JPS59223033A - Digital signal transmitting method - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To improve the extending effect of a dynamic range, and also to obtain a high correcting capability with a simple code structure, by suppressing an error propagating phenomenon in a short time, enlarging the coefficient for attenuating an error propagation, and also enlarging an adaptive type processing. CONSTITUTION:In this system, a differential PCM data, etc. are converted to a block in prescribed plural word unit, and an error propagating phenomenon is suppressed in a short time. In an in-block maximum value detecting and comparing circuit 34, the maximum value of absolute value of each data in one block is detected and compared, respectively, and that of a mode in which the maximum value is smaller is decided to be high in its compression efficiency, and a mode selection is executed. This mode information and the maximum absolute value of the mode are sent to a mode selecting adaptive information calculating circuit 41. Thereafter, the processing is executed continuously, and a large adaptive operation can be executed, therefore, a dynamic range can be taken widely, and also a small bit rate will do since it is enough if an adaptive information is transmitted in the ratio of one word per one block, and an error correcting capacity can be raised without increasing extremely the redundancy.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＰＣＭ信号等のディジタル信号を伝送するデ
ィジタル信号伝送方法に関し、特に適応型処理された差
分あるいは和分ＰＣＭ信号をビット効率良くエラー伝播
現象を抑制した状態で伝送し得るようなディジタル信号
伝送方法に関する。[Detailed Description of the Invention] [Field of Industrial Application] The present invention relates to a digital signal transmission method for transmitting digital signals such as PCM signals, and in particular, the present invention relates to a digital signal transmission method for transmitting digital signals such as PCM signals, and in particular, the present invention relates to a digital signal transmission method for transmitting digital signals such as PCM signals, and in particular, bit-efficiently detects errors in differential or summation PCM signals that have been subjected to adaptive processing. The present invention relates to a digital signal transmission method that allows transmission while suppressing propagation phenomena.

〔背景技術とその問題点〕[Background technology and its problems]

近年において、ディジタル技術の進歩に伴ない、オーデ
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない、いわゆるＰＣＭ（
パルスコードモジュレーション）信号として伝送（記録
・再生も含む。）することが多くなっている。In recent years, with the advancement of digital technology, analog signals such as audio signals and video signals are sampled, quantized and encoded, and the so-called PCM (PCM)
It is increasingly being transmitted (including recording and playback) as a pulse code modulation signal.

このように、アナログ信号をＰＣＭディジタル信号に変
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミックレンジが
広くなることが知られている。従って、元のアナログ信
号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミックレ
ンジでディジタル伝送しようとすると、高いサンプリン
グ周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時間当
りに伝送するビット数、いわゆるビットレートが高くな
る。In this way, when converting an analog signal into a PCM digital signal and transmitting it, generally speaking, the higher the sampling frequency, the wider the analog signal band that can be transmitted, and the higher the number of quantization bits, the wider the dynamic range. known to be widespread. Therefore, if you try to digitally transmit the original analog signal with high fidelity, that is, over a wide band and a large dynamic range, you will need a high sampling frequency and a large number of quantization bits. rate will be higher.

しかしながら、伝送媒体（記録媒体も含む。）（７）４
９（’ｌにより上記ビットレートは制限を受け、また、
送受信イ１ＩｌＩ　Ｃ記録・再生側）でのディジタル信
号処理速度等によっても上記ビットレート・の制限が生
じ、さらに現実問題として、ＰＣＭ信号記録再生装置等
の製品を供給する場合の経済性、コストパフォーマンス
等を考慮することにより、なるべく低いビットレートで
高品質の信号伝送あるいは記録再生を行なうことが重要
となる。However, transmission media (including recording media) (7) 4
9 (The above bit rate is limited by 'l, and
The bit rate is limited by the digital signal processing speed on the transmitting/receiving side (recording/playback side), and as a practical matter, economic efficiency and cost performance when supplying products such as PCM signal recording/playback devices. Considering these factors, it is important to perform high-quality signal transmission or recording/reproduction at as low a bit rate as possible.

ところて、庇較的低いビットレートで大きなダイナミッ
クレンジの信号を伝送するための技術として、差分ＰＣ
Ｍ方式や適応型差分ＰＣＭ方式宿−が知られているが、
これらの方式はエラー伝播現０　象の悪影少、゛を受は
易く、捷だエラー訂正能力をある程度確保しようとする
と、冗長度が増大し、ピットレー１−　［成域効果が有
効に得られない。By the way, differential PC is a technology for transmitting signals with a large dynamic range at a relatively low bit rate.
M method and adaptive differential PCM method are known,
These methods are less susceptible to the negative effects of error propagation phenomena, and if you try to secure a certain degree of robust error correction ability, redundancy increases, and pit-ray 1-[area effect cannot be effectively obtained. do not have.

〔発明の目的〕[Purpose of the invention]

本発明ｉｄ上述の点に鑑み、エラー伝播現象を短かい時
間におさえ込むことができ、エラー伝播減衰用の係数を
太きくシ、適応型（アゲブチイブ）処理を大きくするこ
とによシ、ダイナミックレンジの拡大効果を大幅に改善
でき、しかも簡易な符号構造により冗長度を低くおさえ
たま壕で高い訂正能力を得ることができるようなディジ
タル信号伝送方法の提供を目的とする。In view of the above-mentioned points, the present invention makes it possible to suppress error propagation phenomena in a short period of time, increase the coefficient for error propagation attenuation, and increase the adaptive processing, thereby increasing the dynamic range. The purpose of the present invention is to provide a digital signal transmission method which can greatly improve the expansion effect of the data, keep redundancy low by using a simple code structure, and obtain high correction ability in the trench.

〔発明の概要〕[Summary of the invention]

すなわち、本発明に係るディジタル信号伝送方法の特−
徴は、時間軸上で隣シ合うサンプリング値の差分値ある
いは和分値をディジタル化して伝送するディジタル信号
伝送方法において、上記差分値あるいは和分値を適応型
処理して得られるディジタルデータの複数ワードを１ブ
ロツクとし、この１ブロツク内に、少なくとも上記適応
型処理の１ｈ報ワードと、上記サンプリング直を示すデ
ィジタルデータのワードとを配して伝送することである
。That is, the characteristics of the digital signal transmission method according to the present invention are as follows.
The characteristic is that in a digital signal transmission method that digitizes and transmits the difference value or sum value of adjacent sampling values on the time axis, multiple pieces of digital data obtained by adaptively processing the above difference value or sum value. A word is defined as one block, and at least a 1-h information word of the above-mentioned adaptive processing and a word of digital data indicating the above-mentioned sampling are arranged and transmitted within this one block.

〔実施例〕〔Example〕

本発ヅ」の実施例の説明に先立ち、一般のＰＣＭ、差分
ＰＣＭ、和分ＰＣＭの差違、及び適応型（アダプティブ
）処理について説明する。Prior to explaining the embodiment of this invention, the differences between general PCM, differential PCM, and sum PCM, and adaptive processing will be explained.

先ず、一般ＰＣＭと差分ＰＣＭとについて説明すると、
第１図に示すような入力信号をサンプリングした各サン
プリング波高値りを量子化し符号化したものが一般ＰＣ
Ｍデータであるのに対し、ＩＷ接ザンブリング値値開差
分子ａｄを量子化し符号化したものが差分ＰＣＭデータ
である。そして、入力波形が比較的ゆつくシと変化する
とき、すなわちサンプリング周波数に比べて入力信号周
波数が低い場合には、サンプリング波高値に比べてよ艶
差分値が小さく、同じ量子化ビット数の条件で、差分Ｐ
ＣＭの力が一般ＰＣＭよシも大きなダイナミンクレンジ
を得ることができる。First, we will explain general PCM and differential PCM.
A general PC is a computer that quantizes and encodes each sampled peak value of an input signal as shown in Figure 1.
In contrast to the M data, the difference PCM data is obtained by quantizing and encoding the IW tangent value difference numerator ad. When the input waveform changes relatively slowly, that is, when the input signal frequency is lower than the sampling frequency, the gloss difference value is smaller than the sampling peak value, and the condition of the same quantization bit number is So, the difference P
The power of CM can provide a greater dynamic range than that of general PCM.

ここで、一定周波数ｆｉ　（角周波数ω□＝２πｆｉ　
）の正弦波入力信号を一定のサンプリング周波数ｆ８で
サンプリングし、隣接ザンプリング値開の差分値をとる
場合について考察子る。Here, constant frequency fi (angular frequency ω□=2πfi
) is sampled at a constant sampling frequency f8, and a difference value between adjacent sampling values is taken will be considered.

先ず、入力信号としての時間ｔの関数ｆ　（ｔ）を、ｆ
（ｔ）＝ｓｉｎωｉｔ　　　　　　　　　　１１・・１
１（１）と〕゛るとき、サンプリング周期Ｔｓ（−１／
ｆＳ）のときの差分値ｄ　（ｔ）は、 ｄ　（ｔ）、”＝　ｆ（ｔ）　−ｆ　Ｃｔ−Ｔｓ　）＝
　ｓｉｎωｉｔ　ｓｉｎω１Ｃｔ−−）　　−−−−（
２）８ このｄ　（ｔ）の最大値を求めるために、（２）式を微
分して、 ｄ’　（ｔ）二ω＋（ｌｅｏｓ’二）ｓｉｎωｉｔｓ 、ω１ ＋５１ｎ−ｃｏｓωｔｔ　　　　”（３）ｓ 従って、（５）式よりｄ（ｔ）の最大値ｄｍａｘは、こ
こで、一般のＰＣＭの場合のデータの最大値は最大ザン
プリング値となる振幅値であ、！ｐ、（１）式の振幅ｌ
であるから、差分ＰＣＭの最大値と一般ＰＣＭの最大値
が等しくなる入力周波数ｆ１１ば、上記（６）式のｄ＋
ｙ＋ａｘ　＝　１として、 ω１１ ２　ｃｏｓ　−＝　　１ Ｔｓ ω１１　　　　　−１　　　π ｆｓ　　　　　　　２　３ 、・、ｆｌ、−−二 ２π ””　　　　　　ｆｓ　　ｃｏｓ−１−２π　　　　　
　　　２ ”　　　ｆｓ Ｌ、０゜１６７　ｆｓ　　　　　　　”（７）すなわち
、入力周波数ｆ１　　がサンプリング周波数ｆｓ　の１
／６となるとき、差分ＰＣＭデータの最大値とが等しく
々す、同じダイナミックレンジとなる。First, the function f (t) of time t as an input signal is expressed as f
(t)=sinωit 11...1
1 (1), the sampling period Ts(-1/
The difference value d(t) when fS) is d(t),”= f(t) −f Ct−Ts )=
sinωit sinω1Ct--) -----(
2) 8 In order to find the maximum value of this d (t), we differentiate equation (2) and get d' (t) 2 ω + (leos' 2) sin ωits, ω1 + 51n-cos ωtt ” (3) s Therefore, From equation (5), the maximum value dmax of d(t) is: Here, the maximum value of data in the case of general PCM is the amplitude value that is the maximum sampling value, !p, the amplitude l of equation (1)
Therefore, if the input frequency f11 at which the maximum value of the differential PCM is equal to the maximum value of the general PCM is d+ in the above equation (6),
As y+ax = 1, ω11 2 cos −= 1 Ts ω11 −1 π fs 2 3 ,・,fl,−2π ”” fs cos−1−2π
2 “fs L, 0°167 fs” (7) In other words, input frequency f1 is 1 of sampling frequency fs
/6, the maximum value of the differential PCM data is the same, and the dynamic range is the same.

次に、上記サンプリング値の隣接するものの和分値を量
子化し符号化したものが和分ＰＣＭデータであり、上記
正弦波の入力信号ｆ　（ｔ）のときの和分値ａ　（ｔ）
は、 ａ（ｔ）−ｆ（ｔ）＋　ｆ　Ｃｔ−Ｔｓ）となる。この
和分値ａ　（ｔ）の最大値ａ　ｍａｘ　は、前記差分値
の場合と同様に計算でき、 従って、和分Ｉ）　ＣＭの最大値と一般ＰＣＭの最大値
とが弯しくなる入力周波数ｆｉ２は、’＝　　０．３３
３　ｆｓ　　　　　　　　　”　Ｃｌ０）となる。すな
わち、入力周波数ｆ１　　がサンプリング周波数ｆｓ　
の１７３となるとき、和分ＰＣＭデータの最大（直と一
般Ｐ　ＣＭデータの最大値とが等しくなる。Next, summation PCM data is obtained by quantizing and encoding the summation value of adjacent sampling values, and the summation value a (t) when the sinusoidal input signal f (t) is
is a(t)-f(t)+fCt-Ts). The maximum value a max of this sum value a (t) can be calculated in the same way as in the case of the difference value, and therefore, the input frequency fi2 at which the maximum value of sum I) CM and the maximum value of general PCM become curved is is '= 0.33
3 fs ” Cl0).In other words, the input frequency f1 is the sampling frequency fs
When the value becomes 173, the maximum value of the summed PCM data (the direct value and the maximum value of the general PCM data become equal).

従って、入力信号を一定のサンプリング周波数でサンプ
リングし、上記波高値、差分値、及び和分値をそれぞれ
等しいビット数で量子化するときにイ４）られるダイナ
ミックレンジは、例えば第２図のようになる。この第２
図においては、縦軸にダイナミックレンジのｄＢ値を、
横軸に入力信号周波数ｆ、をそれぞれとっており、サン
プリング周波数ｆｓ及び量子化ビット数をそれぞれ例え
ば３２　Ｋ　Ｈｚ及び８ビツトとした場合の、一般ＰＣ
Ｍモード時の特性曲線Ａ１差分ＰＣＭモード時の特性曲
線Ｂ１及び和分ＰＣＭモード時の特性曲線Ｃを、それぞ
れ示している。この第２図から明らかなように、人力信
号周波数１１が低域がらｆ　ｓ／６ｉでのときは、差分
Ｐ　ＣＭモードのダイナミックレンジが大きく、相対的
に圧縮効率が最も高い。Therefore, when the input signal is sampled at a constant sampling frequency and the peak value, difference value, and sum value are each quantized with the same number of bits, the resulting dynamic range is, for example, as shown in Figure 2. Become. This second
In the figure, the vertical axis shows the dB value of the dynamic range.
The horizontal axis represents the input signal frequency f, and the sampling frequency fs and the number of quantization bits are, for example, 32 KHz and 8 bits, respectively, for a general PC.
A characteristic curve A1 in the M mode, a characteristic curve B1 in the differential PCM mode, and a characteristic curve C in the summation PCM mode are shown, respectively. As is clear from FIG. 2, when the human input signal frequency 11 is in the low range fs/6i, the dynamic range of the differential PCM mode is large and the compression efficiency is relatively the highest.

同様に、入力信号周波数ｆ□がｆｓ／６がらｆｓ／３ま
での範囲では一般ＰＣＭモードが、また入力信号周波数
ｆ　”ｒがｆ　ｓ　／３以上のときは和分ＰＣＭモード
が、それぞれダイナミックレンジを大きくとれ、圧縮効
率が高いものとなる。Similarly, when the input signal frequency f□ is in the range from fs/6 to fs/3, the general PCM mode is activated, and when the input signal frequency f''r is greater than or equal to fs/3, the summation PCM mode is activated. can be increased, resulting in high compression efficiency.

ところで、以上のような差分ＰＣＭデータ等のディジタ
ルデータを伝送（記録・再生も含む。）際に、データの
全ビットを用いずに一部のピントを伝送するような適応
型（アダプティブ）処理が一般に知られている。By the way, when transmitting (including recording and reproducing) digital data such as differential PCM data as described above, adaptive processing that transmits a part of the focus without using all bits of the data is necessary. generally known.

例えば第３図ば、適応型差分ＰＣＭのエンコーダの一例
を示し、この第３図において、入力端子１には上記サン
プリング値を量子化（及び符号化）したディジタル信号
が併結されている。この入力ディジタル信号は、加算器
２に送られて、局部デコーダ１０からの出−力との差す
なわち誤差分がとられ、この加算器２からの誤差信号は
、量子化器３により再量子化されて、ｌワードのビット
長を短かくするようないわゆる゛ピントリダクションが
なされ、出力端子５に送られる。ここで、アダプテイブ
アルゴリズノ・ブロック４は、量子化器３及び量子化器
特性とコンプリメンタリ動作を行なう乗算器６の特性を
適応的に変化させるものであシ、そのアルゴリズムには
種々のものが考えられているが、代表例としては、出力
信号レベルが大となるほど量子化器３の量子化ステップ
幅を大きくとるようにしたものがある。局部デコーダ１
ｏは、量子化器３からの出力信号をデコードして予測さ
れた出力としての局部デコーダ出力を加算器２に送シ、
上記入力信号から減算することにょシ、入力信号と予測
信号の差、すなわち上記誤差信号を得るためのものであ
る。この局部デコーダ１ｏは、量子化器３に対して相補
的な動作を行なう乗算器６と、この乗算器６の出力と上
記局部デコーダ出力とを加算する加算器７と、この加算
器７がらの出力を１サンプリング周期だけ遅延させる遅
延回路８と、この遅延回路８の出力に減衰係数ｋを乗算
してエラー減衰を行なうための係数乗算器９とより成っ
ている。For example, FIG. 3 shows an example of an adaptive differential PCM encoder. In FIG. 3, a digital signal obtained by quantizing (and encoding) the above-mentioned sampling values is connected to the input terminal 1. This input digital signal is sent to an adder 2, and the difference between it and the output from the local decoder 10, that is, the error amount, is taken, and the error signal from the adder 2 is requantized by a quantizer 3. Then, so-called pin reduction is performed to shorten the bit length of the l word, and the resultant signal is sent to the output terminal 5. Here, the adaptive algorithm block 4 adaptively changes the characteristics of the quantizer 3 and the multiplier 6 that performs complementary operation to the quantizer characteristics, and there are various algorithms. As a typical example, the quantization step width of the quantizer 3 is set to be larger as the output signal level becomes larger. Local decoder 1
o decodes the output signal from the quantizer 3 and sends the local decoder output as a predicted output to the adder 2;
The purpose of subtraction from the input signal is to obtain the difference between the input signal and the predicted signal, that is, the error signal. This local decoder 1o includes a multiplier 6 that performs a complementary operation to the quantizer 3, an adder 7 that adds the output of this multiplier 6 and the output of the local decoder, and a It consists of a delay circuit 8 that delays the output by one sampling period, and a coefficient multiplier 9 that multiplies the output of the delay circuit 8 by an attenuation coefficient k to perform error attenuation.

以上のような適応型（アダプティブ）差分ＰｃＭエンコ
ーダにおいて、アダプティブアルゴリズムブロック４に
よる適応型（アダ。ブチイブ）動作は、量子化器３と乗
算器６にて行なゎ゛れておシ、一般的には出力端子５の
エンコード出力が大きいほど大きい量子化ステップを与
えるようにしている。この適応型（アダプティブ）動作
によシ、限られたワードビット長で高域の大ダイナミッ
クレンジ信号を処理することができる。In the above-described adaptive differential PcM encoder, the adaptive operation by the adaptive algorithm block 4 is performed by the quantizer 3 and the multiplier 6. The larger the encoded output of the output terminal 5 is, the larger the quantization step is given to the quantization step. This adaptive operation makes it possible to process high-frequency, large dynamic range signals with a limited word bit length.

しかしながら、このようなアダプティブ動作は、エラー
が生じた時にエンコーダ、デコーダ間のトランカビリテ
イを著しく損ない、かつ差分ＰＣＭ等の弱点であるエラ
ー伝播の悪影響を受け、使用上耐え難いものとなるおそ
れがある。However, such adaptive operation significantly impairs tranquillity between the encoder and decoder when an error occurs, and is adversely affected by error propagation, which is a weak point of differential PCM, and may become unbearable in use. .

コ（７）エラー伝播について以下に説明する。(7) Error propagation will be explained below.

第４図は、上記差分ＰＣＭデコーダを得るためのエンコ
ーダの基本構成例を示すブロック回路図であシ、入力端
子１１に入力された上記サンプリング波高値データは、
加算器１２及び遅延゛回路１４に供給されている。遅延
回路１４は、エサンプリング周期Ｔｓだけ入力データを
遅延するものであり、この遅延データは減衰係数ｋを乗
算するための係数乗算器１５を介して加算器１２に減算
入力として送られる。この加算器１２からの出力が、上
記差分ＰＣＭデータとして出力端子１３に送られる。FIG. 4 is a block circuit diagram showing an example of the basic configuration of an encoder for obtaining the differential PCM decoder, and the sampling peak value data input to the input terminal 11 is
The signal is supplied to an adder 12 and a delay circuit 14. The delay circuit 14 delays input data by an esampling period Ts, and this delayed data is sent as a subtraction input to the adder 12 via a coefficient multiplier 15 for multiplying by an attenuation coefficient k. The output from the adder 12 is sent to the output terminal 13 as the differential PCM data.

この第４図の入力端子１１に順次〔サンプリング周期毎
に）入力される波高値データをそれぞれＷｏ、Ｗ、、Ｗ
２．・・・・とするとき、差分値データＤ、、Ｄ２．・
・・・は、 Ｄ１＝Ｗ、−ｋ−ｗ。The peak value data sequentially input to the input terminal 11 in FIG.
2. ..., then the difference value data D, , D2 .・
... is D1=W, -kw.

Ｄ２＝Ｗ２　　ｋ”Ｗ。D2=W2　k”W.

となる。この減衰係数には、０＜ｋ＜１であシ、エラー
発生の影響が無限時間継続しないように、過去のデータ
の影響を低減するためのものである。becomes. This attenuation coefficient must be 0<k<1 and is used to reduce the influence of past data so that the influence of error occurrence does not continue for an infinite time.

しかし、ｋを小さく選ぶことにより、エラー伝播時間を
短縮することはできるが、ダイナミックレンジの拡大効
果を減らしてしまうため、ｋをあまりに小さくすること
は好ましくない。However, although it is possible to shorten the error propagation time by choosing k to be small, it is not preferable to make k too small because this reduces the effect of expanding the dynamic range.

そこで、減衰係数にのダイナミックレンジに対する影響
を調べるために、第４図の入力ｘｃ’ｎＴ）に対する出
力ＶＣｎＴ）の関係をみると、　　−ｙ（ｎＴ）＝ｘ（
ｎＴ）−に−ｘ（ｎＴ−Ｔ）”・（１１）ただしＴはサ
ンプリング周期 となる。いま入力としてｅ　をとると、（１１）式は、
ｙ（ｎ’Ｉ”）＝ｘ（ｎＴ）−’ｋｅ−コ”ＴｘｃｎＴ
）＝（１−ｋｅ−ｊ（Ｔ）ｘ（ｎＴ）　・・・・（１２
）となム伝達関数Ｈ（ｅ’°Ｔ）は、 Ｈ（ｅコＱ７Ｔ　）　　＝　　１−　ｋ　ｅｊｌＴまた
、伝達関数の大きさＩＨ（ｅ　　　）ｌは、＋Ｈｃｅｊ
″Ｔ）　＋　＝　＋　１−　ｋｅ３（′ＴＩ”　ｌ　Ｃ
１−ｋｃｏｓωＴ）＋ｊｋｓｉｎωＴ１＝　（（１−ｋ
　ｃｏｓ（ｔＪＴ　）２＋（ｋｓｉｎωＴ）２）１／２
＝　（１＋に２−２ｋｃｏｓωＴ　）Ｐ２−（１３）　
。Therefore, in order to investigate the influence of the attenuation coefficient on the dynamic range, looking at the relationship between the output VCnT) and the input xc'nT) in Figure 4, -y(nT)=x(
nT)- to -x(nT-T)" (11) where T is the sampling period. Now taking e as the input, equation (11) becomes
y(n'I")=x(nT)-'ke-ko"TxcnT
)=(1-ke-j(T)x(nT)...(12
) and the transfer function H(e'°T) is H(ekoQ7T) = 1-k ejlT, and the magnitude of the transfer function IH(e)l is +Hcej
``T) + = + 1- ke3('TI'' l C
1-kcosωT)+jksinωT1= ((1-k
cos(tJT)2+(ksinωT)2)1/2
= (2-2kcosωT to 1+)P2-(13)
.

ここで入力周波数をｆｌｃ＝　　　）とし、サンブリ２
π ング周波数をｆｓ　Ｃ−１／’Ｉ’ｓ　）とすると、ω
ｔ’ｒｓ　＝　２πｆｔＴｓ ＝２π−・・・・（１４） ｆｓ 以上よシ、 ＩＨ（ｅ　　）１７’、＝（１＋に２−２ｋｃｏｓ２π
ハ）”Ｓ ・・・・（１５） この（１５）式を、ｆｌ＝０　（直流）における伝達関
数の大きさで正規化すると、 とのＧと：ｈ／ｆｓ　　との関係を、ｋをバタメータと
して表示すると、第５図のようになる。Here, let the input frequency be flc= ), and
If the π ringing frequency is fs C-1/'I's ), then ω
t'rs = 2πftTs =2π-...(14) fs Above, IH(e)17', = (2-2kcos2π to 1+
C)"S...(15) When this equation (15) is normalized by the size of the transfer function at fl=0 (DC), the relationship between G and :h/fs can be expressed by When displayed as a parameter, it will look like the one shown in Figure 5.

この第５図からも明らかなように、ｋの値が小さくなる
に従って、低域カントオフ周波数は上昇し、高域に対す
る低域のダイナミックレンジ拡大。As is clear from FIG. 5, as the value of k decreases, the low frequency cant-off frequency increases, expanding the dynamic range of the low frequency range relative to the high frequency range.

祇は少なくなってゆく。従って、ｋは例えば０．８５す
、上に選ぶことが望ましく、この程度のｋの値でもエラ
ー伝播を短かい時間におさえ込めるような技術が要望さ
れている。Mizuki is becoming less and less. Therefore, it is desirable to select k above 0.85, for example, and there is a need for a technique that can suppress error propagation in a short time even with a value of k of this order.

そこで、本発明の実施例においては、差分ＰＣＭデータ
等を一定の複数ワード単位でブロック化し、上記エラー
伝播現象を短時間で抑えるようにしている。Therefore, in the embodiment of the present invention, the differential PCM data and the like are divided into blocks in units of a certain plurality of words to suppress the error propagation phenomenon described above in a short time.

すなわち、第６図において、前述したアダプティブ処理
された差分ＰＣＭデータ（７）ｎ−１’７　　）’のデ
ータＤ、、Ｄ２．・・・・Ｄ　ｎ−１を１ブロツクとし
、この１ブロツク内に、前記波高値データ（一般ＰＣＭ
データ）Ａｄのワード、及び前記アゲブチイブ（適応型
）処理の情報データＡｄを示すワードを、それぞれ少な
くとも１ワードずつ含めて、■ブロックを少なくともｎ
　＋　１ワードで構成している。ただし、これらのワー
ドのピント長は、各データに応じて異ならせてもよく、
例えば、波高値（あるいは瞬時値）情報ワードのデータ
Ａｄについては１４ビツト、アダプティブ処理された差
分データＤ１〜Ｄｎ−，の各ワードやアダプティブ情報
Ａｄのワードについては１ワード７ビントのようにすれ
ばよい。また、一般ＰＣＭモード、差分ＰＣＭモード、
和分ＰＣＭモードを適宜選択して伝送する場合には、上
記差分データＤ１〜Ｄｎ−，の各ワードの位置に、それ
ぞれ一般ＰＣＭデータ（波高値データ）ワードや差分デ
ータワードや和分データワードを配すればよく、さらに
上記１ブロツク中にモード選択情報ワードを含ませるよ
うにすればよい。That is, in FIG. 6, data D, , D2 . ...Dn-1 is one block, and within this one block, the above-mentioned peak value data (general PCM
data) Ad and at least one word each indicating the information data Ad of the above-mentioned aggressive (adaptive) processing, and
It consists of +1 word. However, the focus length of these words may be different depending on each data.
For example, the data Ad of the peak value (or instantaneous value) information word should be 14 bits, and each word of the adaptively processed difference data D1 to Dn- and the word of adaptive information Ad should be 7 bits per word. good. In addition, general PCM mode, differential PCM mode,
When transmitting by selecting the summation PCM mode as appropriate, place a general PCM data (peak value data) word, difference data word, or summation data word in the position of each word of the difference data D1 to Dn-, respectively. Furthermore, the mode selection information word may be included in one block.

このようにブロック化した場合のアダプティブ情報ワー
ドのデータＡｄは、そのブロック内に含まれるアダプテ
ィブ処理されたデータの全ワード、例えば第６図の差分
ＰＣＭデータＤ１〜Ｄｎ、、−，に対して共通に用いら
れるものである。これは、従来においてアダプティブ処
理されたデータを伝送する場合に、各ワード毎にアダプ
ティブ情報を含まぜているのに比べて、分離された形態
でアダプティブｔｉｉ　ｆｌが存在しているので、全体
のビット数を少なくできるとともに、このアダプティブ
情報だけを誤シ訂正能力の高い符号構成としても全体の
冗長度の増加は少なくてすむ。このような符号構成例を
第７図に示す。この第７図において、パリティデータＰ
１はアダプティブ情報Ａｄのみのパリティチェックを行
ない、パリティデータＰ２は、アダプティブ情報Ａｄ、
瞬時波高値データへｄ及び１ブロツク分の差分ＰＣＭデ
ータＤ１〜Ｄｎ、−，の全てのパリティチェックを行な
う。さらに、上述のように、−一般ＰＣＭモード、差分
ＰＣＭモード、及び和分ＰＣＭモードのうちのいずれか
のモードを選択して伝送する場合のモード選択情報ワー
ドを含ませる場合には、３モードのうちの１モードを選
択するのに要するピント数は２ビツトであるから、当該
ブロックのモード選択用のみならず、前後のブロックに
ついてのモード選択用情報をも含めて、全体として６ビ
ツトのワードとすればよい。The data Ad of the adaptive information word in the case of blocking in this way is common to all the words of the adaptively processed data included in the block, for example, the differential PCM data D1 to Dn, -, in FIG. It is used for. This is because adaptive information is included in each word when transmitting adaptively processed data in the past, but since the adaptive tii fl exists in a separate form, the entire bit The number can be reduced, and even if only this adaptive information is configured as a code with high error correction ability, the increase in overall redundancy can be small. An example of such a code structure is shown in FIG. In this FIG. 7, parity data P
1 performs a parity check on only the adaptive information Ad, and the parity data P2 is the adaptive information Ad,
A parity check is performed on the instantaneous peak value data d and on all of the differential PCM data D1 to Dn, -, for one block. Furthermore, as described above, when including a mode selection information word for selecting and transmitting any one of the general PCM mode, differential PCM mode, and summation PCM mode, three modes are included. The number of focus points required to select one of the modes is 2 bits, so the total number of bits is 6 bits, including not only the mode selection information for the block in question, but also the mode selection information for the previous and subsequent blocks. do it.

このように複数のワードをブロック化することにより、
ｋを大きくしてもエラー伝播時間を短かく抑えることが
できるわけであるが、ここで、差分ＰＣＭデータ伝送時
に、上記ブロック化を行なわない場合と、ブロック化を
行なった場合とで、１ビツトエラーが生じたときのエラ
ー伝播時間を比較する。いま、サンプリング周波数ｆｓ
　＝　３２ＫＨｚ、減衰係数に＝０．９９とするとき、
従来のブロック化を行なわない差分ＰＣＭデータ伝送に
おいては、エラーが発生時の１％にまで減衰するために
は、アダプティブ動作の狂いの影響を無視しても、 ０．９９”≦０．０１ を（１・に足するようなｎ？ンプリング周期の時間の経
過が必要である。このときのｎは４５９以上であり、エ
ラー伝播時間ｎＴｓ（Ｔｓ＝１／ｆｓ　＝Ｑ。３１５ｍ
５）は、 ｎＴｓ：　１４．３　ｍｓ となる。これに対して、例えば３２ワードを１ブロツク
とする場合には、■ブロック内でエラー伝播が完結され
るため、約１ｍＳ程度の短時間でエラーの影響が無くな
る。したがって、減衰定数ｋを特に小さくする必要がな
く、第５図から明らかなように、低周波域のダイナミッ
クレンジを大きくとることができ、捷だアゲブチイブ動
作も大きくとることができる。By blocking multiple words in this way,
Even if k is increased, the error propagation time can be kept short, but here, when transmitting differential PCM data, 1-bit error occurs when the above-mentioned blocking is not performed and when blocking is performed. Compare the error propagation time when this occurs. Now, the sampling frequency fs
When = 32KHz and the damping coefficient = 0.99,
In conventional differential PCM data transmission that does not perform blocking, in order to attenuate errors to 1% of the time when they occur, 0.99''≦0.01 is required, even if the effects of errors in adaptive operation are ignored. (It is necessary to pass the time of n?sampling period, which is added to 1.) In this case, n is 459 or more, and the error propagation time nTs (Ts = 1/fs = Q.315 m
5), nTs: 14.3 ms. On the other hand, when one block is made up of 32 words, for example, the error propagation is completed within the block (1), so the influence of the error disappears in a short time of about 1 mS. Therefore, there is no need to make the attenuation constant k particularly small, and as is clear from FIG. 5, the dynamic range in the low frequency range can be widened, and the aggressive operation can also be made large.

ところで、このようなブロフク化を１）なう場合に、一
般ＰＣＭモード、差分ＰＣＭモード、和分ＰＣＭモード
のそれぞれのモードにおける１ブロツク内の各ワードの
最大の絶対値が、上記３つのモードのうちのいずれのモ
ードで最も小さくなるかによって、ブロック内の信号ス
ペクトルの主要部分がどの周波数領域に存在するかを知
ることができ、また圧縮率の高いモードを判断可能とす
るための条件を調べる。By the way, in the case of 1) performing such blocks, the maximum absolute value of each word in one block in each of the general PCM mode, differential PCM mode, and summation PCM mode is the same as that of the above three modes. Depending on which mode has the smallest value, it is possible to know in which frequency region the main part of the signal spectrum within the block exists, and also to examine the conditions that enable the determination of the mode with the highest compression ratio. .

いま、入力信号を周波数ｆ工の正弦波信号とし、１ブロ
ツクのワード数をＮ１　ブロック周期をＴＢとするとき
、第８図に示すように、ブロック周期ＴＢが入力信号の
周期Ｔ　１Ｃ＝　１／ｆｔ　）の１／２以上アレば、一
般ＰＣＭモードの１ブロツク内の最大絶対ｆｒは入力信
号の振幅値（ゼロ−ビーク値）に略等しくなる。１ブロ
ツク内のワード数Ｎは、ＴＢ／Ｔ　ｓ　（ただしＴｓは
サンプリング周期）で与えられるから、 の条件が成り立つワード数Ｎが１ブロツク内にとられて
いれば、一般ＰＣＭモードの１ブロツク内最大絶対値は
上記入力信号の振幅値に近い値となり、１ブロック内、
の最大絶対、値は差分ＰＣＭモーノ鬼＼ ドの方が一般ＰＣＭモードよシも少さくなる。これに対
して、上記（１７）式の条件が満たされないワード数Ｎ
のときには、一般ＰＣＭモードのプロンク内最大絶対値
が減少して、差分ＰＣＭモードのフｏ　７　り内最大絶
対値よシも小さくなることがあり得るが、そのＮの値は
３よりも小さいことが次のように示さ、ｌｚる。Now, when the input signal is a sine wave signal of frequency f, the number of words in one block is N1, and the block period is TB, as shown in FIG. 8, the block period TB is the period of the input signal T1C=1/ ft), the maximum absolute fr within one block in the general PCM mode becomes approximately equal to the amplitude value (zero-beak value) of the input signal. Since the number of words N in one block is given by TB/Ts (where Ts is the sampling period), if the number of words N that satisfies the following conditions is taken in one block, then the number of words N in one block in general PCM mode is The maximum absolute value is close to the amplitude value of the above input signal, and within one block,
The maximum absolute value is smaller in the differential PCM mode than in the general PCM mode. On the other hand, the number of words N for which the condition of equation (17) above is not satisfied
When , the maximum absolute value within the pronk of the general PCM mode decreases, and the maximum absolute value within the pronk of the differential PCM mode may also become smaller, but the value of N must be smaller than 3. is shown as follows.

すなわち、第９図のように、入力正弦波の各サンプル点
をａ、ｂ、ｃ、・・・・　とし、点ａとｂは、これらの
差分値が最大となるように入力正弦波のゼロクロス点か
ら時間軸上で等距離の位置に配されているとすると、”
ｔ　ｂ間の差分値（の絶対値）Ｄ　ａ　ｂは、 次に、点ａからＮ個のサンプル点を１ブロツク内に含む
とすると、ブロック内最大値Ｃただし絶対値）Ｌは、 Ｎ＝２．５ となり、Ｎは整数であることよシ、Ｎが３以上あ一ドの
方が一般ＰＣＭモードよシもブロック内の２最大絶対値
を小さくすることができ、上記各モード、例えば一般Ｐ
ＣＭモードと差分ＰＣＭモードとの間で、■ブロック内
の最大絶対値を比較することで、信号周波数の高低を判
断することができる。In other words, as shown in Figure 9, the sample points of the input sine wave are a, b, c, etc., and points a and b are located at the zero cross of the input sine wave so that the difference value between them is maximized. If it is placed equidistant from the point on the time axis, then
The difference value (absolute value) D a b between t and b is, Next, if one block includes N sample points from point a, the maximum value C in the block (absolute value) L is N= 2.5, N must be an integer, but if N is 3 or more, the maximum absolute value of 2 in the block can be made smaller than in the general PCM mode, and in each of the above modes, for example, in the general PCM mode, P
By comparing the maximum absolute value within the block (1) between the CM mode and the differential PCM mode, it is possible to determine whether the signal frequency is high or low.

次に、本発明の好ましい一実施例として、以上説明した
各技術的思想を実現するだめの具体的構成例について図
面とともに説明する。Next, as a preferred embodiment of the present invention, a specific configuration example for realizing each of the technical ideas described above will be described with reference to the drawings.

第１０図はＰＣＭ信号伝送に用いられるＰＣＭエンコー
グの一例を示すブロック回路図である。FIG. 10 is a block circuit diagram showing an example of a PCM encoder used for PCM signal transmission.

この第１０図において、エンコーダの入力端子３１には
、例えば１４ビツトのディジタルデータ信号（サンプリ
ング波高値データ信号）が供給されている。この入力端
子３１に接続されたノリエンファシス回路３２は、特に
高域の信号を強調してＳＮ比を向上するために用いられ
るものであシ、例えば５０μｓの時定数のものが用いら
れる。このプリエンファシス回路３２からの例えば１４
ビット出力は、マルチプレクサ３３、ブロック内最大値
検出比較回路３４、差分処理回路３５、及び和分処理回
路３６に、それぞれ送られる。ブロック内最大値検出比
較回路３４には、上記プリエンファシス回路３２からの
１４ビツトサンプリングデ一タ信号の他に、差分処理回
路３５からの例えば１５ビット差分データ信号、及び和
分処理回路３Ｇからの１５ピント和分データ信号が供給
されている。このブロンク内最大直検出比較回路３４に
おいて、１ブロツク（複数ワード）内の上記各データの
絶対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、最大値の小
さいモードの方が圧縮効率が高いとして、モード選択を
行なう。差分処理回路３５は、例えば前記第４図のよう
な基本構成を有し、プリエンファシス回路３２からのフ
ーンプルデータのうぢのｉ嘗接するワードの差分データ
を順次取り出す。In FIG. 10, an input terminal 31 of the encoder is supplied with, for example, a 14-bit digital data signal (sampled peak value data signal). The noise emphasis circuit 32 connected to this input terminal 31 is used to improve the signal-to-noise ratio by particularly emphasizing high-frequency signals, and has a time constant of, for example, 50 μs. For example, 14 from this pre-emphasis circuit 32.
The bit outputs are sent to a multiplexer 33, an intra-block maximum value detection comparison circuit 34, a difference processing circuit 35, and a summation processing circuit 36, respectively. In addition to the 14-bit sampling data signal from the pre-emphasis circuit 32, the intra-block maximum value detection and comparison circuit 34 receives, for example, a 15-bit difference data signal from the difference processing circuit 35 and the summation processing circuit 3G. A 15-pinto sum data signal is supplied. This in-bronc maximum direct detection comparison circuit 34 detects and compares the maximum absolute value of each of the data in one block (multiple words), and assumes that the mode with the smaller maximum value has higher compression efficiency. Make mode selection. The difference processing circuit 35 has a basic configuration as shown in FIG. 4, for example, and sequentially extracts the difference data of the next i times adjacent words of the hum pull data from the pre-emphasis circuit 32.

すなわち、−ｌ二記１ブロックに対応して上記ザンプル
波高値データのｎワードＷ。、Ｗｌ、・・・・Ｗｎ。That is, n words W of the sample wave height value data correspond to one block of -l. ,Wl,...Wn.

が入力されるとき、差分処理回路３５からは、Ｄ、＝　
Ｗｏ−に−Ｗｌ Ｄ２．＝　Ｗｔ−に−Ｗ２ Ｄｎ、−１＝Ｗｎ−、−に−Ｗｎ−ま ただしｋは減衰係数、０（ｋ（１ のｎ　＝１ワードの差分ＰＣＭデータＤ１１Ｄ２．ａｍ
・・Ｄｎ＋ｔが出力される。この１ブロツク分の各差分
ＰＣＭデータＤ１〜Ｄｎ、−１は、ブロックメモリ３７
に送られて蓄えられる。和分処理回路３６は、上記入力
波高値データと１サンプリング周期前の入力データの係
数乗算値との和をとるものであり、１ブロツク内に入力
される波高イーデータの１〕ワードＷ。−Ｗｎ、−、に
対する和分データのｎ、−１ワードＡ□〜Ａ　ｎ−１は
、 Ａ、＝　Ｗ、＋に−ＷＯ Ａ２　＝　Ｗ２＋に−Ｗ。is input, the difference processing circuit 35 outputs D,=
Wo-ni-Wl D2. = Wt- to -W2 Dn, -1 = Wn-, - to -Wn- where k is the attenuation coefficient, 0 (k (1 n = 1 word difference PCM data D11D2.am
...Dn+t is output. Each of the differential PCM data D1 to Dn, -1 for one block is stored in the block memory 37.
sent to and stored. The summation processing circuit 36 is for calculating the sum of the input peak value data and the coefficient multiplication value of the input data one sampling period before, and calculates the sum of the input peak value data and the coefficient multiplication value of the input data one sampling period before. The n, -1 words A□ to A n-1 of the summation data for -Wn, - are A, = W, + -WO A2 = W2+ -W.

Ａ　ｎ　−ｒ−Ｗｎ−１＋　ｋ　”　Ｗｎ−ｔとなる。An-r-Wn-1+k''Wn-t.

そして、ブロック内最大値検出比較回路３４においては
、■ブロック内のそねそれのモードにおけるワードのデ
ータのうちの最大絶対値、すなわち、一般ＰＣＩＶｆモ
ードにおけるデータ（波高値データ）Ｗｌ〜Ｗ　ｎ−、
のうちの最大の絶対値、差分ＰＣＭモードにおける差分
データＤ１〜Ｉ）ｎ−。Then, in the intra-block maximum value detection and comparison circuit 34, (1) the maximum absolute value of the word data in each mode in the block, that is, the data (peak value data) in the general PCIVf mode (peak value data) Wl to Wn-; ,
The maximum absolute value of the difference data D1 to I) n− in the difference PCM mode.

のうちの最大の絶対値、及び和分ＰＣＭモードにおける
和分データＡ□〜Ａｎ−１のうちの最大の絶対値をそれ
ぞれ検出し、これらの３モードの各最大絶対値を比較し
て、最も小さい最大絶対値を持つモードが前述した等し
いピント数でダイナミックレンジを広くとれるような圧
縮効率の高いモードであると判断し、このモード情報及
びこのモードの最大絶対値を、モード選択・アダプティ
ブ情報算出回路４１に送る。ここで、圧縮率の最も高い
モ゛−ドの選択を行なうためには、ブロック内の各モー
ドにおけるそれぞれの最大値を比較する９外に、各モー
ドにおけるそれぞれの平均エネルギー等を比較して、こ
れらのモードの圧縮率を評価するようにしてもよい。　
　　　　。and the maximum absolute value of the summation data A□ to An-1 in the summation PCM mode are respectively detected, and the maximum absolute value of each of these three modes is compared to find the most It is determined that the mode with a small maximum absolute value is a mode with high compression efficiency that can widen the dynamic range with the same number of focus points, and this mode information and the maximum absolute value of this mode are used for mode selection and adaptive information calculation. The signal is sent to circuit 41. Here, in order to select the mode with the highest compression ratio, in addition to comparing the maximum values of each mode in the block, the average energy of each mode is also compared. The compression ratio of these modes may be evaluated.
.

ここで、入力信号が正弦波の場合には、前述した第２図
に示す周波数特性に応じて、ダイナミックレンジが最も
広くなるモードに切り換わるようにモード選択を行なわ
せればよい。Here, if the input signal is a sine wave, the mode may be selected in accordance with the frequency characteristics shown in FIG. 2 described above so as to switch to the mode with the widest dynamic range.

次に、モード選択・アダプティブ情報算出回路４１は、
上記最大値の小さいモード、すなわち圧縮率の高いモー
ドを選択するための情報、及び量子化ステップの大きさ
を示すアダプティブ情報を出力する回路でアシ、モード
選択情報はモード切換処理回路４２及びマルチプレクサ
３３に、捷た４２には、ブロックメモリ３７に蓄えられ
た１ブロツク分の差分処理データＤ、〜Ｄｎ−，が送ら
れており、上記モード選択情報に応じて選択されたモー
ドの１ブロツク分の全ワードのデータ、すなわち、一般
ＰＣＭモード選択時にはＷ工〜Ｗｎ−□のデータ、差分
ＰＣＭモード選択時にはり、−Ｄｎ−、のデータ、和分
ＰＣＭモード選択時にはＡ１〜Ａｎ−１のデータをそれ
ぞれ出力し、アダプティブ処理回路４３に送る。ここで
、モード切換処理回路４２の具体的動作としては、入力
データである１ブロツク分の差分データＤ□〜Ｉ）ｎ−
、及びプリエンファシス回路３２からの瞬時波高直デー
タＷｏに基づいて、上記選択されたモードのデータを得
るような処理を行なうものでら９、差分ＰＣＭモード選
択時には、入力データＤ１〜Ｉ）ｎ”＋をそのまま出力
すればよい。一般ＰＣＭモード選択時には、和分動作に
よシ差分処理を打ち消せばよく、具体的には、 ＷにＤ１＋に−Ｗ。Next, the mode selection/adaptive information calculation circuit 41
A circuit that outputs information for selecting the mode with the smaller maximum value, that is, a mode with a higher compression rate, and adaptive information indicating the size of the quantization step.The mode selection information is sent to the mode switching processing circuit 42 and the multiplexer 33. Then, one block of differential processing data D, ~Dn-, stored in the block memory 37 is sent to the shunted 42, and one block of differential processing data D, ~Dn-, stored in the block memory 37 is sent to the shunt 42. The data of all words, that is, the data of W to Wn-□ when the general PCM mode is selected, the data of -Dn- when the differential PCM mode is selected, and the data of A1 to An-1 when the summation PCM mode is selected. It is output and sent to the adaptive processing circuit 43. Here, as a specific operation of the mode switching processing circuit 42, one block of differential data D□ to I)n-
, and the instantaneous wave height direct data Wo from the pre-emphasis circuit 32 to perform processing to obtain the data of the selected mode9. When the differential PCM mode is selected, the input data D1 to I)n'' You just need to output + as is.When you select general PCM mode, you just need to cancel the difference processing by summation operation, specifically, output -W to D1+ to W.

Ｗ２　”＝　Ｄ　２　＋　ｋ　−Ｗｔ Ｗｎ−１＝　Ｄ、、　＋ｋ　−Ｗｎ−２の演算処理を行
なえばよい。同様に、和分ＰＣＭモード選択時には、和
分動作を２回行なうことにより、上記入力データＤ１〜
Ｄｎ−，及びＷ。より和分データＡ１〜Ａｎ−１を得る
ことができ、Ａ　＋　＝　Ｗｌ　＋　ｋＷｏ　””　Ｄ
　１＋２　ｋＷ。W2 ''= D 2 + k -Wt Wn-1 = D, +k - Wn-2.Similarly, when selecting the summation PCM mode, by performing the summation operation twice, the above Input data D1~
Dn-, and W. Integration data A1 to An-1 can be obtained from A + = Wl + kWo "" D
1+2 kW.

Ａ２　＝　Ｗ２　＋ｋｗ、　＝　Ｄ２　＋’２１ｃｗ２
Ａ　ｎ−１＝　Ｗｎ−ｔ　＋　ｋＷ　ｎ　−２＝　Ｄ　
ｎ−１＋２　ｋＷ　ｎ　−２のようになる。A2 = W2 +kw, = D2 +'21cw2
A n-1= Wn-t + kW n-2= D
n-1+2 kW n-2.

次に、アダプティブ処理回路４３は、上記最大絶対値に
応じた量子化ステップ幅で、モード切換処理回路４２か
らのブロック内ワードのデータの再量子化を行なう。Next, the adaptive processing circuit 43 requantizes the data of the words in the block from the mode switching processing circuit 42 with a quantization step width corresponding to the maximum absolute value.

このアダプティブ動作の一具体例を説明する。A specific example of this adaptive operation will be explained.

モード切換処理回路４２からのデータが例えばエワード
１５ビットで２の補数表示されているとき、最上位ビッ
トいわゆるＭＳＢは正負の符号を示し、「０」のとき正
、「１」のとき負のデータを意味する。これに対して、
ブロック内最大値検出比較回路３４において得られた上
記選択されたモードのブロック内最大値は、絶対値であ
シ、元のデータが正の場合はそのまま、負の場合は２の
補数がとられて、常に正の１５ビツト値となっている。For example, when the data from the mode switching processing circuit 42 is expressed in two's complement with 15 bits of word, the most significant bit, so-called MSB, indicates a positive or negative sign, and when it is "0" it is positive data and when it is "1" it is negative data. means. On the contrary,
The intra-block maximum value of the selected mode obtained by the intra-block maximum value detection and comparison circuit 34 is an absolute value; if the original data is positive, it is left unchanged; if it is negative, a two's complement is taken. Therefore, it is always a positive 15-bit value.

この最大絶対値のＭＳＢは常に「０」であり、その値の
大きさＣ特に２進数表示時の実質的な桁数）に応じて、
第１１図に示すように、ＭＳＢからＬＳＢに向ってｍ＋
１個の「０」が配される。すなわち、この第１１図の最
大絶対値の実質的な桁数は１４−ｍであシ、これは浮動
小数点表示するときの指数値に対応する。モード選択・
アダプティブ情報算出回路４１においては、この最大絶
対値のＭＳＢから連続する「０」の個数ｍ＋１を求め、
ｍをアダプティブ情報としてアダプティブ処理回路４３
に送る。アゲブチイブ処理回路４３は、入力１５ビツト
データをｍビット左方にシフト操作し、シフト後のデー
タのＭＳＢより例えば７ビツトを有効桁数として取り出
し、マルチプレクサ３３に送る。このアダプティブ処理
回路４３からの出力データは、エプロンク内に入力され
た１ワード例えば１５ビツトとするｎ−１ワードのデー
タ、すなわち一般ＰＣＭモード選択時にはデー、りＷ１
〜Ｗｎ−１、差分ＰＣＭモード選択時にはデータＤ□〜
Ｄｎ−□、和分ＰＣＭモード選択時にはデータＡ１〜Ａ
　ｎ−１のいずれかをそれぞれアダプティブ処理した、
■ワード例えば７ビツトとするｎ−１ワードのデータＸ
□〜Ｘｎ−，であシ、元の１５ビツト入カデータが正の
数のときには、第１２図Ａに示すようにＭＳＢより少な
くともｍ＋１ビット以上「０」が連続しているから、ｍ
ビット左方シフトした７ビツト出力データのＭＳＢも「
０」で正の数を表わし、また、元の１５ビツト人カデー
タが負の数のときには、第１２図Ｂに示すようにＭＳＢ
よシ少なくともｍ＋１ビット以上「１」が連続している
梯ら、ｍビット左方シフトした７ビツト出力データのＭ
ＳＢも「１」となり負の数を表わす。The MSB of this maximum absolute value is always "0", and depending on the size of that value (especially the actual number of digits when expressed in binary),
As shown in FIG. 11, m+
One "0" is placed. That is, the actual number of digits of the maximum absolute value in FIG. 11 is 14-m, which corresponds to the exponent value when expressed as a floating point number. Mode selection/
The adaptive information calculation circuit 41 calculates the number m+1 of consecutive "0"s from the MSB of the maximum absolute value,
Adaptive processing circuit 43 using m as adaptive information
send to The aggressive processing circuit 43 shifts the input 15-bit data to the left by m bits, extracts, for example, 7 bits from the MSB of the shifted data as the number of effective digits, and sends it to the multiplexer 33. The output data from this adaptive processing circuit 43 is data of n-1 words input into the apron, for example, 15 bits, that is, when the general PCM mode is selected, the data is W1.
~Wn-1, data D□ when selecting differential PCM mode ~
Dn-□, data A1 to A when summation PCM mode is selected
Adaptive processing is performed on each of n-1,
■Word data X of n-1 words, for example 7 bits
□~Xn-, if the original 15-bit input data is a positive number, as shown in FIG.
The MSB of the 7-bit output data shifted to the left is also "
0'' to represent a positive number, and when the original 15-bit person data is a negative number, the MSB is
If there are at least m+1 consecutive bits of 1, M of the 7-bit output data shifted left by m bits.
SB also becomes "1", representing a negative number.

マルチプレクサ３３は、プリエンファシス回路３２から
の瞬時波高値データＡｂ、モード選択・アダプティブ情
報算出回路４１からのアダプティブ情報データＡｄ及び
モード選択情報データＭ１さらにアダプティブ処理回路
４３からのアダプティブ処理されたｎ−１ワードのデー
タＸ□〜ｘｎ−＋を、時系列ディジタルデータに並換し
、例えば第１３図に示すような順序で各ワードのデータ
をシリアル伝送する。この第１３図のモード選択情報ワ
ードのデータＭ−１，Ｍｏ　１．Ｍ、は、１ブロツク前
のモード選択データＭ−１、現在送ろうとするブロツク
のモード選択データＭ。、及び１ブロツク後のモード選
択データＭ１　の３ブロック分のモード選択データを１
ワードとして伝送することを示しており、１ブロツクの
モード選択データが３回伝送されるため、伝送エラーに
強い効果がちる。The multiplexer 33 receives instantaneous peak value data Ab from the pre-emphasis circuit 32, adaptive information data Ad and mode selection information data M1 from the mode selection/adaptive information calculation circuit 41, and adaptively processed n-1 from the adaptive processing circuit 43. Word data X□ to xn-+ are rearranged into time-series digital data, and each word data is serially transmitted in the order shown in FIG. 13, for example. The data M-1, Mo 1. of the mode selection information word in FIG. M is the mode selection data M-1 of the previous block, and the mode selection data M of the block to be sent now. , and 3 blocks of mode selection data M1 after 1 block.
This indicates that the mode selection data is transmitted as a word, and one block of mode selection data is transmitted three times, which has a strong effect on transmission errors.

マルチプレクサ３３から、第１３図のようなワード配列
順序で、ブロック同期部分やワード同期部分、あるいは
エラー訂正部分等を含んだブロック単位のシリアルデー
タが、出力端子３９を介して出力され、銅線や光ファイ
バ等の伝送線を介して伝送され、あるいは磁気テープ、
磁気ディスク、光学ディスク等の記録媒体に記録される
。The multiplexer 33 outputs block-by-block serial data including a block synchronization part, a word synchronization part, an error correction part, etc. in the word arrangement order as shown in FIG. Transmitted via transmission lines such as optical fibers, or magnetic tape,
It is recorded on a recording medium such as a magnetic disk or an optical disk.

このようにしてブロック単位でシリアル伝送されたディ
ジタル信号よ９元のサンプリング波高値信号を復元する
ためのデコーダは、例えば第１４図のように構成すれば
よい。A decoder for restoring nine sampled peak value signals from digital signals serially transmitted block by block in this manner may be configured as shown in FIG. 14, for example.

この第１４図において、入力端子５１には、伝送媒体（
記録媒体も含む。）からの第１３図のようなワード配列
で１ブロツクが構成されるディジタル信号が入力され、
この入力信号はマルチプレクサ５２に供給される。マル
チプレクサ５２は、例えば上記入力ディジタル信号中の
ブロック同期信号やワード同期信号に基いて、前述した
各種データＡｂ、、Ａｄ、Ｍ、Ｘ１〜Ｘｎ−１を互いに
分離し、アダプティブ処理されたいずれかのモードのデ
ータＸ１〜Ｘｎ−１をアダプティブ（復元）処理回路５
３に送る。この処理回路５３は、マルチプレクサ５２か
゛らのアダプティブ情報データＡｄに基づき、アダプテ
ィブ復元動作を行なう。例えば７ビツトのデータＸ１〜
ｘｉ−＋のＭＳＢ（符号を示すビット）を前記ｍビット
分符号拡張してｍ　＋　７ビントとし、さらにＬＳＢに
続けて８−ｍビットの無効ピントを伺加して、全体とし
て１５ビツトの２の補数表示データに変換する、この１
５ビツトデータは、モード選択データＭ。が指示するモ
ードのデータであシ、一般ＰＣＭモードが選択されてい
るときには前記データＷ１〜Ｗｎ−１、差７分ＰＣＭモ
ード時には前記データＤ１〜Ｄ　ｎ−１、和分ＰＣＭモ
ード時、には前記デへタム１〜八。−１となっている。In this FIG. 14, the input terminal 51 has a transmission medium (
Also includes recording media. ), a digital signal consisting of one block in the word arrangement as shown in Fig. 13 is input,
This input signal is provided to multiplexer 52. The multiplexer 52 separates the aforementioned various data Ab, , Ad, M, X1 to Xn-1 from each other based on, for example, a block synchronization signal or a word synchronization signal in the input digital signal, and selects one of the adaptively processed data. Adaptive (restoration) processing circuit 5 for mode data X1 to Xn-1
Send to 3. This processing circuit 53 performs an adaptive restoration operation based on the adaptive information data Ad from the multiplexer 52. For example, 7-bit data X1~
The MSB (bit indicating the sign) of xi-+ is sign-extended by the above m bits to make m + 7 bits, and 8-m bits of invalid pin are added following the LSB, resulting in a total of 15 bits. This 1 is converted to the complement display data of
The 5-bit data is mode selection data M. When the general PCM mode is selected, the data W1 to Wn-1 are selected. When the 7-minute difference PCM mode is selected, the data D1 to D n-1 are selected. When the summation PCM mode is selected, the data are Said Dehetam 1-8. -1.

このようなアダプティブ（復元）処理回路５３からのデ
ータは、モード切換処理回′路５４．に送られ、上記モ
ード選択データＭ。に応じた処理が行なわれて、前述し
た波高値データＷ１〜Ｗ、１となってマルチプレクサ５
５に送られる。このモード切換処理回路５４における動
作としては、入力データが一般ＰＣＭデータＷ１〜ｗｎ
−１のときにはそのまま出力し、入力データが差分ＰＣ
ＭデータＤ１〜Ｄ　ｎ−１のときには前述のような和分
動作によシデータＷ。Such data from the adaptive (restoration) processing circuit 53 is sent to the mode switching processing circuit 54. and the above mode selection data M. Processing is performed according to the above-mentioned peak value data W1 to W,1, which is then sent to the multiplexer 5.
Sent to 5. The operation of this mode switching processing circuit 54 is such that input data is general PCM data W1 to wn.
-1, it is output as is, and the input data is the difference PC
When M data D1 to Dn-1, the data W is generated by the above-mentioned summation operation.

〜Ｗｎ−１に変換し、入力データが和分ＰＣＭデータＡ
１〜Ａｎ−１のときには差分動作によシデータＷ１〜Ｗ
、ｉに変換する。これらの和分動作及び差分動作時には
、瞬時波高値データＡ　ｂ　（＝Ｗｏ　　）も使用され
る。~Wn-1, input data is summed PCM data A
1 to An-1, data W1 to W are generated by differential operation.
, convert to i. During these summation and difference operations, instantaneous peak value data A b (=Wo) is also used.

次に、マルチプレクサ５５は、入力段のマルチプレクサ
５２からの瞬時波高値データＡ　ｂ　Ｃ＝Ｗ。Next, the multiplexer 55 receives the instantaneous peak value data A b C=W from the multiplexer 52 at the input stage.

）、及びモード切換処理回路５４からの波高値データＷ
１〜Ｗｎ−１を、例えばサンプリング周期で順次１ワー
ドずつ出力し、■ブロック周期でｎワードのデータＷ。), and peak value data W from the mode switching processing circuit 54
1 to Wn-1 are output one word at a time, for example, at a sampling period, and n words of data W are output at a block period.

−Ｗｎ−１を順次出力する。マルチプレクサ５５からの
出力は、前記プリエンファシス回路３２と逆の特性を有
するディエンファシス回路５６を介して、出力端子５７
よシ取り出される。-Wn-1 are output sequentially. The output from the multiplexer 55 is sent to an output terminal 57 via a de-emphasis circuit 56 having characteristics opposite to those of the pre-emphasis circuit 32.
It is taken out.

以上説明した本発明の実施例によれば、伝送すべきデー
タの複数ワードをブロック化したことによシ、差分ＰＣ
Ｍモードあるいは和分ＰＣＭモードにおけるエラー伝播
を短時間で終息させることができ、また減衰定数ｋを大
きくとれ、大きなアダプティブ動作を行なえるため、ダ
イナミックレンジの広いアダプティブ差分（あるいは和
分）ＰＣＭディジタル信号の伝送が可能となる。たとえ
ばアゲブチイブ差分ＰＣＭモードにおいて、入力信号周
波数１１が低いとき、例えばｆｌ＝ＩＫＨｚで、フルピ
ント入力時のレスポンス（ただしサンプリング周波数ｆ
ｓ＝　３２　Ｋ　Ｈｚとする）は、第１５図のように現
われ、１ワード７ビツトの伝送でも２ＫＨｚ以上で７０
ｄＢ以上の瞬時ＳＮ比が得られ、５に、Ｅｉｚでは８０
ｄＢ以上の瞬時ＳＮ比が得られる。さらに、アダプティ
ブ情報を１ブロツクにつき１ワードの割合で伝送すれば
よいため、各ＰＣＭデータのワード毎にアダプティブ情
報を送る場合に比べて少ないビットレートで済み、しか
も冗長度を極端に増加させることなくエラー訂正能力を
大幅に高めることが可能となる。According to the embodiment of the present invention described above, by blocking a plurality of words of data to be transmitted, differential PC
Error propagation in M mode or summation PCM mode can be terminated in a short time, the attenuation constant k can be set large, and large adaptive operation can be performed, so adaptive differential (or summation) PCM digital signals with a wide dynamic range can be used. transmission becomes possible. For example, in aggressive differential PCM mode, when the input signal frequency 11 is low, for example fl = IKHz, the response at full focus input (however, the sampling frequency f
s = 32 KHz) appears as shown in Figure 15, and even when transmitting 1 word and 7 bits, the transmission rate is 70 KHz or higher at 2 KHz or higher.
An instantaneous signal-to-noise ratio of more than dB can be obtained, up to 5, and 80 with Eiz.
An instantaneous signal-to-noise ratio of dB or higher can be obtained. Furthermore, because adaptive information only needs to be transmitted at a rate of one word per block, the bit rate is lower than when adaptive information is transmitted for each word of each PCM data, and without significantly increasing redundancy. It becomes possible to significantly improve error correction ability.

さらに、本発明の実施例によれば、一般ＰＣＭモード、
差分ＰＣＭモード、和分ＰＣＭモード等の神々の伝送モ
ードにおける上記ブロック内のワードの最大値を比較す
ることによシ、より大きな圧縮を行なえるモードを選択
して、この選択されたモードのデータを１ブロツク単位
で伝送しているため、エラー伝播、瞬時ＳＮ比の劣化、
歪率の増大等の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果
のディジタル信号伝送が可能となる。Further, according to an embodiment of the present invention, a general PCM mode,
By comparing the maximum values of the words in the above blocks in divine transmission modes such as differential PCM mode and summation PCM mode, a mode that can perform greater compression is selected, and the data of this selected mode is is transmitted in blocks, error propagation, instantaneous S/N ratio deterioration,
It is possible to minimize negative effects such as an increase in distortion rate and to transmit digital signals with high transmission efficiency.

なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものでなく
、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が
可能であることは勿論である。It should be noted that the present invention is not limited to the above embodiments, and it goes without saying that various changes can be made without departing from the gist of the present invention.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

本発明に係るディジタル信号伝送方法によればアダプテ
ィブ差分ＰＣＭデータ等の複数ワードを１ブロツクとし
、■ブロック毎に瞬時波高値データワード及びアゲブチ
イブ情報ワードを入れているため、エラー伝播をブロッ
ク内で終息させることができ、減衰係数を大きく（１に
近り）シてダイナミンクレンジ低減作用を抑止すること
ができるのみならず、大きいアダプティブ動作が行なえ
るので、ダイナミックレンジの広いアダプティブ差分Ｐ
ＣＭモードのディジタル信号伝送が行なえる。さらに、
１ブロツク（複数ワード）につきそれぞれ１フードの瞬
時波高値データワード及びアダプティブ情報ワードを有
しているため、これらのワードのデータに対してのみ訂
正能力の高い符号構造を持たせても全体のビット数増加
の割合が低く、冗長度を低く抑えながらエラー訂正能力
を高めることが容易に実現できる。According to the digital signal transmission method of the present invention, multiple words such as adaptive differential PCM data are treated as one block, and each block contains an instantaneous peak value data word and an aggressive information word, so error propagation is terminated within the block. Not only can the damping coefficient be increased (close to 1) to suppress the dynamic range reduction effect, but also a large adaptive operation can be performed, so the adaptive difference P with a wide dynamic range can be
CM mode digital signal transmission is possible. moreover,
Since each block (multiple words) has one food instantaneous peak value data word and one adaptive information word, even if a code structure with high correction ability is applied only to the data of these words, the entire bit The rate of increase in number is low, and it is easy to increase error correction capability while keeping redundancy low.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はアナログ信号波形を順次サンプリングするとき
の波高値と差分値を説明するための波形図、第２図は一
般ＰＣＭモード、差分ＰＧＭモード及び和分ＰＣＭモー
ドのダイナミックレンジの周波数特性を示すグラフ、篠
３図は適応型（アダプティブ）差分ＰＣＭエンコーダの
一例を示すブロック回路図、第４図は差分ＰＧＭエンコ
ーダの基本構成例を示すブロック回路図、第５図は減衰
係叡に応じた差分ＰＣＭ伝達関数周波数特性を示すグラ
フ、第６図は１ブロツク内のワードの栴成例を示す図、
第７図は１ブロツク分のデータ伝送のための符号構成例
を示す図、第８図及び第９図は１ブロツク内のワード数
による一般ＰＣＭデータ最大値と差分ＰＣＭデータ最大
値との大小関係を説明するためのグラフ、第１０図は本
発明の一実施例に用いられるエンコーダの回路構成の一
例を示すブロック回路図、第１１図は最大絶対値のワー
ドの一例を示す図、第１２図Ａ、、Ｂはアダプティブ処
理の動作を説明するための図、第１３図は１ブロツク内
のワード構成例を示す図、第１４図は第１０ｊンｊのエ
ンコーダと対称的な動作を行なうデコーダの回路構成の
一例を示すブロック回路図、第１５図はアダプティブ差
分ＰＣＭモードにおける低域周波数信号入力時の周波数
特性を示すグラフである。 ３１・・入力端子 ３３．５２，５５・・・マルチプレクサ３４・・・ブロ
ック内最大値検出比較回路３５・・・差分処理回路 ３６・・・和分処理回路 ３７・・・ブロックメモリ ４１・・・モード選択・アダプティブ情報算出回路４２
．５４・・・モード切換処理回路 ４３・・・アダプティブ処理回路 ５３・・・アダプティブ（復元）処理回路特許出願人　
ソニー株式会社 代理人　弁理士　小　池　　　晃Figure 1 is a waveform diagram for explaining the peak value and difference value when sequentially sampling an analog signal waveform, and Figure 2 shows the frequency characteristics of the dynamic range of general PCM mode, differential PGM mode, and summation PCM mode. Figure 3 is a block circuit diagram showing an example of an adaptive differential PCM encoder, Figure 4 is a block circuit diagram showing an example of the basic configuration of a differential PGM encoder, and Figure 5 is a block circuit diagram showing an example of the basic configuration of a differential PGM encoder. A graph showing the PCM transfer function frequency characteristics, Figure 6 is a diagram showing an example of word formation within one block,
FIG. 7 is a diagram showing an example of a code structure for data transmission for one block, and FIGS. 8 and 9 show the magnitude relationship between the maximum value of general PCM data and the maximum value of differential PCM data according to the number of words in one block. FIG. 10 is a block circuit diagram showing an example of the circuit configuration of an encoder used in an embodiment of the present invention, FIG. 11 is a diagram showing an example of a word with the maximum absolute value, and FIG. 12 is a graph for explaining the following. A, B are diagrams for explaining the operation of adaptive processing, FIG. 13 is a diagram showing an example of the word structure within one block, and FIG. FIG. 15 is a block circuit diagram showing an example of a circuit configuration, and is a graph showing frequency characteristics when a low frequency signal is input in the adaptive differential PCM mode. 31...Input terminals 33.52, 55...Multiplexer 34...Intra-block maximum value detection comparison circuit 35...Difference processing circuit 36...Summing processing circuit 37...Block memory 41... Mode selection/adaptive information calculation circuit 42
．． 54...Mode switching processing circuit 43...Adaptive processing circuit 53...Adaptive (restoration) processing circuit Patent applicant
Sony Corporation Representative Patent Attorney Akira Koike

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 時間軸上で阿シ合うサンプリング値の差分値あるいは和
分値をディジタル化して伝送するディジタル信号伝送方
法において、上記差分値あるいは和分値を適応型処理し
て得られるディジタルデータの複数ワードを１ブロツク
とし、この１ブロツク内に、少なくとも上記適応型処理
の情報ワードと、上記サンプリング値を示すディジタル
データのワードとを配して伝送することを特徴とするデ
ィジタル信号伝送方法。In a digital signal transmission method that digitizes and transmits difference values or sum values of sampling values that match on the time axis, multiple words of digital data obtained by adaptively processing the difference values or sum values are digitized. A method of transmitting a digital signal, characterized in that at least an information word of the adaptive processing and a word of digital data indicating the sampling value are arranged and transmitted in one block.