JPS5851281B2 - デジタルサ−ボ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 例えばＶＴＲにおいて、その回転磁知ヘッドの回転位相
をサーボ制御するには、記録すべき映像信号中の垂直同
期パルス、あるいはビデオテープから再生されたコント
ロールパルスと、ヘッドの回転位相を示すパルスとを位
相比較し、その比較出力によりヘッドの駆動用モータを
制御している。

この場合、信号の処理方法をデジタル式に行えば、回路
ドリフトがないので、アナログ式で多用されている積分
補償を行わずにすみ、従ってそれだけ過渡応答が改善さ
れる。

しかしデジタル化した場合には、量子化ノイズを生じ、
これがＶＴＲではジッターとなって再生画質を低下させ
るので、ビット数（量子数）を増大させなければならな
い。

特に、ヘッドの回転の立ち上がり時や、ヘッドが無記録
部分から映像トラックを走査するようになったとき、ヘ
ッドの回転位相は大きくずれているので、この状態から
正しい回転位相にロックさせるには、そのずれに対応し
てビット数を増大させなければならない。

ところが、単純にビット数を増大したのでは、アナログ
式のものと同等の性能を得ようとすると、そのビット数
は１５〜２０ビツトにもなってしまい回路規模が著しく
大きくなってしまう。

本発明は、このような点を考慮したデジタルサーボ回路
を提供しようとするものである。

このため本発明においては、ＶＴＲの場合であれば、ま
ず初めにヘッドの回転位相が基準よりも進んでいるか遅
れているかのみをｎ Ｏｙｌ 、 ｎ １”の２値で検
出すると共に、その検出ごとに第２図■に示すように一
定量Ａθだけ回転位相を制御して正しい回転位相にロッ
クさせると共に、一度ロツクしたらその回転位相の制御
に休止期間Ｔｒを設けてそのロック状態を保持するよう
にしたものである。

以下その一例について説明しよう。

第１図において、１は回転磁気ヘッドを回転駆動するた
めのモータを示し、パルス発生回路２からのパルスが、
可変デジタル移相回路３に供給されてデジタル的に所定
量だけ移相され、その移相出力が、駆動回路４に供給さ
れてＤ−Ａ変換されると共に、モータ１の駆動信号とさ
れ、これがモータ１に供給されてモータ１は移相回路３
の移相量に対応した速度で回転するようにされている。

また、１１は第２図Ａに示すような基準パルスＰａ、例
えば記録時であればその記録すべき映像信号中の垂直同
期パルスが恥の周波数に分周されたパルス、再生時であ
ればビデオテープから再生すしたコントロールパルスが
供給される。

さらに、１２はパルス発生手段を示し、これはモータ１
あるいはヘッドに回転的に結合して設けられ、第２図Ｂ
に示すように、ヘッドの回転位相を示すパルスＰｂが、
ヘッドの１回転ごとに取り出される。

そして例えば記録時には、記録ボタンを操作すると、こ
れにより端子１３にパルスＰｒが供給され、このパルス
Ｐｒがアップダウンカウンタ１５、アップカウンタ１６
、ＲＳフリップフロップ回路１７にリセットパルスとし
て供給され、これら回Ｍ１５〜１７はリセットされる。

さらに記録ボタンの操作によってモータ１が回転を始め
ると（あるいはすでに回転していても）時点ｔ１に端子
１１を通じて基準パルスＰａが、例えば立ち下がりトリ
ガタイプのＤフリップフロラフ回路２１のクロック端子
Ｃｐに供給されると共に、パルス発生手段１２からのパ
ルスＰｂが、パルスアンプ２２を通じてフリップフロッ
プ回路２１のデータ端子りに供給される。

従ってこのとき、ヘッドの回転位相が基準よりも進んで
いて、第２図Ａ、Ｂに示すように、パルスＰｂの後縁が
パルスＰａの後縁よりも進んでいるとすれば、フリップ
フロップ回路２１のＱ端子からは第２図Ｃに示すように
立ち下がっている信号ＳＣが得られ、またフリップフロ
ップ回路２１のＱ端子からは信号Ｓｃとは逆のレベルの
信号が得られる。

またアンプ２２からのパルスＰｂが伯の分周を行う分周
回路２３に供給されると共に、このときパルスＰｒでリ
セットされているフリップフロップ回路１７から第２図
りに示すように立ち下がっている信号Ｓｄが取り出され
、この信号Ｓｄが分周回路２３にその分周動作の制御信
号として供給され、分周回路２３は分局動作を行わない
状態とされる。

従って分周回路２３からは、第２図Ｅに示すように時点
ｔ１にパルスＰｅが得られる。

そしてこのパルスＰｅがアンド回路２４に供給されると
共に、フリップフロップ回路２１からの信号Ｓｃがアン
ド回路２４に供給され、アンド回路２４からは第２図Ｆ
に示すように時点ｔ１にパルスＰｆが取り出され、この
パルスＰｆがカウンタ１５のアップカウント端子ＵＰ供
給される。

従ってカウンタ１５の計数内容が〔１〕だけ増加すると
共に、この内容が移相回路３にその制御信号として供給
されているので、移相回路３の移相量が基準の状態より
もＡαだけ遅れる状態とされる。

従ってモータ１の回転速度が遅くなり、第２図Ｉに示す
ようにヘッドの回転位相はＡθだけ遅れる。

そしてこのようにヘッドの回転位相がＡθだけ遅らされ
ても全体としてはまだ基準よりも進んでいるときには、
パルスＰａごとに上述の動作が繰り返えされ、ヘッドの
回転位相はＡθずつ遅らされていく。

そしてさらに時点ｔ２にヘッドの回転位相がＪθだけ遅
らされると、この回転位相は基準よりも遅れた状態にな
る。

すると次にパルスＰａが供給された時点ｔ３では、パル
スＰｂはパルスＰａよりも位相が遅れる。

従ってフリップフロップ回路２１からの信号ＳＣは時点
ｔ３に立ち下がるので、アンド回路２４からのパルスＰ
ｆは得られなくなる。

一方、フリップフロップ回路２１からの信号ＳＣが、時
点ｔ３に立ち下がると同時に、そのＱ端子からの信号が
立ち上がる。

そしてこの信号と分周回路２３からのパルスＰｅとがア
ンド回路２５に供給されてアンド回路２５からは、第２
図Ｇに示すように時点ｔ３にパルスＰｇが得られ、この
パルスＰｇがカウンタ１５のダウンカウント端子ＤＷＮ
に供給される。

従ってカウンタ１５の内容が〔１〕だけ減少するので、
移相回路３の移相量がＡαだけ進む状態とされ、従って
モータ１の回転速度が速くなり、ヘッドの回転位相はＡ
θだけ進んで基準よりも進んだ状態になる。

しかし次の時点ｔ４にパルスＰａが供給されると、パル
スＰｂはパルスＰａよりも位相が進んでいるので、フリ
ップフロップ回路２１からの信号Ｓｃは再び立ち上がり
、アンド回路２４からパルスＰｆが得られると共に、ア
ンド回路２５からのパルスＰｇは得られなくなる。

従ってカウンタ１５の内容が〔１〕だけ増加するので、
ヘッドの回路位相はＡθだけ遅れ、基準よりも遅れた状
態になる。

従って以後は、時点ｔ２〜ｔ４におけを動作が繰り返え
され、ヘッドの回転位相は、基準よりもＡθの範囲内に
ロックされる。

ただしこれだけでは、ヘッドの回転位相はパルスＰａご
とに進まされたり遅らされたりして不安定になってしま
う。

そこで休止期間Ｔｒが設けられ、回転位相の制御の周期
が長くされる。

すなわち、フリップフロップ回路２１からの信号Ｓｃが
微分回路１８に供給されて第２図Ｈに示すように信号Ｓ
ｃの立ち上がり及び立ち下がりごとのパルスＰｈが形成
され、このパルスＰｈがカウンタ１６に計数入力として
供給されると共に、その計数出力がフリップフロップ回
路１７のセット端子Ｓに供給され、カウンタ１６がパル
スＰｈを例えば２つ数えたとき、すなわち、時点ｔ４に
なったとき、フリップフロップ回路１７がセットされて
これよりの信号Ｓｄは第２図りに示すように時点ｔ４に
立ち上がった状態とされる。

そして信号Ｓｄが立ち上がっているときには、分周回路
２３は和の分周を行うようにされている。

従って次の時点ｔ５にパルスＰａが供給されても分周回
路２３はパルスＰｂを％に分周してパルスＰｅとするの
で、時点ｔ５にはパルスＰｅは得られず、従ってパルス
Ｐｆ、Ｐｇも得られないので、時点ｔ５には回転位相の
制御は行われない。

そしてこのような状態が続き、時点ｔ５から８つ目のパ
ルスＰａの時点ｔ６になると、分周回路２３からパルス
Ｐｅが得られるので、このときのヘッドの回路位相に対
応して例えばアンド回路２５からパルスＰｇが得られ、
従ってヘッドの回転位相はＪθだけ進められる。

そして以後は、パルスＰａの８つごとの時点にヘッドの
回転位相が制御され、そのロック状態が保持される。

こうしてヘッドの回転位相がサーボ制御されるわけであ
るが、この場合、本発明によればフリップフロップ回路
２１において、パルスＰａ、Ｐｂによりヘッドの回転位
相が基準よりも進んでいるか遅れているかのみを！ Ｑ
＋１ 、 ＋＋ １１１の２値で検出してサーボ制御
を行うので、ビット数は最少であり、第１図からも明ら
かなように構成が複雑化したり大規模になったりするこ
とがない。

またＡθは量子化ノイズに対応するが、これを小さくし
てもやはりビット数の増大がなく、従って量子化ノイズ
を十分に小さくできる。

またヘッドの回転位相が基準の位相にロックされると、
休止期間Ｔｒにより制御の周期が長くなるので、不安定
さを生じることがない。

なお上述においては、時点ｔ２．ｔ３にヘッドの回転位
相が基準の位相を２度交差したことをパルスＰｈにより
検出し、休止期間Ｔｒを設けた場合であるが、この交差
数は２度以上であればよい。

またフリップフロップ回路２１の出力信号をパルスＰａ
でパルス化し、そのパルスに分周回路２３の出力信号で
休止期間Ｔｒを設けてからカウンタ１５に供給してもよ
い。

さらに、ヘッドの回転位相のサーボ制御に限らず、他の
もののサーボ制御回路にも適用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一例の系統図、第２図はその説明のた
めの波形図である。 １５はアップダウンカウンタ、１６はアップカウンタ、
１８は微分回路、２３は分周回路である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ カウント内容が回転体の回転を制御する信号として
   上記回転体の駆動系に供給されるアップダウンカウンタ
   と、上記回転体の回転位相を示すパルスと基準パルスと
   の位相ずれの方向だけを′Ｏ″９１１９１の２値で検出
   する第１の検出回路と、この第１の検出回路の検出出力
   が、少なくとも２回反転したときこれを検出する第２の
   検出回路と、上記回転位相を示すパルスまたは上記基準
   パルスのいずれか一方のパルスを所定比で分周する分周
   回路とを有し、上記アップダウンカウンタは、上記第１
   の検出回路の検出出力によりアップカウントまたはダウ
   ンカウントのカウント方向が制御されると共に、上記分
   周回路において分周された分周パルスと分周されないも
   とのパルスとの一方が、上記第２の検出回路の検出出力
   により制御されて供給され、上記第２の検出回路の検出
   出力が得られないときには、上記もとのパルスが上記ア
   ップダウンカウンタによりカウントされて上記回転体の
   回転位相がサーボ制御され、上記第２の検出回路の検出
   出力が得られたときには、上記分周パルスが上記アップ
   ダウンカウンタによりカウントされて上記回転体の回転
   位相がサーボ制御されるようにしたデジタルサーボ回路
   。