JPS62200848A - 復調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、ｔＭ鷹方式、更に詳しく言えば搬送波帯域伝
送の復調方式に係り、特に搬送波の同相成分、直交成分
を信号が位相変調している変調波に対して好適な復調方
式に関する。

〔従来技術〕

従来の復調方式で同相成分と直交成分とに分ける方法と
しては、ヒルベルト変換の応用で９０゜位相差をもつ２
つの余波通過ヒルベルトフィルタにより２系統を得る方
式とアナログ的に帰発を９０°位相ずれした２つのキャ
リアで準同期検波してＡ／Ｄ変換を行なう方式との２通
りある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

前者は対象信号波が帯域通過信号にしか適用できず、か
つ動作サンプリング周波数が高くなるという欠点があり
、またヒルベルト変換器を９０゜移相器で近似して実現
するために誤差が生じる等の欠点があった。一方後者で
はアナログ素子で構成されるために誤差が生じ、かつ調
整が必要であるという煩わしさがある。

本発明の目的は、実信号より複素（ｎ号化を行なう処理
を用いて、これを波形整形フィルタで実況し、この操作
より得られるベースバンド信号の位相回転を補正する準
同期検波の一種である復調器を構成し、ディジタル位相
変調、又は多値ＱＡＭされた搬送波より信号を復調する
方式をディジタル信号処理技術を用いて実現することに
ある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は上記目的、を達成するため、受信した変調波を
変調信号帯域幅ｆＢより広い周波数ｆＢ′だけずれた固
定発振器の信号で検波し、これを４　ｎ　ｆ　ａ’　　
（ｎは正の奇数）の標本化周波数で標本化し、この標本
化周波数で順次切替えることによって、複素化フィルタ
による実数部信号と虚数部信号の２系列の信号に分離し
、それぞれをｎＸｆＢ′だけ周波数シフトすることによ
り同相成分と直交成分の２系統の基底帯域信号を得るよ
うにしたものである。

〔作用〕

以下本発明の原理について説明する。

第１図は、複素化フィルタの原理を示したものであり、
図中（ａ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｈ）。

（＋）は搬送波帯域のスペクトラムを表わしたものであ
り、（ｂ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｊ）はフィルタの周波
数特性を表わしたものであり、横軸の周波数は同じスケ
ールである。

（ａ）は、ディジタル位相変調あるいは多値ＱＡＭ変調
された搬送波帯域の周波数スペクトラムを示したもので
あり、図中斜線の部分が希望信号波のスペクトラムであ
る。この帯域中ｆｎのスペクトルに対しｆｔ１を中心に
含む通過帯域を有する帯域制限フィルタ（ｂ）を考える
。この通過シ（Ｖ域中ＢＷは、（ＢＷ　　ｆｏ）／２の
帯域中だけＢＷより離れた周波数で充分な減衰量がとれ
ていることが必要である。ここでは例として、ＢＷ＝２
ｆＢとして考える。（ｂ）の帯域制限フィルタで（ａ）
をフィルタリングした結果は（Ｃ）となる。（ｃ）のス
ペクトルの中心つまり搬送波周波数をｆ。とした場合こ
の信号をｆｃ−（ＢＷ／２）で周波数シフトさせ、その
中心周波数をｆ　（Ｈ−＋ＢＷ／２　　（＝ｆ　ｏ）に
する（　（ｄ）’）、さらにこの信号をＢＷ／２（＝ｆ
ｅ）の４Ｘｎ倍（ｎ＝正の奇数）（ここではｎ＝１）の
周波数でサンプリングを行なう。その結果サンプリング
された離散信号の周波数スペクトルは（ｅ）の様になる
。一方、ナイキスト伝送する場合に受信側で波形整形す
る場合のフィルタの伝達関数をＨ（ｅ　Ｊ　Ｗ′：＞　
とすると、このフィルタを（ｅ）と同様の動作周波数の
ディジフィルタで考える。このフィルタの周波数応答は
ｆＥ１＝４ＸｎＸＢＷ／２（但しＢＷ　＝２　ｆ　、３
．　ｎ　＝　１）のサンプリング周波数でくり返し折り
直されたものとなり、これを（「）で表わす。このフィ
ルタのインパルス応答をｈｎ（ｎＴ）とすると、周波数
応答はＨ（ｚ）　＝　　Σ　ｈ　ｎ−ｚ　−”　　　　
−■で表わせる。このＨ（ｚ）を（ｅ）で表わす帯域を
通過させるためにｆ。だけ正ヘシフトする必要がある。

従って ７＝ｏＪ２６Ｊン〈覚ｉ、−１ｅ、２に（ｆ−丁Ｂ　）
／Ｉｆｓ　＝　８ｊ２ルｆ／ｄｓ　　、　。−ｊ＋＝Ｊ
　、　ｅ　Ｊ２Ｘｆ／ｆに ＝＝−ｊ−ｚ　　　　　　　・・・■ の変換をＨ（ｚ）に施すと Ｈ（ｚ）　　　→　Ｈ（−ｊｚ）　　　　　　　　　　
　　　　・・・　　■と表現される。Ｈ（−ｊｚ）は以
下の様に展開出来る、 Ｈ（−ｊｚ）＝Σｈｎ　（−ｊ　ｚ）”−’ｎ（） ＝：ｈ　ｏ＋ｈ　ｔ（−ｊ　ｚ）−’十ｈ　２（−ｊ　
ｚ）−２＋　−＝ｈｏ＋ｈｚ（ｊｚ）″２＋ｈ４（−ｊ
　ｚ）−’＋　−＋ｈ１（ｊ　ｚ）−’＋ｈ３（ｊ　ｚ
）−”＋ｈ５（ｊ　ｚ）−５＋・−＝ＨＯ（−ｚ２）　
＋ｊ　ｚ−Ｊ（１（−ｚ２）　　　　　　　−■ここで
Ｈｏは偶数項、Ｈｌは奇数項を表わす。

一方、フィルタ入力信号のＺ変換表示はＶ　（ｚ）とし
、これを偶数列Ｖｅ（ｚ２）と奇数列Ｖ。

（＝２）とに分解すると。

Ｖ（ｚ）＝Ｖｅ（＝２）＋ｚ−’・Ｖｏ（＝２）　　＝
−■と表わせる。従ってフィルタ出力Ｘ　（ｚ）は。

Ｘ（ｚ）＝Ｖ（ｚ）　・Ｈ（ｊ　ｚ） ＝Ｖｅ（ｚ　２）　・Ｈｏ（−＝２）＋ｚ−１・Ｖｏ（
ｚ”）　・Ｈ□（−＝２）＋ｊｚ−’・Ｖｃ（＝２）・
１１□（−＝２）＋ｊｚ″″２・Ｖｏ（＝２）　・Ｉｆ
　、（−ｚ　２）＝Ｘｅ（＝２）＋ｚ−’Ｘｏ（ｚ”）
　　　　　　　　−００式の偶数系列に着目して Ｘｅ（ｚ”）＝Ｖｅ（＝２）Ｈ（１（−＝２）＋ｊｚ−
２・Ｖｏ（＝２）　・Ｈ１（−＝２）・・・■ となり、これは２・ｆＢでリサンプルすることと等価で
ある。よってフィルタ出力の周波数スペクトルと、フィ
ルタの周波数応答はそれぞれ（ｉ）。

（ｊ）の様に表わせる。このフィルタ出力信号をベース
バンドへ変換するには、ｆＲだけ負のシフ１へすれば良
い。この操作は ｙ、＝ｅＪ２にｆ／２ｆａ４ｏＪ２ルＣｆＪｓン５ＦＢ
　＝ｏｊ２九ｆ／ｆｒ’　　、（−１）＝−ｚ　　　　
　・・・■ の変換を施すことと等価である。

以上の操作により実信号より複素信号化処理が実現され
、■式の実数係数、虚数係数を直交する搬送波を変調し
たＰｉ号と考えられる。この２つのベースバンド信号よ
り位相回転の補正、クロック抽出等をディジタル的に行
なえる。

〔実施例〕

以下１本発明の一実施例を第２．第３図を用いて説明す
る。第２図は、実信号を複素信号代する処理を表わした
ものであり、ｌはサンプリング周波数ｆＢに同期して切
替るスイッチである。２゜３は、ｆｇの１／２の周波数
を動作サンプリング周波数とする波形整形フィルタ、４
は１サンプリング周期遅延させる処理を示す。図中のＶ
　（ｚ）は第１図で示した（ａ）のスペクトルを有する
離散信号であり、サンプリング周波数はｆＩｌｌ（＝４
・ｆ、３）である。この離散４８号をスイッチ１によっ
てＶｅ　（ｚ　２）　、　Ｖｏ　（ｚ　２）の２系列へ
分離する。Ｖ　（ｚ）　、　Ｖｅ　（ｚ　２）　、　Ｖ
ｏ　（ｚ　’）　ノ関係は次式に示す通りである。

Ｖ（ｚ）＝Ｖａ（ｚ　”）＋ｚ　−１・Ｖｏ（ｚ　２）
フィルタ２および３は互いにポリフェイズの関係にあり
、波形整形フィルタＨ（ｚ）をＨ（ｙ、　）　＝　Ｈｏ
　（ｚ　）　＋　７゜−’Ｈ１（ｚ）と表わし、Ｚ→−
ｊｚと置きかえ、ｆＢだけ正へ周波数シフトしたものを
さらに、Ｉｒ（−ｊｚ）を＋１（−ｊｚ）＝ＨＯ（−ｚ
　２）＋ｊ　ｙ、　−’　・Ｈ１（−ｚ　２）と表わし
たものである。ｌサンプリング周期遅延させる処理４は
、上式の右辺第２項のｚ　”−１を意味する。従って第
２図の出力は Ｘ（ｚ）＝Ｖ（ｚ）　・Ｈ（−ｊ　ｚ）＝（Ｖｅ（＝２
）＋ｚ””　・Ｖｏ（＝２））（Ｈｏ（−＝２）＋ｊｚ
″″’・Ｈｔ（＝２）） ＝Ｘｅ（ｚ　２）＋ｚ　−１・Ｘｏ（ｚ　２）として Ｘｅ（ｚ　２）＝　Ｈｏ（−ｚ　２）　Ｖａ（ｚ　２）
＋ｊｚ″″２Ｈｔ（＝２）Ｖｏ（＝２）となり と表わせる。よって入力実信号はＲｅ、Ｉｍ　（ＩｒＱ
）の複素信号で表現出来る。以上の操作を複素化フィル
タという。

次に第３図と第１図を照らし合わせながら本発明を説明
する。図中５は第１図にお１する（ｂ）の特性を有する
帯域制限フィルタである。６は固定発振器でありその周
波数はｆ。−ＢＷ／２である。

ただしここではＢＷ＝２ｆＢとする。７はミクサであり
、８はミクサの動作による高調波を除去するための低域
通過フィルタである。このＬＰＦ８の出カスベクトルは
第１図（ｄ）となる。９はＡ／Ｄコンバータでその動作
サンプリング周波数は（ＢＷ／２）の４Ｘｎ倍（ｎ−正
の奇数）（ここではｎ＝１）である、このＡ／Ｄコンバ
ータ９の出カスベクトルは第１図の（ｅ）で表わせる。

１０は第２ＷＩで示した部分で、複素フィルタである。

１０の出力は第１図で示された（ｉ）のスペクトルを有
し、サンプリング周波数はｆＢ／２（Ａ／Ｄコンバータ
９の１／２）である。この複素信号はゼロ周波数に対し
ＢＷ／２（＝ｆ日）のオフセットがありこの分だけシフ
トしてあげる必要がある。この操作は１１．１２で示し
た（−１）ｎの処理と等価である１以上の手段によす、
位相回転したベースバンドの複素信号が得られる。この
信号を１３で示す通り位相回転補正（Ｃａｒ　　Ｒｅｃ
およびｅ”　）＋クロック抽出により、タイミング調整
して正規受信信号とする。

従ってＡ／Ｄコンバータ９より後段の操作は全てディジ
タル信号処理が出来、しかもそれらの動作サンプリング
周波数はＡ／Ｄコンバータ９の２分の１で実現出来る。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ＰＳＫ、ＱＡＭ方式の復調で行われる
準同期検波型復調のように、固定発振器を２つの直交成
分に分離しくπ／２位相シフタを用いて作り出す）受信
波を２系列別々にベースバンド信号へ変換する操作は必
要なく、固定発振器の出力そのままでひとつの系列のみ
で行なえる。

またナイキスト伝送の為の波形整形フィルタを複素フィ
ルタの処理を行なう２つのサブフィルタで構成出来、か
つその動作サンプリング周波数は、Ａ／Ｄコンバータの
１／２で実現出来る。ゆえに。

ディジタル信号処理量の軽減および動作周波数の倍増が
行える。さらに、ベースバンドでの位相回転補正、クロ
ック抽出等の処理を従来のようにディジタルで実現する
ことにより１回路の大巾なディジタル化が可能となり、
回路の無調整化、低消費電力化、低価格化、をねらえる
、また信号処理プロセッサ等を導入すれば、処理はソフ
トウェアで実現出来るというように種々の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、複素化フィルタの原理を説明のためのスペク
トル図、第２図は、複素化フィルタの構成例、第３図は
１本発明による復調方式の一実施例の構成図である。 第２図　１・・・スイッチ、２・・・波形整形フィルタ
、３・・・波形整形フィルタ、４・・・１サンプル遅延
回路、第３図　５・・・帯域制限フィルタ、６・・・固
定発振器、７・・・ミクサ、８・・・低域通過フィルタ
、９・・・Ａ／Ｄコンバータ、１０・・・複素化フィル
タ、１１・・・周波数シック、１２・・・周波数シフタ
、１３・・・周期処理回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、搬送波帯変調信号を検波して、同相成分・直交成分
   の２系統の基底帯域信号を得る復調方式において、変調
   波を変調信号帯域幅ｆ＿Ｂよりも大きい周波数ｆ＿Ｂ′
   だけずれた局部発振周波数で検波し、これを４×ｎ×ｆ
   ＿Ｂ′（ｎ＝正の奇数）の周波数でサンプリングを行な
   い、さらにこの周期で切替わるスイッチと複素化フィル
   タにより実数部信号と虚数部信号の２系列の信号に分離
   し、各々をｎ×ｆ＿Ｂ′だけ周波数シフトすることによ
   り、同相成分・直交成分の２系統の基底帯域信号を得る
   復調方式。 ２、上記第１項記載の複素化フィルタに波形整形フィル
   タの機能を持たせて構成した復調方式。