JPS61201525A - 反響信号打消し装置 - Google Patents
反響信号打消し装置Info
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- JPS61201525A JPS61201525A JP4231685A JP4231685A JPS61201525A JP S61201525 A JPS61201525 A JP S61201525A JP 4231685 A JP4231685 A JP 4231685A JP 4231685 A JP4231685 A JP 4231685A JP S61201525 A JPS61201525 A JP S61201525A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- loss
- echo
- reception
- amount
- signal
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、拡声電話、双方向中継機等においてハウリン
グを引き起こす原因となる、反響信号を打消す反響信号
打消し装置の改良に関する。
グを引き起こす原因となる、反響信号を打消す反響信号
打消し装置の改良に関する。
近年の電話機の高機能化に伴い、拡声電話の通話品質の
向上が望まれている。拡声電話機は一般のハンドセラ)
t−用いた電話機に比べ、受話利得音響結合(スピーカ
ーから出を音をマイクが拾う事による結合)が大きい為
、ハウリングを発生しやすい。すなわち、拡声電話機の
送話利得をt7(aa) 、受話利得をPR(dB)
、ハイブリッドコイルの側音減衰量をβ(dB) 、音
響結合の減衰量をα(dB)とすると、 α+β< fr + tR・・・・・(1)なる関係に
なった時に、ハウリングが発生する可能性がでてくる。
向上が望まれている。拡声電話機は一般のハンドセラ)
t−用いた電話機に比べ、受話利得音響結合(スピーカ
ーから出を音をマイクが拾う事による結合)が大きい為
、ハウリングを発生しやすい。すなわち、拡声電話機の
送話利得をt7(aa) 、受話利得をPR(dB)
、ハイブリッドコイルの側音減衰量をβ(dB) 、音
響結合の減衰量をα(dB)とすると、 α+β< fr + tR・・・・・(1)なる関係に
なった時に、ハウリングが発生する可能性がでてくる。
一般に、最悪の回線損失においても通話を保証する之め
には、t−1= 50dB fR= 30dBの利得が
必要と考えられる。また音響結合、側音減衰量の最悪値
は、それぞれ40dB 、 6dBと考えられるので、
α + β = 46 (を丁 + fR= 8
0 ・・・・ (2)とな9、送話アンプ、受話アン
プを単にマイク。
には、t−1= 50dB fR= 30dBの利得が
必要と考えられる。また音響結合、側音減衰量の最悪値
は、それぞれ40dB 、 6dBと考えられるので、
α + β = 46 (を丁 + fR= 8
0 ・・・・ (2)とな9、送話アンプ、受話アン
プを単にマイク。
スピーカー、ハイブリッドコイルに接続し北だけではハ
ウリングを発生するため、従来よシ第4図に示す様なボ
イス・スイッチを用いた構成の拡声電話が用いられてい
る。
ウリングを発生するため、従来よシ第4図に示す様なボ
イス・スイッチを用いた構成の拡声電話が用いられてい
る。
同図において、送受判定回路108はマイク101より
の送話信号の1力とハイブリッドコイル107よシの受
話信号の電力を入力し、比較する事により、送話状態、
受話状態を判定する。そして送話時には、送話側挿入損
失102 t OdBに、受話側挿入損失1061kV
SdBに設定し、受話時には、この逆に設定する。この
時、挿入損失vSを、送話ア/ブ103の利得をr7(
dB) 、受話アンプ105の利得をfR(dB)、ス
ピーカー104とマイク101間の音響結合をα(dB
) 、ハイブリッドコイル107の側音減衰量をβ(d
B)とした時、 vS> (fr + fH) −(a+β’) ・−
・13)なる値に設定すればハウリングを防止でき、送
話時には受話側に、受話時には送話側に損失が入る為、
正常な通話ができる。
の送話信号の1力とハイブリッドコイル107よシの受
話信号の電力を入力し、比較する事により、送話状態、
受話状態を判定する。そして送話時には、送話側挿入損
失102 t OdBに、受話側挿入損失1061kV
SdBに設定し、受話時には、この逆に設定する。この
時、挿入損失vSを、送話ア/ブ103の利得をr7(
dB) 、受話アンプ105の利得をfR(dB)、ス
ピーカー104とマイク101間の音響結合をα(dB
) 、ハイブリッドコイル107の側音減衰量をβ(d
B)とした時、 vS> (fr + fH) −(a+β’) ・−
・13)なる値に設定すればハウリングを防止でき、送
話時には受話側に、受話時には送話側に損失が入る為、
正常な通話ができる。
しかし、この方式は、送話信号、受話信号が同時に存在
するダブル・トーク時には、いずれか一方が損失が入る
ため正常の通話ができない、まt、送受判定には多少な
りとも遅延を伴う之め、語頭切れが起こ9通話品質が低
下する。
するダブル・トーク時には、いずれか一方が損失が入る
ため正常の通話ができない、まt、送受判定には多少な
りとも遅延を伴う之め、語頭切れが起こ9通話品質が低
下する。
この様なボイス−スイッチ方式の問題点は第5図に示す
様にエコー・キャンセラーを用いる事により改善できる
。
様にエコー・キャンセラーを用いる事により改善できる
。
エコーキャンセラーは送話信号x(t)から反響信号y
(t)が発生する伝達特性を推定する事によシ疑似反響
路を作り(第5図の201)これにより疑似△ 反響信号y(t) を生成し、受話信号n(t)t−含
んだハイブリッドコイルの出力信号y(t) + n(
t)から差し引く(図2の202)事により、反響信号
を打消す。今、エコー・キャンセラの反響路推定後の打
消量f BRLEope (dB)とすると、ハウリン
グを防止するボイス・スイッチの損失量は Vs>(yT+yR) −(α+β+ERLEop6
) −(4)なる値に設定でき、これはボイス・スイッ
チのみの時に比べERLEope (これは一般に20
〜30dB)分、損失量を減少でき、ボイススイッチの
問題点を改善できる。
(t)が発生する伝達特性を推定する事によシ疑似反響
路を作り(第5図の201)これにより疑似△ 反響信号y(t) を生成し、受話信号n(t)t−含
んだハイブリッドコイルの出力信号y(t) + n(
t)から差し引く(図2の202)事により、反響信号
を打消す。今、エコー・キャンセラの反響路推定後の打
消量f BRLEope (dB)とすると、ハウリン
グを防止するボイス・スイッチの損失量は Vs>(yT+yR) −(α+β+ERLEop6
) −(4)なる値に設定でき、これはボイス・スイッ
チのみの時に比べERLEope (これは一般に20
〜30dB)分、損失量を減少でき、ボイススイッチの
問題点を改善できる。
なお、エコー・キャンセラーの反響路推定はトレーニン
グ信号を用い、トレーニング信号発生回路203からの
言号を、一時的にスイッチ204を用いて送話信号に替
えて、回線に送出して行う。
グ信号を用い、トレーニング信号発生回路203からの
言号を、一時的にスイッチ204を用いて送話信号に替
えて、回線に送出して行う。
この様に、エコー・キャンセラーは拡声電話における挿
入損失の低減に有効であるが、トレーニング信号を回線
に送出する必要がらり、一時的にせよ電話を中断すると
いつ九問題点があっtoそこで、エコー・キャンセラー
の他の方式として、衛星通信等で広く用いられている音
声により反響路を推定する方式が考えられるが、この方
式は音声の周波数%性によシ収束速度が音声周波数によ
り異なる事が原因で、低Vベルの周波数成分において回
線変動に対する追随が悪くなり、結果的にその周波数の
打消特性が悪化するといった性質がある几め、特に、帯
域全体で一定の打消しを要する拡声電話への応用には不
向きであった。
入損失の低減に有効であるが、トレーニング信号を回線
に送出する必要がらり、一時的にせよ電話を中断すると
いつ九問題点があっtoそこで、エコー・キャンセラー
の他の方式として、衛星通信等で広く用いられている音
声により反響路を推定する方式が考えられるが、この方
式は音声の周波数%性によシ収束速度が音声周波数によ
り異なる事が原因で、低Vベルの周波数成分において回
線変動に対する追随が悪くなり、結果的にその周波数の
打消特性が悪化するといった性質がある几め、特に、帯
域全体で一定の打消しを要する拡声電話への応用には不
向きであった。
衛星通信では、反響信号の電力を下げれば良く、ある特
定の周波数の成分が大きくても、全体から見九割合が小
さければ、大きな問題とはならないが、拡声電話におい
ては、最悪の打消量の周波数でハウリングが発生する可
能性がでてくる。これは、双方向中継機でも同様の欠点
があり之。
定の周波数の成分が大きくても、全体から見九割合が小
さければ、大きな問題とはならないが、拡声電話におい
ては、最悪の打消量の周波数でハウリングが発生する可
能性がでてくる。これは、双方向中継機でも同様の欠点
があり之。
本発明は、上述し大従来方式の欠点に鑑みてなされたも
ので、その目的とする事は、エコー・キャンセラとボイ
ス・スイッチを併用する拡声電話ニオいて、エコー・キ
ャンセラの初期トレー二/グを行わずに、ハウリングを
防止し、かつ高品質の通話を可能にする反響信号打消し
装ft−提供する事にある。
ので、その目的とする事は、エコー・キャンセラとボイ
ス・スイッチを併用する拡声電話ニオいて、エコー・キ
ャンセラの初期トレー二/グを行わずに、ハウリングを
防止し、かつ高品質の通話を可能にする反響信号打消し
装ft−提供する事にある。
本発明において、ボイス・スイッチ回路は、エコー・キ
ャンセラ打消量の周波数特性を測定し、各時刻において
、この最悪値をもとにボイス・スイッチの挿入損失量を
決定する。
ャンセラ打消量の周波数特性を測定し、各時刻において
、この最悪値をもとにボイス・スイッチの挿入損失量を
決定する。
挿入損失量の決定は以下の様に行う。
受信4号x(t)のパワースペクトラムXP (f )
が第2図(a)で時刻tのエコー・キャンセラの打消量
1L(f)が第2図(b)の特性を示していたとする。
が第2図(a)で時刻tのエコー・キャンセラの打消量
1L(f)が第2図(b)の特性を示していたとする。
この時、本発明におけるボイス・スイッチは、帯域をn
分割(n≧1)し、FFT等により各部分帯域内の打消
特性を調べ、R帯域内の最小打消量MINERL、を求
め、 Lvsi = LHoWX、−MINERLB+α ・
・・・(5)但し、LHOWL・・・ハウリングを防止
する為に必要とされる打消量 α・・・・・・・・打消量のf特開定時の誤差を考慮し
たマージン なる弐によυボイス・スイッチの挿入損失量Lvs i
を決定する。
分割(n≧1)し、FFT等により各部分帯域内の打消
特性を調べ、R帯域内の最小打消量MINERL、を求
め、 Lvsi = LHoWX、−MINERLB+α ・
・・・(5)但し、LHOWL・・・ハウリングを防止
する為に必要とされる打消量 α・・・・・・・・打消量のf特開定時の誤差を考慮し
たマージン なる弐によυボイス・スイッチの挿入損失量Lvs i
を決定する。
この発明によれば、エコーキャンセラ打消量の周波数特
性に基づいて、ボイススイッチの挿入損失量を決定する
ので、周波数特性に基因する欠点を除去することができ
る。
性に基づいて、ボイススイッチの挿入損失量を決定する
ので、周波数特性に基因する欠点を除去することができ
る。
第3図(a) 、 (b) 、 (C)は帯域をそれぞ
れ1,2.4分割し九時のエコー・ギヤ/打消量消童と
挿入損失量Lvsi (i=1〜n ) ft示したも
ノテハウリンク防止だ必要な損失量t”30dBとして
いる。この時帯域分割なしの場合は、全帯域にわた、っ
て、Lvs i = 25 dBであるが1分割4では
、O〜lKH2の帯域では・Lvs i = 9 dB
とする事ができ、挿入損失のきめ細かい制御が可能とな
り、通話品質が向上する。
れ1,2.4分割し九時のエコー・ギヤ/打消量消童と
挿入損失量Lvsi (i=1〜n ) ft示したも
ノテハウリンク防止だ必要な損失量t”30dBとして
いる。この時帯域分割なしの場合は、全帯域にわた、っ
て、Lvs i = 25 dBであるが1分割4では
、O〜lKH2の帯域では・Lvs i = 9 dB
とする事ができ、挿入損失のきめ細かい制御が可能とな
り、通話品質が向上する。
また、いずれの場合も、エコー・キャンセラとボイス・
スイッチの両方で30dBの損失全確保できハウリング
を防止できる(但し、本例ではα=0としている)。
スイッチの両方で30dBの損失全確保できハウリング
を防止できる(但し、本例ではα=0としている)。
本発明の実施例を第1図を参照しながら以下詳細に説明
する。同図において、受信4号x(t)およびエコーy
(t)および真の送話信号n(t)から成る送話信号8
(t)は、人り変換器(A/D) 119 。
する。同図において、受信4号x(t)およびエコーy
(t)および真の送話信号n(t)から成る送話信号8
(t)は、人り変換器(A/D) 119 。
121で離散的なディジタル1置x(k) 、 5(k
)に変換される。
)に変換される。
これらのうち、送話信号8(k)は、減算器114でエ
コー・キャンセラ113で生成した擬似エコー△ y (k)が差し引かれ、残差信号e(k) ’t−4
る。
コー・キャンセラ113で生成した擬似エコー△ y (k)が差し引かれ、残差信号e(k) ’t−4
る。
△
e(k)= 8 (k) −y (k)△
=(y(k)−y(K) )+n(Ic)・・・・(6
)ここで、エコーeキャンセラのエコー・バス推定が完
全に終了していれば、y(k)−9(k)となシ、エコ
ーは完全に除去されスピーカー、マイク間の音響結合量
がOとなり、ハウリングは発生しない。
)ここで、エコーeキャンセラのエコー・バス推定が完
全に終了していれば、y(k)−9(k)となシ、エコ
ーは完全に除去されスピーカー、マイク間の音響結合量
がOとなり、ハウリングは発生しない。
しかしすでに述べ友様に、エコー・パス推定途上では、
y(k)失9(k)であり、エコーを完全に打ち消す事
ができない。そのため、ハウリングを防止する几めに通
話路に適当な損失107 、110(LO88)全導入
して、この残留エコーによるハウリングを防止する。
y(k)失9(k)であり、エコーを完全に打ち消す事
ができない。そのため、ハウリングを防止する几めに通
話路に適当な損失107 、110(LO88)全導入
して、この残留エコーによるハウリングを防止する。
このような損失の導入は、送受判定回路109により行
う。この回路は、送話、受話、ダブルトークの通話の3
状態を、受信4号x(k)および、残差信号e (k)
のレベルにより判定し、スイッチ108゜123によシ
、受話時には送話側に、送話時には受話側に、ダブルト
ーク時には送受両方に損失を加える。
う。この回路は、送話、受話、ダブルトークの通話の3
状態を、受信4号x(k)および、残差信号e (k)
のレベルにより判定し、スイッチ108゜123によシ
、受話時には送話側に、送話時には受話側に、ダブルト
ーク時には送受両方に損失を加える。
挿入損失量の決定は、受話信号x(k)、残差信号e(
k)を観測する事により、エコー・キャンセラの打消周
波数特性を求めることにより行う。
k)を観測する事により、エコー・キャンセラの打消周
波数特性を求めることにより行う。
すなわち、受話信号x(k) 、残差信号e(k)は、
Lボイ/トのファーストフーリエ変換回路101 、1
06(FFTl 、 FFT2 )によりXfl・・・
Xfi・・・Xf、 。
Lボイ/トのファーストフーリエ変換回路101 、1
06(FFTl 、 FFT2 )によりXfl・・・
Xfi・・・Xf、 。
EfL・・・Efi・・・E f LのそれぞれL個の
パワースペクトラムが抽出される。そして、平均回路1
02゜105 (MEANI 、 MEAN2 )で一
定時量分の時間平均がとられ、打消量推定回路(EAT
)で周波afiのエコー・キャンセラの打消量 が算出される。なお、打消量の推定は、送受判定回路1
09 (T/R)により、受話時のみ行う。
パワースペクトラムが抽出される。そして、平均回路1
02゜105 (MEANI 、 MEAN2 )で一
定時量分の時間平均がとられ、打消量推定回路(EAT
)で周波afiのエコー・キャンセラの打消量 が算出される。なお、打消量の推定は、送受判定回路1
09 (T/R)により、受話時のみ行う。
次に、最小値検出回路104 (MIN )について説
明する。ここでは帯域をn分割した場合のに番目の帯域
の最小打消量 MINE几Lk=MIN (ERLEC(f L−(k
−1)+1 ) e口 ERLgc (f ’−(k−t)+z )ロ ー、−、ERLEC(f L−(k)) )・・・・
(8) を算出し、k番目の帯域の挿入損失量Lkを、Lk=L
HowL−MINERLR+α・・・・・・(9)に従
って算出し、挿入損失回路107 、110 (LO8
S)に送る。なお、ダブルトーク時には、送受両方に損
失が入るtめLk/2を挿入損失回路107 、110
に送る。
明する。ここでは帯域をn分割した場合のに番目の帯域
の最小打消量 MINE几Lk=MIN (ERLEC(f L−(k
−1)+1 ) e口 ERLgc (f ’−(k−t)+z )ロ ー、−、ERLEC(f L−(k)) )・・・・
(8) を算出し、k番目の帯域の挿入損失量Lkを、Lk=L
HowL−MINERLR+α・・・・・・(9)に従
って算出し、挿入損失回路107 、110 (LO8
S)に送る。なお、ダブルトーク時には、送受両方に損
失が入るtめLk/2を挿入損失回路107 、110
に送る。
挿入損失回路は、第1図に示す様に、帯域をn分割する
フィルタ群から成る帯域分割回路116および各帯域に
対してLR(dB)のフラットな損失を与える挿入損失
部117−1〜117〜n(LO8S1〜LO88n
)および、損失を受けた各帯域の信号を合成する帯域合
成回路118から成る。
フィルタ群から成る帯域分割回路116および各帯域に
対してLR(dB)のフラットな損失を与える挿入損失
部117−1〜117〜n(LO8S1〜LO88n
)および、損失を受けた各帯域の信号を合成する帯域合
成回路118から成る。
以上が本発明の詳細な説明であるが、FFTの次数りは
、音声の性質全考慮してL=16〜64程度で艮い。ま
几、帯域分割数nは当然多い方が良いが、口=2〜8程
度でも、かなシの改善になる。
、音声の性質全考慮してL=16〜64程度で艮い。ま
几、帯域分割数nは当然多い方が良いが、口=2〜8程
度でも、かなシの改善になる。
またαは、6〜10dBに設定する。すると本実施例の
装置は、現在広く用いられているディジタル信号処理用
プロセッサ(DIP)数個〜10個檻度で容易に実現で
きる。
装置は、現在広く用いられているディジタル信号処理用
プロセッサ(DIP)数個〜10個檻度で容易に実現で
きる。
なお、本実施例においては、周波数特性の算出にFFT
を用いたが、他の実現例としてフィルタノシンクを用い
ても艮い。また、ケプストラム等、打消打性の包路線を
抽出するのに適している方式を用い、周波数特性の抽出
をすることもでき、この時には、検出精度が増すためα
を小さくできる。
を用いたが、他の実現例としてフィルタノシンクを用い
ても艮い。また、ケプストラム等、打消打性の包路線を
抽出するのに適している方式を用い、周波数特性の抽出
をすることもでき、この時には、検出精度が増すためα
を小さくできる。
ま念、本発明は、音響用エコー・キャンセラでは明らか
である。
である。
第1図は、本発明の一実施例を示す図であって、同図(
alは、全体構成を示す図、同図(b)は同図(a)中
の挿入損失回路107 、110の構成を示す図、第2
図は、挿入損失量を決定するのを説明するための図であ
って、同図(a)は、X(【)の長時間スペクトル例を
示す図、同図(b)は、収束過程におけるエコーキャン
セラの打消量を示す図、第3図は、挿入損失の例を示す
図であって、同図(a)は、帯域分割を施さない場合を
示す図、同図(b)は、帯域2分割′t−施しt場合を
示す図、同図(C)は、帯域4分割を施した場合を示す
図、第4図は、従来の拡声電話の構成を示す図、第5図
は、従来のエコーキャンセラーを用い几拡声゛鴫話の構
成を示す図である。 101 、106・・・FFT 104・・・最小値検出回路 116・・・帯域分割回路 117・・・挿入損失部 118・・・帯域合成回路 代理人 弁理士 則近憲佑 (ほか1名)(b) 第1図 4<to−tv> ’rc
ドHz)(a ) (b
)第2図 fCkJ−4x) (C) 第8図 第4図 第5図
alは、全体構成を示す図、同図(b)は同図(a)中
の挿入損失回路107 、110の構成を示す図、第2
図は、挿入損失量を決定するのを説明するための図であ
って、同図(a)は、X(【)の長時間スペクトル例を
示す図、同図(b)は、収束過程におけるエコーキャン
セラの打消量を示す図、第3図は、挿入損失の例を示す
図であって、同図(a)は、帯域分割を施さない場合を
示す図、同図(b)は、帯域2分割′t−施しt場合を
示す図、同図(C)は、帯域4分割を施した場合を示す
図、第4図は、従来の拡声電話の構成を示す図、第5図
は、従来のエコーキャンセラーを用い几拡声゛鴫話の構
成を示す図である。 101 、106・・・FFT 104・・・最小値検出回路 116・・・帯域分割回路 117・・・挿入損失部 118・・・帯域合成回路 代理人 弁理士 則近憲佑 (ほか1名)(b) 第1図 4<to−tv> ’rc
ドHz)(a ) (b
)第2図 fCkJ−4x) (C) 第8図 第4図 第5図
Claims (2)
- (1)エコー・キャンセラとボイス・スイッチが縦続接
続されている反響信号打消し装置において、エコー・キ
ャンセラ打消量の周波数特性の最小値に基づいて前記ボ
イススイッチの挿入損失量を決定することを特徴とする
反響信号打消し装置。 - (2)帯域を複数に分割し部分帯域を得、エコー・キャ
ンセラの打消量の周波数特性において、対応する前記部
分帯域の最小値を用いて前記部分帯域の挿入損失量を決
定することを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の反
響信号打消し装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60042316A JPH0771026B2 (ja) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | 反響信号打消し装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60042316A JPH0771026B2 (ja) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | 反響信号打消し装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61201525A true JPS61201525A (ja) | 1986-09-06 |
JPH0771026B2 JPH0771026B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=12632610
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60042316A Expired - Fee Related JPH0771026B2 (ja) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | 反響信号打消し装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0771026B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4984265A (en) * | 1987-03-03 | 1991-01-08 | Connan Jean Louis | Device for forming the hands-free function in a telephone set, associating the gain switching and echo suppression functions |
JP2007194740A (ja) * | 2006-01-17 | 2007-08-02 | Matsushita Electric Works Ltd | 拡声通話装置 |
JP2014033372A (ja) * | 2012-08-03 | 2014-02-20 | Panasonic Corp | 拡声通話装置 |
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