流
はダイオード６１、チヨーク２７、転流スイツチ２９、
抵抗６２からなる循環路を流れる。時刻Ｔ４の後夕゛イ
オード６１の電流は抵抗６２およびチヨークコイル２７
の値に依存して指数関数的に減少する。ダイオード６１
と抵抗６２との接続点には普通のラツチ回路等の過誤検
出回路６３が結合されている。

この回路６３は過誤状態の動作時に抵抗６２の両端間の
負の電圧を検出して位相角変調器４８に除勢信号を送り
、過誤状態時にトランジスタ２４に供給されている駆動
信号を除去してＢ＋電源回路を開路する。トランジスタ
２４の駆動信号を除去しない方がよいときでも、第１図
の回路は短絡状態においてＢ＋電源により転送されるエ
ネルギの最大量の限定を許す。

トランジスタ２４の導通転換時間は比較的一定であるか
ら、チヨーク２７には一定量のエネルギだけが供給され
る。このエネルギは遮断期間中に抵抗６２で消費される
。さらにたとえば誤差電圧ＶＥが低いかＯであれば、調
整トランジスタ２４が早くも時刻Ｔ。

で導通することができる。トランジスタ２４およびチヨ
ーク２７の電流は時刻Ｔ。＋△ｔまで増犬を続ける。但
し△ｔは位相角変調器４８から発生された駆動波形５９
の公称導通転換部である。このとき波形５９の遮断信号
部はトランジスタ２４を遮断し、これによつてチヨーク
２７にエネルギが蓄積される時間を全転流期間ではなく
期間△ｔに限定する。第４図の回路は第１図の発明的特
徴を備えた詳細な実施例で、過誤状態が単に過渡的なも
のであれば正規の調整動作を回復する検出回路６３を与
えるものである。

第１図および第４図では同様の機能素子を同じ引用数字
で示した。比較器５０の入力端子５３に印加された負の
帰線パルスはダイオード１２１で整流されて可変ピーキ
ング抵抗１２３およびタリツピングツエナーダイオード
１２４を介して戸波コンデンサ１２２に供給される。

この済波コンデンサ１２２の両端間の電圧は抵抗１２５
の可変タツプを介して端子５１に得られる基準電圧Ｖ。
に加えられる。この和電圧は入力端子４９に印加される
誤差電圧Ｖ。を成す。入力端子４９の誤差電圧は通常の
単安定マルチバイブレータ１２６に印加され、入力端子
４６には同期パルス４７が印加される。

このマルチバイブレータ１２６の端子１２８における出
力は正の前端を持つ水平偏向周波数１／ＴＨの反復単発
波形１２７のもので、第２ｈ図の点線で示すように入力
誤差電圧によつてパルス幅変調されている。正規のマル
チバイブレータ動作におけるこの変調の最大量はｔ１′
からｔ１′である。パルス１２７の正の部分の持続時間
は次の転流期間の始点Ｔ５まで延びている。パルス幅変
調パルスを比較的一定幅のパルス位置変調パルスに変え
るため、パルス１２７は抵抗１３０およびコンデンサ１
３１から成る積分回路を介して整形トランジスタ１２９
のベースに印加される。

抵抗１３０の両端間にはダイオード１９９が結合されて
いる。パルス１２７は抵抗１３９を介してトランジスタ
１２９のコレクタに供給される。トランジスタ１２９の
ベース電圧はコンデンサ１３１が充電されるために２１
図に示すように時刻ｔ１から上昇する。

コンデンサ１３１の電圧は時刻Ｔ４においてトランジス
タ１２９を順バイアスして導通させるまでになる。時刻
Ｔ５まではトランジスタ１２９は導通を続け、コンデン
サ１３１の電圧もよく一定に維持されるが、この時点で
端子１２８のパルス電圧１２７がＯに低下し、コンデン
サ１３１が第２１図に示すように時刻Ｔ。からｔ１まで
ダイオード１９９の順方向抵抗を介して放電を始め、こ
れによつてトランジスタ１２９が遮断される。第２ｊ図
に電圧波形１３２で示すように、端子１３３すなわちト
ランジスタ１２９のコレクタの電圧がコンデンナ１３１
の充電期間中の時刻ｔ１からＴ４までだけ高レベルを占
めるが、他の期間ではトランジスタ１２９が導通してい
るか端子１２８の電圧が０のためにＯになる。

このように、コンデンサ１３１の充電期間が変らないた
め、電圧１３２のパルス幅も変らず、電圧１３２の正向
きの前端の開始時刻だけがマルチバイブレータ１２６の
端子４９の電圧レベルＶＥに依存する変化を受ける。電
圧１３２は抵抗１３５を介して増幅および反転用の１駆
動トランジスタ１３４のベースに印加さノれる。

第２ｃ図に示される前述の駆動信号５９は駆動トランジ
スタ１３４のコレクタに得られ、駆動変成器５６の１次
巻線５６ａに供給されて調整トランジスタ２４の導通の
位相角変調を行う。過度減衰回路網はこの１次巻線の両
端間に結合された抵抗１３６およびダイオード１３７と
、駆動トランジスタ１３４のコレタタと接地点との間に
挿入されたコンデンサ１３８とを含んでいる。過誤検出
回路６３は駆動トランジスタ１３４のベース端子１４０
とダイオード６１と抵抗６２との接続点の帰還端子１４
１との間に挿入されている。回路６３は端子１４０，１
４１間に接続された２個の直列ダイオード１４２，１４
３および２個の直列抵抗１４４，１４５を含み、抵抗１
４４，１４５の接続端子１４７と接地点との間には積分
コンデンサ１４６が結合されている。転流スイツチ２９
が偏向回路動作中に短絡された過誤状態を考える。

調整トランジスタ２４を遮断するための転流電圧は存在
しないので、トランジスタ２４の電流はこのトランジス
タが駆動信号５９の遮断信号部で遮断されるまで増加を
続ける。この電流は次にダイオード６１および抵抗６２
に送られ、端子１４１の帰還電圧が負になつてコンデン
サ１４６により積分され、端子１４７に充分な負の電圧
を生じてダイオード１４２，１４３を順バイアスして導
通させ、駆動トランジスタ１３４からベース電流を分路
放流する。このように、単安定マルチバイブレータ１２
６がなお端子１２７に信号パルス１２８を生成しても、
この信号は充分な大電流が抵抗６２を通つて循環してい
る限り偏向サイクル中のどの時刻にもトランジスタ１３
４のベース電圧とこのトランジスタを順バイアスして導
通させるほど正力向に上昇することはない。

駆動変成器５６には駆動信号が印加されないため、調整
トランジスタ２４は遮断のままであつて短絡保護を行う
。第５ｃ図に示すように、ある時間後の時刻Ｔ，におい
て、ダイオード６１および抵抗６２を介する指数関数的
減衰電流は充分減少して端子１４７の積分された負電圧
も充分に低下し、第５ｂ図、第５ｄ図および駆動トラン
ジスタ１３４のベース電圧波形Ｖｌ４Ｏを示す第５ｆ図
に見られるように、信号パルス１２７の正の前端によつ
て駆動トランジスタ１３４が順バイアスされて必ずしも
飽和状態ではないが導通するようになる。

駆動信号５９′の導通転換第１信号部は駆動変成部５６
に結合され、第５ｄ図および第５ｅ図に示すように時刻
Ｔ，において調整トランジスタ２４を順バイアスしてＢ
＋電源電流を導通させる。トランジスタ２４のエミツタ
のこの実質的Ｂ＋電源電圧に等しい電圧によりダイオー
ド６１が逆バイアスされ、抵抗６２から循環チヨーク電
流および帰還電圧が除去される。

駆動トランジスタ１３４のベース端子１４０の交流電圧
Ｖｌ４Ｏは整形トランジスタ１２９の積分コレクタ電圧
を表わし、第５ｆ図に示すように徐々に変化する平均電
圧に重畳される。トランジスタ１３４の記憶時間を無視
すると、トランジスタ１３４の導通期間Ｔ１〜Ｔ２は第
５ｆ図に時刻Ｔ１からＴ２までＶ，４Ｏで示すように、
電圧，４０がトランジスタ１３４のベース・エミツタ接
合のＶ６ｅであるＶｌ９７を超える期間に等しい。調整
トランジスタ２４が導通している期間Ｔ，〜Ｔ２の間、
チヨーク２７の電流は時間Ｔ２でＬｐに等しくなるまで
増大する（第５ｅ図）。

時刻Ｔ２で調整トランジスタ２４が遮断されると、ダイ
オード６１がチヨーク電流を導通し、徐々に減衰する負
の帰還電圧が端子１４１に発生してコンデンサ１４６に
より積分され、端子１４７に徐々に低下する負の電圧を
生成する。駆動トランジスタ１３４のベース端子１４０
の平均電圧は、端子１３３の一定の正の平均電圧に釣合
うように加えられる徐々に低下する負の帰還電圧に比例
する。

依つて調整トランジスタ２４の導通直後の平均電圧は導
通前より負であつて、次の２時点たとえばＴ３，Ｔ４に
おいては第５ｆ図に点線で示すように、電圧Ｖ，４Ｏの
正のピーク値をトランジスタ１３４の順バイアスレベル
Ｖ，，７以下に維持するに足るだけ負になる。循環する
チヨーク電流が第５ｆ図に示すように１４０の正のピー
クによつてトランジスタ１３４が再び順バイアスされ得
るほど端子１４７の負の電圧を充分に低下させるに足る
だけ減少したときは、時刻Ｔ５までトランジスタ１３４
は非導通を維持する。第５ｅ図に示すように、時刻Ｔ，
後の調整トランジスタ２４の導通時間は比較的短かく、
時刻Ｔ１からＴ２までしか持続しないが、トランジスタ
１３４の記憶時間を無視すると、この期間中端子１４０
の電圧は駆動トランジスタ１３４を順バイアスして導通
させるに足るだけ正である。トランジスタ１３４を非導
通にバイアスするに要する電圧低下はたとえば僅か０１
Ｖまたは０．２Ｖであるから、この期間は比較的短かい
。Ｂ＋電源から調整トランジスタ２４を介して供給され
るピーク電流はそのトランジスタの導通時間が比較的短
かいため比較的小さいから、これによつて短絡保護が得
られる。その上、循環チヨータ電流回路のＬ／Ｒ時定数
等の種々の因子によつて、第５ｅ図に偏向サイクル３回
に１回の導通が示されているように、調整トランジスタ
２４は偏向サイクル数回に１回だけＢ＋電源電流を導通
する。

このようにＢ＋電源からのエネルギの供給度数を偏向サ
イクル数回に１回に制限することによつても短絡保護が
得られる。前述のように第４図の反復過誤検出動作では
、過誤状態が単に過渡的であると証明されると、正規の
調整動作を回復することができる。たとえば過渡的な過
誤状態が終つた後転流スイツチ２９の両端に再び転流電
圧が発生するから、ダイオード６１を通る電流がＯに減
少して方向を変えようとするとき、そのダイオード６１
は結局自身が遮断に転換される。導通転換電圧５９ａに
よつて調整トランジスタ２４が導通されると正規の調整
回路動作が回復し、転流電圧ＶＫ８によりそのトランジ
スタが遮断される。位相角変調器４８または水平偏向回
路２８に単安定マルチバイブレータ１２６以外のマルチ
バイブレータ回路を追加すると、これに応じて過誤検出
回路６３を改変してそのマルチバイブレータ回路と共働
する反復過誤検出回路動作を得ることもできる。

たとえば第４図の端子１４１の帰還電圧により、第５ｅ
図の時刻Ｔ，でマルチバイブレータ１２６によつて導通
転換信号を駆動トランジスタ１３４に供給し、時点Ｔ２
で他のマルチバイブレータ回路によつて遮断信号を供給
することもできる。調整スイツチング素子２４はトラン
ジスタである必要はなく、ゲートターンオフ（ＧＴＯ）
サイリスタ等のように陰陽両極間の主導電路に動作電流
が流れ、制御電極に印加される導通信号および遮断信号
に応じて導通および非導通の転換とし得る装置であれば
任意のものでよい。

第６図はＧＴＯ２２４をスイツチング素子として用いた
水平偏向回路の調整部３５を示す。この第６図の回路は
電流過負荷状態において一部ＧＴＯ２２４を遮断する働
きもする。ＧＴＯ２２４の陰極およびチヨークコイル２
７に電流感知抵抗２２１が結合され、この抵抗２２１の
両端間に済波コンデンサ２２２が結合されている。

ＧＴＯ２２４のゲート電極２２０と抵抗２２１、チヨー
ク２７の接続点との間にはＳＣＲ２２３が結合されてい
る。ＧＴＯ２２４のゲートにはツエナーダイオード２２
５の陰極が結合され、ＳＣＲ２２３のゲートにはツエナ
ーダイオード２２５の陽極が結合されている。抵抗２２
１の電流が所定量以上増大すると、ツエナーダイオード
２２５の電圧がその降伏電圧を超え、ＳＣＲ２２３の陰
極に対して正の電圧をＳＣＲ２２３のゲートに印加して
ＳＣＲ２２３を導通させる。

このＳＣＲ２２３が導通するとＧＴＯ２２４のゲートが
陰極より負になつてＧＴＯ２２４が非導通になり、これ
によつて電流過負荷状態における回路遮断器型保護が得
られる。第７図の回路は比較的大きな遮断電流を与える
ためある種のＧＴＯまたはダーリントン装置を要するこ
とのある調整回路３５の一部を示す。

チヨークコイル２７のタツプ部分の電圧は抵抗３２２を
介してダイオード３２１に供給され、転流期間中に整流
されてコンデンサ３２３で淵波される。コンデンサ３２
３の一方の端子はＧＴＯ２２４の陰極に、他方の端子は
ＳＣＲ３２５および抵抗３２６を介してＧＴＯ２２４の
ゲートに結合されている。２次巻線５６ｂの黒点印の端
子は抵抗３３１を介して抵抗３２６に結合されている。

トランジスタ３３２のベースおよびエミツタは抵抗３２
９の両端に結合され、トランジスタ３３２のコレクタは
抵抗３３３を介してＳＣＲ３２５のゲートに結合されて
いる。，駆動変成器５６の２次巻線５６ｂに遮断信号が
印加されると、その黒点印のない方の端子が黒点印の端
子に対して正電位になる。

トランジスタ３３２が順バイアスになつてそのコレクタ
からＳＣＲ３２５の陰極電位に対して正の電圧がＳＣＲ
３２５のゲートに印加されるからこのＳＣＲ３２５は導
通する。ＳＣＲ３２５が導通するとコンデンサ３２３が
ＧＴＯ２２４の陰極ゲート電路を介して放電し、ＧＴＯ
２２４を非導通に転換する大きな遮断電流を生成する。
第１図、第４図、第６図および第７図の回路は調整トラ
ンジスタまたはＧＴＯを１次巻線に、転流スイツチを２
次巻線に結合した交流線路分離式に構成することもでき
ることに注意すべきである。

このようにすると入カチヨーク２７を省略してその漏洩
インダクタンスで同じ働らきをさせることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施した偏向回路調整器を示す図、
第２図および第３図は第１図の回路に関連する波形を示
す図、第４図はこの発明を実施した他の偏向回路調整器
を示す図、第５図は第４図の回路に関連する波形を示す
図、第６図および第７図はこの発明を実施した他の調整
器回路の部分を示す図である。 ４０・・・・・・水平偏向巻線、２８・・・・・・水平
偏向回路、Ｂ＋・・・・・・動作電圧源、６０・・・・
・・感知回路、４５・・・・・・制御回路、２４・・・
・・・可制御切換手段、ＶＫＳ・・・・・・第１の端子
、２０・・・・・・制御端子、５２・・・・・・第１の
制御信号、５９・・・・・・第２の制御信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 偏向巻線と、この偏向巻線に結合されてその偏向巻
   線に走査電流を生成すると共に、第１の端子に偏向周波
   数の電圧が発生される偏向回路と、この偏向回路にエネ
   ルギを供給する動作電圧源と、上記偏向回路内のエネル
   ギレベルを表わす電圧源に結合されて誤差信号を発生す
   る感知手段と、上記誤差信号に応じて第１および第２の
   制御信号を生成する制御手段と、上記動作電圧源および
   上記第１の端子に結合されて上記偏向回路に動作電流を
   伝送する可制御切換手段とを含み、上記可制御切換手段
   の制御端子は上記制御手段に結合され、上記偏向周波数
   の電圧の第１の部分は上記可制御切換手段を遮断に転換
   し、上記第１の制御信号は上記可制御切換手段を導通に
   転換して正常動作状態において各偏向サイクル中上記可
   制御切換手段の導通時間を変調することにより上記偏向
   回路に対するエネルギの供給を調整し、上記第２の制御
   信号はこの信号の発生前に上記偏向周波数の電圧によつ
   て上記可制御切換手段が遮断に転換され得なかつた時に
   その可制御切換手段を遮断し得るようになつている調整
   偏向回路。