JPS59167128A - 反響打消し装置 - Google Patents
反響打消し装置Info
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- JPS59167128A JPS59167128A JP4073883A JP4073883A JPS59167128A JP S59167128 A JPS59167128 A JP S59167128A JP 4073883 A JP4073883 A JP 4073883A JP 4073883 A JP4073883 A JP 4073883A JP S59167128 A JPS59167128 A JP S59167128A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- echo
- characteristic
- transmission
- Prior art date
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- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の技術分野]
本発明は、拡声′電話においてハウリングを引き起こす
原因と彦る、反響信号を打消す反響信号打消し装置の改
良に関する。
原因と彦る、反響信号を打消す反響信号打消し装置の改
良に関する。
[発明の技術的背景とその問題点]
近年の電話機の高機能化に伴い、拡声電話の通話品質の
向上が望まれている。拡声電話機は一般のハンドセット
を用いた電話機iニルべ、受話利得音響結合(スピーカ
ーから出た音をマイクが拾う事C二よる結合)が大きい
為、ノ・ウリングを発生しやすい。すなわち、拡声電話
機の送話利得をp、(aB) +受話利得をP’H(d
B) 、ノーイブリッドコイルの側音減衰量をβ(aB
) +音響結合の減衰量をα(dB)とすると、 α+β〈ハ+pH−−−−−(1) なる関係になった時直二、ノ・ウリングが発生する可能
性がでてくる。
向上が望まれている。拡声電話機は一般のハンドセット
を用いた電話機iニルべ、受話利得音響結合(スピーカ
ーから出た音をマイクが拾う事C二よる結合)が大きい
為、ノ・ウリングを発生しやすい。すなわち、拡声電話
機の送話利得をp、(aB) +受話利得をP’H(d
B) 、ノーイブリッドコイルの側音減衰量をβ(aB
) +音響結合の減衰量をα(dB)とすると、 α+β〈ハ+pH−−−−−(1) なる関係になった時直二、ノ・ウリングが発生する可能
性がでてくる。
一般にsk悪の回線損失においても通話を保証するため
には、む= 50dB gR= 30dBの利得が必要
と考えられる。また音響結合1.llI音*辰童の最悪
値は、そtlそれ40dB 、 6dBと考えられるの
で、α+β=46くむ+fR= 80−−−− (2)
となり、送話アンプ、受話アンプを単にマイク。
には、む= 50dB gR= 30dBの利得が必要
と考えられる。また音響結合1.llI音*辰童の最悪
値は、そtlそれ40dB 、 6dBと考えられるの
で、α+β=46くむ+fR= 80−−−− (2)
となり、送話アンプ、受話アンプを単にマイク。
スピーカー、ハイブリッドコイルに接続し友だけではハ
ウリングを発生するため、従来より第1図に示す様なボ
イス・スイッチを用いた構成の拡声を話が用いられてい
る。
ウリングを発生するため、従来より第1図に示す様なボ
イス・スイッチを用いた構成の拡声を話が用いられてい
る。
同図において、送受判定回路108はマイク101より
の送話信号の電力とハイブリッドコイル107よりの受
話信号の電力を入力し、比較する事により、送話状態、
受話状態を判定する。そして送話時には、送話側挿入損
失102をOdBに、受話側挿入損失106をV8dB
l二設定し、受話時C:は、この逆に設定する。この時
、挿入損失VSを、送話アンプ103の利得なpT(a
B) l受話アンプ105の利得をfI、(aB> 、
スピーカー104とマイク101 r%J]の音響結合
をα(dB) 、ハイブリッドコイル107の側音減衰
量をβ(dB)とした時、 V9 > (IFT +#R) (α+# )
−−−−−−(81なる値に設定すればハウリングを防
止でき、送話時には受話側に、受話時Cは送話側?−損
失が入る為、正常な通話ができる。
の送話信号の電力とハイブリッドコイル107よりの受
話信号の電力を入力し、比較する事により、送話状態、
受話状態を判定する。そして送話時には、送話側挿入損
失102をOdBに、受話側挿入損失106をV8dB
l二設定し、受話時C:は、この逆に設定する。この時
、挿入損失VSを、送話アンプ103の利得なpT(a
B) l受話アンプ105の利得をfI、(aB> 、
スピーカー104とマイク101 r%J]の音響結合
をα(dB) 、ハイブリッドコイル107の側音減衰
量をβ(dB)とした時、 V9 > (IFT +#R) (α+# )
−−−−−−(81なる値に設定すればハウリングを防
止でき、送話時には受話側に、受話時Cは送話側?−損
失が入る為、正常な通話ができる。
しかし、この方式は、送話信号、受話信号が同時区二存
在するダブル・トーク時1二は、いずれか一方が損失が
入るため正常の通話ができない、また、送受判定C′−
は多少なりとも遅延を伴うため、語頭切れが起こり通話
品質が低下する。
在するダブル・トーク時1二は、いずれか一方が損失が
入るため正常の通話ができない、また、送受判定C′−
は多少なりとも遅延を伴うため、語頭切れが起こり通話
品質が低下する。
この様なボイス・スイッチ方式の問題点は第2図1−示
す様にエコー・キャンセラーを用いる事により改善でき
る。
す様にエコー・キャンセラーを用いる事により改善でき
る。
エコーキャンセラーは送話信号X(χ)から反響信号y
D)が発生する伝達特性を推定する事により疑似反響路
を作り(図2の201)これC二より疑似反響信号9(
t)を生成し、受話信号n(t)を含んだハイブリッド
コイルの出力信号y(、t) + Wlt)から差し引
く(〆12の202)事により、反響信号を打消す。
D)が発生する伝達特性を推定する事により疑似反響路
を作り(図2の201)これC二より疑似反響信号9(
t)を生成し、受話信号n(t)を含んだハイブリッド
コイルの出力信号y(、t) + Wlt)から差し引
く(〆12の202)事により、反響信号を打消す。
今、エコー・キャンセラーの打消量をBRLK(dB)
とすると、ハウリングを防止するボイス・スイッチの損
失tは Vs>(yT十yR) (α+7?−1−KRLB)
−−−−−(4)なる値g二設定でき、これはボイス
・スイッチのみの時に比べF、FiL1分、損失量を減
少でき、ボイススイッチの問題点を改善できる。
とすると、ハウリングを防止するボイス・スイッチの損
失tは Vs>(yT十yR) (α+7?−1−KRLB)
−−−−−(4)なる値g二設定でき、これはボイス
・スイッチのみの時に比べF、FiL1分、損失量を減
少でき、ボイススイッチの問題点を改善できる。
なお、エコー・キャンセラーの反響路推定はトレーニン
グ信号を用い、トレーニング信号発生回路203からの
信号を、一時的Cスイッチ204を用いて送話信号に替
えて、回線に送出して行う。
グ信号を用い、トレーニング信号発生回路203からの
信号を、一時的Cスイッチ204を用いて送話信号に替
えて、回線に送出して行う。
この様ロー、エコー・キャンセラーは拡声電話における
挿入損失の低減に有効であるが、トレーニング信号を回
線に送出する必要があり、一時的?ニせよ電話を中断す
るといった問題点があった。そこで、エコー・キャンセ
ラーの他の方式として、衛星通信等で広く用いられてい
る音声により反響路を推定する方式が考えられるが、こ
の方式は音声の周波数特性により収束速度が音声周波数
により異なる事が原因で、低レベルの周波数成分I:お
いて回線変動に対する追随が悪くなり、結果的i二その
周波数の打消特性が悪化するといった性質があるため、
特に、帯域全体で一定の打消しを要する拡声電話への応
用I:は不向きであった。
挿入損失の低減に有効であるが、トレーニング信号を回
線に送出する必要があり、一時的?ニせよ電話を中断す
るといった問題点があった。そこで、エコー・キャンセ
ラーの他の方式として、衛星通信等で広く用いられてい
る音声により反響路を推定する方式が考えられるが、こ
の方式は音声の周波数特性により収束速度が音声周波数
により異なる事が原因で、低レベルの周波数成分I:お
いて回線変動に対する追随が悪くなり、結果的i二その
周波数の打消特性が悪化するといった性質があるため、
特に、帯域全体で一定の打消しを要する拡声電話への応
用I:は不向きであった。
衛星通信では、反響信号の電力を下ければ良く、ある特
定の周波数の成分が大きくても、全体から見た割合が小
さければ、大きな問題とはならないが、拡声電話を二お
いては、最悪の打消量の周波数でハウリングが発生する
可能性がでてくる。
定の周波数の成分が大きくても、全体から見た割合が小
さければ、大きな問題とはならないが、拡声電話を二お
いては、最悪の打消量の周波数でハウリングが発生する
可能性がでてくる。
エコー・キャンセラーの収束速度が送話信号X(χ)の
周波数特性に依存する事を、第3図のトランスバーサル
型の構成のエコー・キャンセラーを’?lJ l二説明
する。以下、信号x(、t)、 e(、t)+n(ス)
+y(、t)△ −y(、t)はA/D変換回路301.307で例えば
音声帯域ではδa = 8xHzでサンプリングされた
Aサンプル時点の信号:t(A)、 e(A) =y(
A)+n(A)−y(A)として扱う。
周波数特性に依存する事を、第3図のトランスバーサル
型の構成のエコー・キャンセラーを’?lJ l二説明
する。以下、信号x(、t)、 e(、t)+n(ス)
+y(、t)△ −y(、t)はA/D変換回路301.307で例えば
音声帯域ではδa = 8xHzでサンプリングされた
Aサンプル時点の信号:t(A)、 e(A) =y(
A)+n(A)−y(A)として扱う。
第3図において、302はNタップのタップ付遅延回路
で X(4> = (、z(A)、 、r(A−1)、 、
z(A−2)、−、、r(A−N+1 ))Tなる各値
を保持する。そして、乗算回路303.アキュムレータ
304により、反響路推定回路306で推定した疑似反
響路である推定タップ係数、介(渥) = (Ajl
(A)、 Q2 (J4)、 2B (A)、・・・、
金、(A))Tとの間で積和演算、 9(A)=介(A)TI(A) =X(A)T介(A)
−−−−−(5)を行い、 D/A変換回路305に
よりアナログ値y(、t)に変換される゛。
で X(4> = (、z(A)、 、r(A−1)、 、
z(A−2)、−、、r(A−N+1 ))Tなる各値
を保持する。そして、乗算回路303.アキュムレータ
304により、反響路推定回路306で推定した疑似反
響路である推定タップ係数、介(渥) = (Ajl
(A)、 Q2 (J4)、 2B (A)、・・・、
金、(A))Tとの間で積和演算、 9(A)=介(A)TI(A) =X(A)T介(A)
−−−−−(5)を行い、 D/A変換回路305に
よりアナログ値y(、t)に変換される゛。
一方、反響路の推定は、推定アルゴリズムとして例えば
L M E (La! Mitan B庁)アルゴリズ
ムを用いれば、 介(A+1 ) =介(J)+α・θ(A)X(遥)
−−−−−(6)e(A)=y(k) 十n(A)−
9(A)=HTX(A)−介(4)X(A)+74(A
)・・・(7) なる修正式で推定タップ係数介(A)を1サンプルごと
に修正してゆく事により、 ’M(a)を反響路のイン
パルス応答、 H=(J1+ Jg+ 78+・・・、JN)1:近づ
けて行く。
L M E (La! Mitan B庁)アルゴリズ
ムを用いれば、 介(A+1 ) =介(J)+α・θ(A)X(遥)
−−−−−(6)e(A)=y(k) 十n(A)−
9(A)=HTX(A)−介(4)X(A)+74(A
)・・・(7) なる修正式で推定タップ係数介(A)を1サンプルごと
に修正してゆく事により、 ’M(a)を反響路のイン
パルス応答、 H=(J1+ Jg+ 78+・・・、JN)1:近づ
けて行く。
ここで周波数領域で推定タップ係数の近似の良さを知る
ために、6式をDFT係数に展開して扱う。そのために
%6式の両辺C なる行列を掛けると9式を得る。
ために、6式をDFT係数に展開して扱う。そのために
%6式の両辺C なる行列を掛けると9式を得る。
合(A+1)=Φ介(A+1)=Φ介(A)+αe(A
)ΦX(A) −−−−−(9)−合(Aン十αθ(4
)Z(A) 但し、合(A) =(90(A)少、(A)、 92(
a)、 ・、 ’L(a) )” ′−−−−−CIO
)Z(A) = (zO(A)、 zl(A)、 z2
(Aい・+ zH(A))T−−−−Ql)ハ(A)=
NX” 気(ル)W”’
−−−−−(1匂−0 zi(A)= Σ :t(A−(N−1)+p)wL
p −−−−−−(113)p=0 ここで、す0)式のfbcA”l VJ−%−b=2π
L/H(j=Q〜N−1)なる角周波数の推定反響路Q
(A)のDFT係数であり% ZA(A)はX(4)
の町なる角周波数のIIT係数となる。
)ΦX(A) −−−−−(9)−合(Aン十αθ(4
)Z(A) 但し、合(A) =(90(A)少、(A)、 92(
a)、 ・、 ’L(a) )” ′−−−−−CIO
)Z(A) = (zO(A)、 zl(A)、 z2
(Aい・+ zH(A))T−−−−Ql)ハ(A)=
NX” 気(ル)W”’
−−−−−(1匂−0 zi(A)= Σ :t(A−(N−1)+p)wL
p −−−−−−(113)p=0 ここで、す0)式のfbcA”l VJ−%−b=2π
L/H(j=Q〜N−1)なる角周波数の推定反響路Q
(A)のDFT係数であり% ZA(A)はX(4)
の町なる角周波数のIIT係数となる。
次C二、今求めたG(A)、 Z(A)で7式の誤差信
号θ(A)を表わすと、 e(A)=(H−介(A))′*X(A)十W(A)(
氷は随伴行列を示す) =(Φ(G−合(A)) 戸・Φz(A)+yL(A)
−−−−−−−%+但し、Φ=1Φ* (−、
−Φ=ΦT )−−−−−−−−−(ロ)G ” (#
o、fl+ −+ #N )T#ル= ΣzpwLp p−。
号θ(A)を表わすと、 e(A)=(H−介(A))′*X(A)十W(A)(
氷は随伴行列を示す) =(Φ(G−合(A)) 戸・Φz(A)+yL(A)
−−−−−−−%+但し、Φ=1Φ* (−、
−Φ=ΦT )−−−−−−−−−(ロ)G ” (#
o、fl+ −+ #N )T#ル= ΣzpwLp p−。
ここで、?Lは反響路HのνLなる角周波数のDFT係
数である。また、ΦFiIDFTを行う行列である。
数である。また、ΦFiIDFTを行う行列である。
0匂式C二a5)式を代入して、
e(A) = (G−合(A))”−Φ・z(a)+r
L(A)=(G−合(a) )”Φ・’4)味z(a)
+yz(A)−Qa)N ここで、ΦΦ4=N工(但し工はN次元の羊位行列)な
ので e(A) = ’ (G G(A) )” Z(A)
+44(A)=貴z(a)”(G−G(a))+n(
a) −(17)となる。
L(A)=(G−合(a) )”Φ・’4)味z(a)
+yz(A)−Qa)N ここで、ΦΦ4=N工(但し工はN次元の羊位行列)な
ので e(A) = ’ (G G(A) )” Z(A)
+44(A)=貴z(a)”(G−G(a))+n(
a) −(17)となる。
とのe(A)を(9)式[二代入して両辺なG(A)か
ら引くと、 G−合(A+1)=G−a<A> −a (LZ(A)
”(G−G(a))十ル(ル))Z(A)・・・(ホ) ここで、D (A) =G −G (A)とするとD(
A+1)=D(A) −a(’z(A>”D(a> −
t4(A) )z(a+・・・09) を得る。ここで、タップ係数の誤差ベクトルD(A)の
期待値をとると、 < D(A+11 >= (ニー−< Z(A ) Z
(A )” > )<D(A) > −<n<A) Z
(A) > ・−f20+但し、〈 〉は期待値を示す
。
ら引くと、 G−合(A+1)=G−a<A> −a (LZ(A)
”(G−G(a))十ル(ル))Z(A)・・・(ホ) ここで、D (A) =G −G (A)とするとD(
A+1)=D(A) −a(’z(A>”D(a> −
t4(A) )z(a+・・・09) を得る。ここで、タップ係数の誤差ベクトルD(A)の
期待値をとると、 < D(A+11 >= (ニー−< Z(A ) Z
(A )” > )<D(A) > −<n<A) Z
(A) > ・−f20+但し、〈 〉は期待値を示す
。
となり、Z(A)はNETの係数なので、近似的に、<
Z(A) z(A)” 〉= dLay (pl+
p2.・=、p*、・=、1)N ) −(211但
し、pbはx(4)の角周波数町におけるパワースペク
トル。
Z(A) z(A)” 〉= dLay (pl+
p2.・=、p*、・=、1)N ) −(211但
し、pbはx(4)の角周波数町におけるパワースペク
トル。
が成立し、また、 W(ル)とZ(A)の無相関により
、< n(A)Z(A)>= 0 −−
−−−−−(2)が成立すると仮定すると、 < ” (A” 1 ) > =(I y dLay
(pl+pa・・・、狸))、 < D(A) >
・・・−) であり、角周波数ν↓なる成分のタップ係数の誤差の期
待値jA (A)は d↓(a)=(1−PA)’↓(ルー1) −−−−
−−となる。この漸化式より、 ’L(A)=(1up、)A−14(o) −−−−
−−11!Aを得、これより、Tlbが小さければd、
の収束速度も低下する事がわかる。
、< n(A)Z(A)>= 0 −−
−−−−−(2)が成立すると仮定すると、 < ” (A” 1 ) > =(I y dLay
(pl+pa・・・、狸))、 < D(A) >
・・・−) であり、角周波数ν↓なる成分のタップ係数の誤差の期
待値jA (A)は d↓(a)=(1−PA)’↓(ルー1) −−−−
−−となる。この漸化式より、 ’L(A)=(1up、)A−14(o) −−−−
−−11!Aを得、これより、Tlbが小さければd、
の収束速度も低下する事がわかる。
以上、エコーキャンセラーの収束速贋が、送信4号のパ
ワー・スペクトルに依存する事を時間領域の、収束アル
ゴリズムとしてLMSアルゴリズムを用いた例C−より
説明したが、本発明は、エコーキャンセラーの構成、収
束アルゴリズムが、どの様であろうと、エコーキャンセ
ラーの性能(収束速度、打消量)が、入力信号のパワー
スペクトルに依存する周波数特性を持つ場合を対象とす
る。
ワー・スペクトルに依存する事を時間領域の、収束アル
ゴリズムとしてLMSアルゴリズムを用いた例C−より
説明したが、本発明は、エコーキャンセラーの構成、収
束アルゴリズムが、どの様であろうと、エコーキャンセ
ラーの性能(収束速度、打消量)が、入力信号のパワー
スペクトルに依存する周波数特性を持つ場合を対象とす
る。
[発明の目的]
この発明は、上述した従来のエコー・キャンセラーの欠
点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、
ボイス・スイッチの損失に、送信4号のパワースペクト
ルの逆数に比例した、または、その近似の特性を持たせ
、エコー・キャンセラーの打消量の周波数特性を補償し
、帯域にわたって一定の反響信号減衰量を得るものであ
る。
点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、
ボイス・スイッチの損失に、送信4号のパワースペクト
ルの逆数に比例した、または、その近似の特性を持たせ
、エコー・キャンセラーの打消量の周波数特性を補償し
、帯域にわたって一定の反響信号減衰量を得るものであ
る。
[発明の概要]
本発明の概要を第4図、第5図をもとに説明するO
送信4号のパワースペクトルを第4図(a)とし、この
信号でエコーキャンセラーが反響路推定した時の打消量
FiRL”40J71o((送信4号の電力)/(残差
信号の電力))の周波数特性ERL(α)が、第4図(
b)に示す様に、入力信号のパワースペクトルに応じた
特性を持つとすると、従来のエコー・キャンセラーを用
いた拡声電話では、第4図(b)の矢印の点で最もハウ
リングマージンが少なくなり、この周波数でハウリング
を発生する確率が高くなる0 本発明は従来方式C二加えて新たな、第5図(c)に示
すに−guL(α)なる周波数特性を持つボイス・スイ
ッチを導入し、ボイス・スイッチを含めた全体の反響信
号打消し特性を、第5図(a)≦二示す様(二平坦≦二
する。
信号でエコーキャンセラーが反響路推定した時の打消量
FiRL”40J71o((送信4号の電力)/(残差
信号の電力))の周波数特性ERL(α)が、第4図(
b)に示す様に、入力信号のパワースペクトルに応じた
特性を持つとすると、従来のエコー・キャンセラーを用
いた拡声電話では、第4図(b)の矢印の点で最もハウ
リングマージンが少なくなり、この周波数でハウリング
を発生する確率が高くなる0 本発明は従来方式C二加えて新たな、第5図(c)に示
すに−guL(α)なる周波数特性を持つボイス・スイ
ッチを導入し、ボイス・スイッチを含めた全体の反響信
号打消し特性を、第5図(a)≦二示す様(二平坦≦二
する。
[発明の効果]
上述した様に、本発明を用いれば、送信4号のパワー
スペクトルが小さくて、充分な打消量が得られなかった
周波数はボイス・スイッチが補うため、ボイス・スイッ
チ照合めた反響打消しの周波数特性は平坦となり、エコ
ーキャンセラー単独の時のハウリングマージンが打消量
の周波数特性の最悪値で決まるの酸二対して、ハウリン
グマージンが増加する。また、ボイス・スインf モ通
話1:l−お゛いてN賛な、音声のパワースペクトルが
強い部分は、損失が少なくなるため、従来方式よりもス
イッチ感が減少する。
スペクトルが小さくて、充分な打消量が得られなかった
周波数はボイス・スイッチが補うため、ボイス・スイッ
チ照合めた反響打消しの周波数特性は平坦となり、エコ
ーキャンセラー単独の時のハウリングマージンが打消量
の周波数特性の最悪値で決まるの酸二対して、ハウリン
グマージンが増加する。また、ボイス・スインf モ通
話1:l−お゛いてN賛な、音声のパワースペクトルが
強い部分は、損失が少なくなるため、従来方式よりもス
イッチ感が減少する。
[発明の実施例コ
本発明の実施例を第6図C−示し、以下説明する。
従来のエコー・キャンセラーを用い次反響信号打消し回
路に加えて、本発明のため≦二新た≦二追加する基本的
な回路は、送信パワースペクトル逆特性推定回路605
と、周波数特性付挿入損失602゜608である。
路に加えて、本発明のため≦二新た≦二追加する基本的
な回路は、送信パワースペクトル逆特性推定回路605
と、周波数特性付挿入損失602゜608である。
逆特性推定回路605は、送受判定回路108よりの制
御信号≦−より、送話時のみ、A/D変換(ロ)路60
1でディジタル化した送信々号Z<4>を入力し、この
周波数特性の逆特性を推定し、この逆特性を実現するフ
ィルタの係数を算出し、挿入摺失602゜608に供給
する。
御信号≦−より、送話時のみ、A/D変換(ロ)路60
1でディジタル化した送信々号Z<4>を入力し、この
周波数特性の逆特性を推定し、この逆特性を実現するフ
ィルタの係数を算出し、挿入摺失602゜608に供給
する。
挿入損失602.608は、例えばディジタル・フィル
タで実現され、逆特性推定回路605よりの係数により
、送信々号のパワースペクトルの逆特性の周波数特性を
持つ様設定される。そして、スイッチ603.609を
送受判定回路108よりの制御信号により制御し、送話
時S−は受話側5ユ、受話時(二は送話側に挿入する。
タで実現され、逆特性推定回路605よりの係数により
、送信々号のパワースペクトルの逆特性の周波数特性を
持つ様設定される。そして、スイッチ603.609を
送受判定回路108よりの制御信号により制御し、送話
時S−は受話側5ユ、受話時(二は送話側に挿入する。
これら各回路はFET’(ファーストフーリエ変換)を
用いて構成する事もできるが、線形予測を用いた、音声
分析回路、音声合成回路を用いて構成した例を第7図、
第8図に示す。
用いて構成する事もできるが、線形予測を用いた、音声
分析回路、音声合成回路を用いて構成した例を第7図、
第8図に示す。
入力信号Z(A)が音声の時、音声x(4)の生成過程
は第9図に示す様に二、周波数特性が平坦な白色雑音が
線形時変フィルタ902を介して出力されるものと近似
できる。すなわち、白色雑音を2変換したものをW(z
) 、 フィルタ902の2領域の特性を1 A(z) 、出力信号x<、t>を2変換(但しz=e
2xi”Tσサンプリング周期)したものをB(g)
とすると、5(Z) = A(zす・W(Z)
−−−−−一(財))となる。ここで、エコーキャン
セラーの入力信号5(z)と残差信号B(z)との間の
伝達関数IRI、(z)が、周波数特性を持つものとし
、これが、x(χ)のパワースペクトルの逆特性に比例
すると仮定すると、ERIJ(Z) = CIA(Z−
)’ I”)−1=LIA(Z)’ l−2=−@(但
し しく1) となる。今、挿入損失の減衰特性を、 LO8B(Z) = IA(z) l −−−−−
−Elなる様、設定すると、エコー・キャンセラーと挿
入損失を合わせた減衰量は、 Loss(z) l!1RL(z) =LIA(Jl−
’ IA(z)−11”= L −−−−−
−(2))となり、帯域にわたって平担で大なる減衰量
を得る事ができる。
は第9図に示す様に二、周波数特性が平坦な白色雑音が
線形時変フィルタ902を介して出力されるものと近似
できる。すなわち、白色雑音を2変換したものをW(z
) 、 フィルタ902の2領域の特性を1 A(z) 、出力信号x<、t>を2変換(但しz=e
2xi”Tσサンプリング周期)したものをB(g)
とすると、5(Z) = A(zす・W(Z)
−−−−−一(財))となる。ここで、エコーキャン
セラーの入力信号5(z)と残差信号B(z)との間の
伝達関数IRI、(z)が、周波数特性を持つものとし
、これが、x(χ)のパワースペクトルの逆特性に比例
すると仮定すると、ERIJ(Z) = CIA(Z−
)’ I”)−1=LIA(Z)’ l−2=−@(但
し しく1) となる。今、挿入損失の減衰特性を、 LO8B(Z) = IA(z) l −−−−−
−Elなる様、設定すると、エコー・キャンセラーと挿
入損失を合わせた減衰量は、 Loss(z) l!1RL(z) =LIA(Jl−
’ IA(z)−11”= L −−−−−
−(2))となり、帯域にわたって平担で大なる減衰量
を得る事ができる。
以上より、挿入損失602.608の特性は、音声生成
過程(二おける線形時変フィルタの特性A(z) に
すれば良く、本実施例では音声分析1合成で用いている
線形予測の技術を用いている。
過程(二おける線形時変フィルタの特性A(z) に
すれば良く、本実施例では音声分析1合成で用いている
線形予測の技術を用いている。
紺7図は分析回路を用いた逆特性推定回路で、音声信号
XCL)を白色化する事ζ二より、 A(Z) を推
定する。同回路【二おいてタッグ付遅延回路701 。
XCL)を白色化する事ζ二より、 A(Z) を推
定する。同回路【二おいてタッグ付遅延回路701 。
乗算器702.アキュムレータ703はF(z)=01
z +02Z +8°−十〇MZ …18Ql
なる特性のトランス・バーサルフィルタを構成している
。
z +02Z +8°−十〇MZ …18Ql
なる特性のトランス・バーサルフィルタを構成している
。
そして、減算回路704により現時点のサンフール値よ
り差し引く事籠二より、 B(Z)= 1− F(Z) なるフィルタとなっている。
り差し引く事籠二より、 B(Z)= 1− F(Z) なるフィルタとなっている。
予測係数推定回路306は、このフィルタの出方信号ε
(A)の電力が最小(二なる様C二、F(z)のタップ
係数01〜CMを設定する事により、結果的に、B(z
)=1−F(Z)中A(z) となる関係を満たす?(z)を合成する。
(A)の電力が最小(二なる様C二、F(z)のタップ
係数01〜CMを設定する事により、結果的に、B(z
)=1−F(Z)中A(z) となる関係を満たす?(z)を合成する。
第8図は、合成回路を用いた挿入損失回路で、逆特性推
定回路で算出したF(z)のパラメータ01〜CMを用
いて、 A(Z)の特性であるA(Z)−”のフィルタ
を実現する。
定回路で算出したF(z)のパラメータ01〜CMを用
いて、 A(Z)の特性であるA(Z)−”のフィルタ
を実現する。
第8図2−おいて、タップ付遅延回路8o19乗算器8
02.アキュムレータ803は、パラメータ01〜CM
を用いる事により、逆特性推定回路同様F (z)なる
特性を持つトランスバーサル・フィルタとなっている。
02.アキュムレータ803は、パラメータ01〜CM
を用いる事により、逆特性推定回路同様F (z)なる
特性を持つトランスバーサル・フィルタとなっている。
そして、このフィルタが減算回路804g二より回帰的
な構成のフィルタとなる様、接続される事C二より。
な構成のフィルタとなる様、接続される事C二より。
D(z)=−−1−−
1−F(Z)
なる特性のフィルタとなっている。そして、この特性は
、 D(Z) = A(Z)−1 (二他ならないので、音声生成過程I:おける線形時変
フィルタ902と同様の特性をボイス・スイッチが持つ
411二なり、すでに述べた様1−、エコー・キャンセ
ラーの打消し蓋の周波数特性を補正する事ができる。
、 D(Z) = A(Z)−1 (二他ならないので、音声生成過程I:おける線形時変
フィルタ902と同様の特性をボイス・スイッチが持つ
411二なり、すでに述べた様1−、エコー・キャンセ
ラーの打消し蓋の周波数特性を補正する事ができる。
なお、音声の生成フィルタの特性A(z)’は時変であ
るので、予測係数推定回路は常時推定動作を行う必要が
あるが、線形予測フィルタのタップ数が1〜10タップ
程度でも、エコー・キャンセラーの特性の補正が、多少
なりとも可能なため、この場合3二は、かなりの間、音
声生成フィルタA (z)−1が定常であると瑚えられ
るので、予測係数推定動作も、ゆっくりで良く、従って
、従来の回路g二付加する回路のハード量も少なくなり
、実現が容易C二なる。
るので、予測係数推定回路は常時推定動作を行う必要が
あるが、線形予測フィルタのタップ数が1〜10タップ
程度でも、エコー・キャンセラーの特性の補正が、多少
なりとも可能なため、この場合3二は、かなりの間、音
声生成フィルタA (z)−1が定常であると瑚えられ
るので、予測係数推定動作も、ゆっくりで良く、従って
、従来の回路g二付加する回路のハード量も少なくなり
、実現が容易C二なる。
以上が本′−A施例i二おける基本的な回路である。
なお、本発明(二おいては、エコー・キャンセラーの反
響推定は通話中の音声を用いて行うので、受信4号によ
り推定動作が乱れる場合がある。このため本実施例では
、送受判定回路108よりの制御信号より送話時のみ反
響路推定を行う。
響推定は通話中の音声を用いて行うので、受信4号によ
り推定動作が乱れる場合がある。このため本実施例では
、送受判定回路108よりの制御信号より送話時のみ反
響路推定を行う。
最後に、本発明の他の実施例として音響結合を除去する
場合について述べる。音響結合はスピーカーとマイク間
の結合C二よるもので、ハイブリッド・コイルでの結合
と同様ハウリングの原因となる他、相手端末の話者Cニ
エコーとなって聞こえ不快感を招く。
場合について述べる。音響結合はスピーカーとマイク間
の結合C二よるもので、ハイブリッド・コイルでの結合
と同様ハウリングの原因となる他、相手端末の話者Cニ
エコーとなって聞こえ不快感を招く。
この場合、音響結合防止用のエコーキャンセラーは!1
0図に示す様f二、マイクとスピーカーの間(二人れ、
逆特性推定回路605は受信4号を入力する。
0図に示す様f二、マイクとスピーカーの間(二人れ、
逆特性推定回路605は受信4号を入力する。
第1図は従来のボイス・スイッチ式拡声電話、第2図は
従来のエコーキャンセラーを用いた拡声電話、薗3図は
エコーキャンセラーの構成例、第4図はXPOWPR(
7)とERL(f)の特性例、第5図はFLO8S()
)とFLO8S(f) +FiRL(f)の特性例、第
6図は本発明の実施例、第7図は逆特性推定回路例、第
8図は挿入損失回路例、第9図は音声生成過程のモデル
、第10図は音響結合防止への実施例を示す図である。 101・・・マイク 102.106・・・ボイス・ス
イッチ103、105・・・アンプ 107・・・ハイブリッドコイル 108・・・送受判定回路 201・・・エコーキャンセラー 202・・・減算器
203・・・トレーニング信号発生器 204・・・スイッチ 301・・・A/D変換器
302・・・タップ付遅延回路 303・・・乗算器3
04・・・アキュムレータ 305・・・D/A変換器
306・・・反曽路推定回路 307・・・D/A変換
器601、607・・・A/D変換器 602、608・・・周波数特性付挿入損失604、6
1.0・・・D/A変換器 603、609・・・スイッチ 605・・・送4g々号パワースペクトル逆特性推定回
路 606・・・減X’lS 611・・・エコーキャン
セラー701・・・タップ付遅延回路 702・・・乗
算器703・・・アキュムレータ 704・・・減算器
705・・・予測係数推定回路 801・・・タップ付遅延回路 802・・・乗算器8
03・・・アキュムレータ 804・・・減算器901
・・・白色雑音発生器 902・・・線形時変フィルタ 代理人 弁理士 則 近 惹 佑 (ほか1名)tlL
) fckHυ 第 f(〜セ) (b) f(kHl) 5図 f(所l)
従来のエコーキャンセラーを用いた拡声電話、薗3図は
エコーキャンセラーの構成例、第4図はXPOWPR(
7)とERL(f)の特性例、第5図はFLO8S()
)とFLO8S(f) +FiRL(f)の特性例、第
6図は本発明の実施例、第7図は逆特性推定回路例、第
8図は挿入損失回路例、第9図は音声生成過程のモデル
、第10図は音響結合防止への実施例を示す図である。 101・・・マイク 102.106・・・ボイス・ス
イッチ103、105・・・アンプ 107・・・ハイブリッドコイル 108・・・送受判定回路 201・・・エコーキャンセラー 202・・・減算器
203・・・トレーニング信号発生器 204・・・スイッチ 301・・・A/D変換器
302・・・タップ付遅延回路 303・・・乗算器3
04・・・アキュムレータ 305・・・D/A変換器
306・・・反曽路推定回路 307・・・D/A変換
器601、607・・・A/D変換器 602、608・・・周波数特性付挿入損失604、6
1.0・・・D/A変換器 603、609・・・スイッチ 605・・・送4g々号パワースペクトル逆特性推定回
路 606・・・減X’lS 611・・・エコーキャン
セラー701・・・タップ付遅延回路 702・・・乗
算器703・・・アキュムレータ 704・・・減算器
705・・・予測係数推定回路 801・・・タップ付遅延回路 802・・・乗算器8
03・・・アキュムレータ 804・・・減算器901
・・・白色雑音発生器 902・・・線形時変フィルタ 代理人 弁理士 則 近 惹 佑 (ほか1名)tlL
) fckHυ 第 f(〜セ) (b) f(kHl) 5図 f(所l)
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 (1)第1の信号と、この第1の信号が反響路を通過す
る事により生成した第2の信号とぎ二より反響路の伝達
特性を推定しこの推定伝達特性を用いて第3の信号と前
記第2の信号が加わった第4の信号より、前記第2の信
号のみを打消す反響打消し装置であって、前記反響打消
し装置は、前記第1の信号と前記第2の信号により反響
路を推定し疑(C1反響路を生成する反響路推定回路と
、前記疑似反響路と前記第1のイg号により疑似反響信
号を合成し前記第4の信号から差し引く事C二より前記
第3の信号を抽出し出力する反41信号打消し回路と、
前記第1の信号のパワースペクトルをもとこ算出した周
波数特性を持つフィルタと、前記第1の信号と前記第3
の信号の有無を判定する判別回路と、前記判別回路の信
号に従って、前記第1の信号の存在時には、前記フィル
タを前記反響打消し回路の出力に、前記第2の存在時(
:は、前記フィルタを前記反響路の入力に挿入する事を
特徴とする反響打消し装置。 (2)判別回路は、第1の信号と第4の信号により判別
する事を特徴とする特許請求の範囲第1項記載の反響打
消し装置。 (8) 判別回路の判定は、第1の信号と第2の信号
の電力C二基づく事を特徴とする特許請求の範囲第2項
記載の反響打消し装置。 (4) フィルタの特性は、第1の信号のパワー・ス
ペクトルの少なくとも近似C二連比例した周波数特性の
減衰ぢを持つ事を特徴とする特許請求の範囲第1項記載
の反響打消し装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4073883A JPS59167128A (ja) | 1983-03-14 | 1983-03-14 | 反響打消し装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4073883A JPS59167128A (ja) | 1983-03-14 | 1983-03-14 | 反響打消し装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59167128A true JPS59167128A (ja) | 1984-09-20 |
JPH0459812B2 JPH0459812B2 (ja) | 1992-09-24 |
Family
ID=12588970
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4073883A Granted JPS59167128A (ja) | 1983-03-14 | 1983-03-14 | 反響打消し装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59167128A (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61121625A (ja) * | 1984-11-19 | 1986-06-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 反響信号消去装置 |
JPS61201525A (ja) * | 1985-03-04 | 1986-09-06 | Toshiba Corp | 反響信号打消し装置 |
JPS6216624A (ja) * | 1985-07-15 | 1987-01-24 | Nec Corp | 二線式回線用会議通話送受信装置 |
US5016271A (en) * | 1989-05-30 | 1991-05-14 | At&T Bell Laboratories | Echo canceler-suppressor speakerphone |
JP2020150532A (ja) * | 2019-12-03 | 2020-09-17 | Necプラットフォームズ株式会社 | 電話装置を制御するプログラム |
US11496627B2 (en) | 2019-03-13 | 2022-11-08 | Nec Platforms, Ltd. | Telephone apparatus, method of controlling telephone apparatus, and program |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS536486A (en) * | 1976-07-02 | 1978-01-20 | Ajinomoto Co Inc | Preparation of l-lysine |
JPS583430A (ja) * | 1981-06-30 | 1983-01-10 | Nec Corp | まわり込信号抑圧装置 |
-
1983
- 1983-03-14 JP JP4073883A patent/JPS59167128A/ja active Granted
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS536486A (en) * | 1976-07-02 | 1978-01-20 | Ajinomoto Co Inc | Preparation of l-lysine |
JPS583430A (ja) * | 1981-06-30 | 1983-01-10 | Nec Corp | まわり込信号抑圧装置 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS61121625A (ja) * | 1984-11-19 | 1986-06-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 反響信号消去装置 |
JPS61201525A (ja) * | 1985-03-04 | 1986-09-06 | Toshiba Corp | 反響信号打消し装置 |
JPS6216624A (ja) * | 1985-07-15 | 1987-01-24 | Nec Corp | 二線式回線用会議通話送受信装置 |
US5016271A (en) * | 1989-05-30 | 1991-05-14 | At&T Bell Laboratories | Echo canceler-suppressor speakerphone |
US11496627B2 (en) | 2019-03-13 | 2022-11-08 | Nec Platforms, Ltd. | Telephone apparatus, method of controlling telephone apparatus, and program |
JP2020150532A (ja) * | 2019-12-03 | 2020-09-17 | Necプラットフォームズ株式会社 | 電話装置を制御するプログラム |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0459812B2 (ja) | 1992-09-24 |
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