JPS59207768A - デイジタル式直交振幅変調方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、 位相が９０°異なる２つの搬送波振動から形成した標本
化パルス列が供給される、 スペクトル成形ディジタルフィルタを用いたディジタル
式直交振幅変調法に関する。

ディジタル式直交振幅変調（ＱＡＭ　）方法は、［ＮＴ
Ｇ専門報告書（ＮＴＧ　−Ｆａｃｈｂｅｒｉｃｈｔｅ　
）　Ｊ（１９８０年）の第８１頁〜第８８頁から、その
基本構成が公知となっている。この文献においてはディ
ジタル方式のスペクトル成形低域フィルタの使用も開示
されており、このフィルタに続いてＤ／Ａ変換が行なわ
れ、直交振幅変調はアナログ形式で行なわれる。相応の
構成が受信路においても当てはまる。

さらに考慮されていることは、通信技術上の一連の問題
点を解決するために、所謂ナイキスト条件を満たす回路
が必要であるということである。この条件そのものは明
らかにされており、所属の回路は、例えば次の場合に必
要とされる。

即ちパルスを符号量干渉なしに（即ちパルス間の漏話な
しに）伝送する時とか、ないしは映像周波数帯域を変換
する時である。その際周波数が零となり且つ１つの残留
側波帯がなお伝送されなければならない。この諌題の解
決のためζご用いられる手段も示されている。例えば雑
誌［フレクヴエンツ（Ｆｒｅｑｕｅｎｚ　）　Ｊ　（１
９７３年）第２７号、第２頁〜第６頁に、アナログ信号
処理のための複数のナイキスト−フィルタの合成方法が
記載されている。この回路の基本思想は、帰するところ
は所謂厳密な周波数帯域幅を実現することにあり、そこ
では所謂自己相反関数特性を有するフィルタが用いられ
る。他方情報伝送システムにおいて所謂ディジタル技術
も用いられ、従ってこの目的のために使用される手段、
つまり「ディジタルフィルタ」という表現が適用される
回路装置ならびζこ回路網を構成するという問題も生じ
る。例えばこの種のディジタルフィルタの実現の可能性
が、一般論としてＴｏｍｅ牲１ｔｒａの著書「モデルン
・フィルタ・七オリ・アンド・デデイン（Ｍｏｄｅｒｎ
　ＦｉｌｔｅｒＴｈｅｏｒｙ　ａｎｄ　Ｄｅｓｉｇｎ　
）　Ｊ　Ｊｏｈｎ　Ｗｉｌｅｙ　＆　５ｏｎｓ社版（１
９７３年）の例えば第５０５頁〜第５５７頁に記載され
ている。このフィルタの属する領域は、所謂ウェーブデ
ィジタルフィルタである。この種の回路は、例えばドイ
ツ連邦共和国特許第２０２７３０３号明細薔および雑誌
「ア（３） −・ニー・ウー（Ａ３６　）　Ｊ第２５号（１９７１年
）第７９頁〜第８９頁に記載されている。ウェーブディ
ジタルフィルタは、アナログ方式の基準フィルタをその
まま模倣してディジタルに構成することができるという
利点を有する。

既述のように、冒頭に引用した文献ＮＴＧ　−Ｆａｃｈ
ｂｅｒｉｃｈｔｅの第８１頁〜第８８頁においては、直
交振幅変調はアナログ方式で行なわれる。

発明の目的・効果 本発明の目的は、スペクトル成形ディジタルフィルタを
用いて、他のすべての゛信号処理過程もディジタル方式
で行なえるような方法を提供することにある。

冒頭に述べた形式の方法においてこの目的は本発明によ
れば特許請求の範囲第１項記載の特徴を有する構成によ
り達成される。

実施例の説明 次に本発明の実施例につき図面に基づき詳細に説明する
。

第１図の公知の直交振幅変調回路ζこおいてビ（４） ット周波ｆＢが直列／並列変換器１に加えられる。チャ
ネルエおよびＱが形成され、各チャネル中に段１〜Ｎが
示されている。■チャネルおよびＱチャネルにおいて、
Ｄ／Ａ変換器２ないし２′が直列／並列変換器（こ後続
して接続されており、且つ引続いて所謂シンギル周波ｆ
ｓが発生している。その際ｆ、　ｅ＝　ｆＢ／　２Ｎの
関係が成り立つ。工およびＱチャネルにおいて２Ｎ段階
の信号が生ずる。次に各チャネルに同じ構成のナイキス
ト−パルス整形回路３ないし３′が設けよび４′が接続
されており、これによりＤ／Ａ変換器の遅延ひずみも補
償することができる。ナイキスト−パルス整形は、変調
器において、５０％になるように行なわれる。エチャネ
ル中のこの変調器は５で示され、Ｑチャネル中の変調器
は５′示されており、これらの両チャネルの９０°位相
シフトは００８ωＴ−ｔないし８１ｎａｌＴ−ｔの乗算
係数により行なわれる。即ち直交変調器５および５′は
乗算器である。後続の加算器乙においてチャネルエおよ
びＱが再び１つにまとめられて、後続の１つの中間周波
数帯域フィルタ７に導ひかれる。この中間周波数（ＺＦ
　）帯域フィルタ７は望ましくない変調歪を取り除く。

Ｄ／Ａ変換器２ないし２′は、分解能がＮビットとした
場合、これよりも精度が著しく高くなければならない。

つまりＭ−Ｎ＋（４＝−−６）ピットでなければならな
い。その際変換速度はシンざルレイトｆｅに等しい。

第１図の従来のパルス成形を行う直交変調器では、直列
ビット流が先ず直列／並列変換器１において２つの多段
階のシンザル電流に変換され、次にＤ　／　Ａ変換器２
．２′でＤ　／　Ａ変換される。このＤ　／　Ａ変換器
の分解能は、例えば１６レベル直交変調（ＱＡＭ　）方
式の場合、各直交チャネルにおいて２ビツトである。し
かしこの変換器の精度は分解能よりも著しく（約４−ｍ
−６ビット、即ち１６−−−６４倍）大きくなければな
らない。以下のことが一般に当てはまる。

（７） Ｎ ２　　ＱＡＭ方式では、両直交チャネルエ、Ｑに２Ｎ段
階の信号が生じ、Ｄ／Ａ変換器はＮピットの分解能とな
り、且つＭ＝（Ｎ＋（４−一−６））ビットの精度とな
る。続いて送信側でのパルス成形が行なわれる。この送
信側パルス成形は、受信側（復調器）でも同一の方法で
行なわれるパルス成形と共通に、第１種のナイキスト条
件を満たし、これにより符号量干渉が打ち消される。こ
の変調器および復調器への同一の配分は、隣接チャネル
の影響という観点から見て最適である。送信側パルス成
形器には更に□の等止器４．４′も設けられ、これによ
すＤ／Ａ変換器の遅延ひずみが補償される。

引続いての変調（乗算５．５’）において、搬送周波数
ωＴに対して次式が満たされるべきである二 ω　＝２πｆ　〉　（１＋ρ）２πｆｆ＝　２ｆ　　　
・・・　（１１ＴＴ−Ｎ、ｓＮ その際ρは公知のロールオフ係数であり、ｆＮはパルス
整形器のナイキスト周波数である。

（８） ディジタル方式に移行する際、実現可能性の点で、ＺＦ
搬送波を式（１）を考慮しつつできるだけ低く選定する
必要がある。

両直交チャネルエおよびＱの結合後に、望ましくない比
較的高い変調積および障害成分を抑圧するため（こ、中
間周波ＺＦ−選択（帯域フィルタ７）が行なわれる。

復調器は、信号流の方向を反転させることにより、変調
器から直接構成することができる。

そのとき□等化器がパルス成形回路から省かれる。搬送
波再生とクロック再生とが付加的ｌこ行なわれる。これ
らは関連の復調と符号再生とにとって重要である。通常
、従来の実施原理では、搬送波とクロック信号との間に
は固定的関係は全く設定されていない。

しかしディジタル方式へ移行する際、ここにも著しい違
いがある。即ち変調器（乗算器）の入力側の標本化周波
数ｆＡはシンボル周波数で８ならびに搬送周波数ｆＴの
整数倍でなければならない。

ｆ　　”＝Ｊ”ｆ　　＝に２ｆ　　、　　Ｋ１＋に２ｅ
Ｎ　　　　−−−＋２１Ａ　　　　　　　　ｓ　　　　
　　　　Ｔは 上メ条−スバンドーパルス成形の場合のみが考察されて
いる。何故ならばこの場合が、ディジタル方式による解
決の場合に最も低い動作速度になるからである。

第２ａ図および第２ｂ図には既に第１図で説明した回路
部分が示されている。やはりチャネルＱおよび工が示さ
れている。６ａないし３′ａは所謂補間パルス成形器を
示し、このパルス成形器に第２ａ図においては伝達関数
Ｈ（ω）の補間回路が後置接続されている。この補間回
路は記号８および８′で示されており、スイッチの後置
接続された遅延素子Ｔにより表わされている。

さらに乗算器が接続されている。Ｑチャネルの乗算器は
９で示されており、信号列を数列１゜０、−１．０．・
・・・・で乗算する。そのときチャネル■においては乗
算器９′が信号列を数列０゜１．０，１．・・・・・で
乗算する。

第２ａ図において１点鎖線によってシンボル（１０） 周波ｆθないし２ｆ８ないし４ｆθも、すなわち補間作
用が行なわれる位置も示されている。

第２ｂ図においては、補間回路とデシメータ（間引き回
路）とが結合されており、変調器側と復調器側の装置が
示されている。参照番号１１ないし１１′は、やはり記
号で表されたディジタル回路を示し、この回路は極性反
転作用を行う。変調器と復調器との間では、やはり１点
鎖線で示すように、Ｄ／Ａ変換ないしＡ　／　Ｄ変換お
よび別の変換を行うことができる。

第３ａ図には既に冒頭に述べたように、パルス成形後の
ベースバンド−スペクトルが周波数ωに依存して示され
ている。第６ｂ図には補間フィルタ通過後のベースバン
ド−スペクトルが示されている。周期間隔も示されてお
り、その他の記号についでは後で説明する。第３ｃ図に
は乗算後のＺＦスペクトルならびにＺＦ−後置フィルタ
の原理的減衰経過が示されている。ＺＦ−後置フィルタ
はＤ　／　Ａ変換器の　　　のひずみの補正とスペクト
ルの周期的連続の抑圧とを行（１１） う。

変調器９．９′に先行するスペクトル成形フィルタがナ
イキスト条件を満たし、且つ補間作用ないし１０分の１
への間引き作用を行い、且つ同時に２番目の標本化値ご
とに極性反転を行うブリッジウェーブディジタルフィル
タζこすると有利である。この形式のブリッジウェーブ
ディジタルフィルタは、この出願と同時に出願された特
許出願明細書（シーメンスＶＰＡ　８３ｐ１２９１　）
に記載されている。

次ζこ第２ａ図および第２ｂ図ないし第３ａ図、第３ｂ
図、第６ｃ図を総合的に説明するために、第１図との比
較において説明する。

基本的思想は、いうまでもなく式（１：の関連の下に式
（２）に示されている定数に１およびに２を選択するこ
とにある。さらに、正弦波状の搬送波振動の標本化値が
値＋１．０．−１だけをとるようにすると有利である。

これはに２かに２＝２．３．４または６ のときに得られる。これらの４通りの数値の中（１２） でに２＝４が特に有利な値である。なぜなら両搬送波振
動に対する相応の標本値列 ｃｏｓ　、、ＩＴｎ’ｌ’　：１ｅＯ＊−１＋Ｏ＋１＋
０ｔ−１＋−・・ｓｔｎ　ω、ｒ”Ｔ　：　Ｏ＋１　ｅ
Ｏ＋　−１＋Ｏ＋１　ｔ（Ｌ−−−（その際’Ｉ’＝　
１／ｌ　　、　　ｔ　　−４ｆ　　）が各標本ＡＴ 化時点において、零でない他の１つの標本化値（＋１ま
たは−１）のみ有するので、両直交チャネルエ、Ｑの結
合が極めて容易になるからである。これにより直交変調
は、両直交チャネルにおいて標本化値を１つおきに交互
に除去し且つ残りの値を導通接続ないし反転させるとい
うにより行なえる。

すべての９ｇ（０，１］に対して式（１）が当てはまる
ようにするためには、 ｓ　　　Ｔ　　　、Ａ と選定すればよい。つまりに１＝に２＝４とすればよく
、これにより式（２１も満たされる。

すなわちｆＡ−４ｆ、の標本値列を変調器（乗算器）に
対して供給すべきである。これはパルス成形フィルタが
補間作用を行うべきこと、即ち標本化速度を４倍に高め
るべきことを意味する。この補間作用は、２つの段にお
いて各々係数２で行うと有利である。その際次にその都
度スペクトル成形ないしパルス成形が、標本化速度の増
加（ないし復調器における標本化速度の低減、即ち１０
分の１への間引き作用）の最初の部分において完全に行
なわれる。

従って標本化速度変化の第２の部分は、そのスペクトル
が既に５０％ナイキスト成形された標本値列に関してお
り、できるだけ僅かなコストで、変調に必要な４ｆｓの
標本化速度が得られるようにすべきである。後述するよ
うに、これは両直交チャネルに対して一種の残留側波帯
変調を用いることにより特に能率的に行うことができる
。

この目的のために第２ａ図の実施例においては、伝達関
数Ｈ（りが Ｈ（（１７）　　＝　　１＋ｅ　　ｊω’ｒ＝　　２８
−ｊω署　　。。８−７．　　０１．　（ろ１の補間フ
ィルタ８．８′が用いられる。このとき、ニーチャネル
における乗算器入力側のベースバンドスペクトルに対し
て、符号の列を表わす次式が成り立つ。

同様のことがＱチャネルにも当てはまる。結合以前のＺ
Ｆ−スペクトルに対して次式が成り立つ。

ｓ２Ｆ□（ω）　＝　、　（８Ｂ、　（ω１．）　＋　
８３．　（＾、））（５） Ｓ、Ｚ、Ｆ（ω）　＝、ｊ（８ＢＦ　　ＣＨ２）　　５
ＢＦＱ（叶ω８））。

Ｑ　　　　　　　　Ｑ 式（４１の式（５１への代入は、下記の式に示されてい
るＦ工、Ｑ（ω）の周期性を利用して行なわれる。

Ｆ工、Ｑ（ω）　＝　ＦＩ、Ｑ（ｔ１＋２ｎａ＋８）　
、　　ｎ（ｚ（６１ＺＦ−スペクトルに対しては ５ＺＦ（ω）＝Ｆ□（ω→、）　　　　　　　　　＋７
１■ 従って ８ＺＦ（す＝　８ＺＦ　（ω）＋８２ＦＱ（ω）＝■ この結果は、ｚＦ−スペクトルがパルス成形器出力側の
スペクトルの単なるシフトによって（場合によっては位
相回転によって）生じること、および補間フィルタが全
くひずみの原因にならず、単に、余弦波状の周波数経過
を有するのみであることを示している。これは第６ａ図
〜第６ｃ図のスペクトルで示すように、一種の残留側波
帯変調に帰着する。

さらに第３ｃ図には付加的に時間的に連続するアナログ
ＺＦ−フィルタの原理的周波数経過（１５） が示されている。このＺＦ−フィルタは、通過帯域にお
いてＤ　／　Ａ変換器のｆｌｉｎ　！　ひずみを補償し
、遮断帯域においてスペクトルの周期的ｉｎｘ 連続を抑圧する。□での補償はディジタル部分において
行ってもよい。

ここで変調器について示した説明は、デシメータ（１０
分の１への間引回路）を含む復調器ζこ対しても、全く
同様に当てはまる。

【図面の簡単な説明】

第１図は公知のディジタル直交振幅変調器の回路図、第
２ａ図は本発明によるパルス成形回路を備えたＱＡＭ変
調器の実施例のブロック回路図、第２ｂ図は補間回路な
いしデシメータと乗算器が１つにまとめられたＱＡＭ変
調器および復調器の本発明による実施例のブロック回路
図、第６ａ図はパルス成形回路出力側のベースバンドス
ペクトルの図、第６ｂ図は補間フィルタ出力側のベース
バンドスペクトル、第６ｃ図は乗算器出力側の中間周波
数スペクトルと、Ｄ／Ａｉｎ　　ｘ 変換器の□のひすみ補正及びスペクトル（１６） の周期的連続の抑圧のための中間周波数−後置フィルタ
の原理的減衰経過とを示す図である。 ３．６′・・・フィルタ、ろ、　、　３／　ａ・・・補
間パルス整形器、４，４′・・・等止器、５．５′、９
，９′・・・変調器ないし乗算器、ＩＩＱ・・・直交チ
ャネル、ｆＢ・・・ビット周波、ｆｓ・・・シンボル周
波、ｆＡ・・・標本化周波数、ＳＢＦ工（ｔ、）　’　
ＳＢＦ　Ｑ（ａ＋）・・・ベースバンドスペクトル、Ｓ
ｚＦ工（ｍ）’　ｚＦｑ（ａ＋）・・・中間周波数スペ
クトル

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　位相が９０°異なる２つの搬送波振動から形成さ
   れる標本化パルス列を用いる、 スペクトル成形ディジタルフィルタを用いたディジタル
   式直交振幅変調方法において、位相が９０°異なる２つ
   の搬送波振動の周波数を標本化周波数の４分の１とし、 前記各搬送波振動の位相と標本化時点との位置関係を、
   両搬送波振動の各標本化値が１つおきに交互に零になる
   ようにし、かつ各クロック時点で両搬送波振動のうちの
   一方がその都度零になるように選定したことを特徴とす
   るディジタル式直交振幅変調。 ２、両直交チャネル（Ｉ、Ｑ）に標本化周波数の半分の
   周波数で信号標本化パルス列を供給し、該信号標本化パ
   ルス列から標本化値を１つおきに符号を反転してパルス
   列を形成し、該形成したパルス列を１標本化周期（Ｔ）
   だけ時間的にずらして多重化（インターリーブ）するこ
   とにより直交振幅変調を行なうようにした特許請求の範
   囲第１項記載のディジタル式直交振幅変調方法。 ６、変訓器（９，９′）に前置接続されるスペクトル成
   形フィルタ（３ａ、３ａｐ）を、ナイキスト条件を満た
   す補間ないしデシマルーゾリツジーウエーブデイジタル
   フィルタとし、該ディジタルフィルタが、標本化値の１
   つおきの符号反転（１１，１１’、）も行なうようにし
   た特許請求の範囲第２項記載のディジタル式直交振幅変
   調方法。