JPS58115324A - Electromagnetic flowmeter - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To improve a noise components and an offset voltage components with small power consumption, by practically performing a prescribed calculation when signal voltages of respective periods in which the stationary values of exciting current are negative, zero, positive, zero, negative, zero, positive, and zero are defined as prescribed values. CONSTITUTION:Induced voltage ea corresponding to exciting current Iw is generated between electrodes 23, 24 of an oscillator 2 in an electromagnetic flowmeter. An offset voltage components and a noise component are superposed to the induced voltage ea in addition to flow component Vs. Consequently signal voltages ea1-ea9 obtained by sampling the induced voltage ea at a fixed interval during the periods when the stationary values of the exciting current Iw are negative, zero, positive, zero, negative, zero, positive, and zero are found by the fomula 1, respectively. A signal processing circuit 3 practically operates (ea6-3ea5+2ea4+2ea3-3ea2+3a1) or (ea8-3ea7+2ea6+2ea5 -3ea4+ea3) to remove the offset voltae component Vn and the noise component Ve approximate to a cubic formula.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波励磁方式の電磁流量針の改良に関する
。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an improvement in a low frequency excitation type electromagnetic flow needle.

一般に電磁流量針は、流体の流れ′方向に対して喬直に
磁界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検
出し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成
されている。最近の電磁流量針は、交流励磁方式や直流
励磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励
磁や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のも
のが多く用いられている。この種の低周波励磁方式の電
磁流量計において、特に電磁流量計発信器の励磁コイル
に定常値が負・零・正・零の順で繰り返す励磁電流を供
給し、電磁流量計発信器から与えられる励磁電流の定常
値が負・零・正・零の各期間の信号電圧ｅａｌ”ａ２”
ａ３”ａ４を用いて、信号処理回路で実質的Ｋ　Ｃｅａ
１＋　ｅａ□）　−（ｅａ３＋ｅａ４’　７する演算を
行うものは、電気化学的な直流電圧や回路に基づくオフ
セット電圧成分および励磁電流の切換えに伴うノイズ成
分の影響を除去し、流量成分に関連し死出力を得ている
。゛ところでこの方式の電磁流量針においても、電気化
学的な直流電圧が変動しオフセット電圧成分が変化する
とその影響をもろに受け、出力変動はまぬがれ得なかっ
た。しかもオフセット電圧は、数百ｍＶにも達し、流量
成分のスパン（１〜１０ｍＶ）に対し非常に大きく、か
つその過渡変化は直線と見做すことができない。そこで
、信号電圧ｅａ２とｅａ３にそれぞれ係数を乗じた後（
ｅａ４−３ｅａ２　”　３ｅａ２−　ｅａｌ）なる演算
を行えば、オフセット電圧成分を２次式近似で除去でき
る。しかし実験によればオフセット電圧成分は正および
負方向に振れるが、その振れは一１ｖ〜＋１ｖていどを
越えることが々く、その電位変化、は変曲点を必ずもっ
て・いることが確認された。このためオフセット電圧成
分を２次式近似で除去する場合には、電位変化の変曲点
で大きな誤差が生ずる。また電磁流量計における励磁電
流の最小値は、信号処理回路の入力換算ノイズとの比に
よって決定され、入力換算ノイズはほぼベクトル加算さ
れるため、（ｅａ工＋ｅａ２　’−ｅａ３−　ｅａ４）
なる演算を行う本のと（ｅａ４−３ｅａ３　”３ｅａ２
−ｅａ□）なる演算を行うものとの比は五すｙＪ〒１”
　：　Ｄ−［す藷−２８４，４□となり、後者の演算を
行うものの方が同一の大きさの流量信号を得る丸めの励
磁電流の大きさが２．２４倍となシ、消費電力は５倍も
大きくなる。In general, an electromagnetic flow needle is configured to apply a magnetic field perpendicularly to the fluid flow direction, simultaneously detect changes in electrical signals in the fluid flow path, and measure the fluid flow rate based on this. ing. Most recent electromagnetic flow needles use low-frequency excitation methods, such as trapezoidal wave excitation and square wave excitation, which have superior zero point stability compared to AC excitation and DC excitation methods. There is. In this type of low-frequency excitation type electromagnetic flowmeter, in particular, an excitation current is supplied to the excitation coil of the electromagnetic flowmeter transmitter with a steady value that repeats in the order of negative, zero, positive, and zero. The signal voltage eal"a2" during each period when the steady value of the excitation current is negative, zero, positive, and zero.
Using a3"a4, the signal processing circuit can effectively convert K Cea
1+ea□) -(ea3+ea4'7) The device that calculates By the way, even with this type of electromagnetic flow needle, when the electrochemical DC voltage fluctuates and the offset voltage component changes, it is affected by this, and output fluctuations cannot be avoided. reaches several hundred mV, which is extremely large compared to the span of the flow rate component (1 to 10 mV), and its transient change cannot be regarded as a straight line.Therefore, the signal voltages ea2 and ea3 are multiplied by coefficients, respectively. After (
By performing the calculation ea4-3ea2 '' 3ea2- eal), the offset voltage component can be removed by quadratic approximation. However, according to experiments, the offset voltage component swings in the positive and negative directions, but the swing is between -1v and +1v. It was confirmed that the potential change always has an inflection point.Therefore, when removing the offset voltage component by quadratic approximation, it is necessary to remove the inflection point of the potential change. In addition, the minimum value of the excitation current in an electromagnetic flowmeter is determined by the ratio to the input conversion noise of the signal processing circuit, and since the input conversion noise is almost vector added, (ea + ea2' - ea3-ea4)
There is a book that performs the calculation (ea4-3ea3 ”3ea2
-ea□) is the ratio of 5yJ〒1”
: D-[Size=-284,4□, and the one that performs the latter calculation has 2.24 times the magnitude of the rounded excitation current that obtains the same magnitude of flow signal, and the power consumption is 5 It will be twice as big.

本発明は、電磁流量計発信器から与えられる励磁電流の
定常値が負・零・正・零・負・零・正・零の各期間の信
号電圧をそれぞれｅａｌ”ａ２”ａ３’ｅａ４’　ｅａ
５”ａ６”ａ７’　ｅａ８としたとき、信号処理回路で
実質的Ｋ（ｅａ６−３ｅａ５＋２ｅａ４＋２ｅａ３−３
ｅａ２＋ｅａ１）または（ｅａ８−３ｅｆＬ７＋２ｅａ
６＋２ｅａ５−３ｅａ４＋ｅａ３）なる演算を行い、少
ない消費電力でオフセット電圧成分を３次式近似で除去
できる低周波励磁方式の電磁流量針を実現したものであ
る。In the present invention, the steady value of the excitation current given from the electromagnetic flowmeter transmitter is negative, zero, positive, zero, negative, zero, positive, zero, and the signal voltages in each period are eal"a2"a3'ea4'ea
5"a6"a7' ea8, the signal processing circuit effectively calculates K(ea6-3ea5+2ea4+2ea3-3
ea2+ea1) or (ea8-3efL7+2ea
6+2ea5-3ea4+ea3) to realize a low frequency excitation type electromagnetic flow needle that can remove offset voltage components by cubic approximation with low power consumption.

第１図は本発明電磁流量計の〒実施例を示す接続図であ
る。図において、１は励磁回路で　直流定電流源１１と
、定電流源１１からの電流を切換えるスイッチ１２．１
３とを有している。２は電磁流量計発信器で、励磁゛コ
イル２１電流体が流れるパイプ２２および電極２３．２
４を備えている、）３は信号処理回路で、電磁流量計発
信器２の電極２３．２４間に誘起する電圧ｅを増幅する
交流増幅器３１と　交流増幅器３１の出力電圧ｅｂが加
えられる直列接続された６側のサンプルホールド回路３
２　〜３２．と、これらサンプルホールド回路３２　〜
３２　　の出力ｅｃ工〜ａ　　　　　　ｆ ｅｃ６が各々係数器３３１〜３３．を介して加えられる
演算回路３４と、演算回路３４の出力ｅｄを反転するイ
ンバータ３５と、演算回路３４の出力ｅｄとインバータ
３５の出力ｅｘとを切換えるスイ、゛チ３６と、スイッ
チ３６で選択されたｅまたはｅ、をサンプルホールドす
るサンプルホールド回路３７および、励磁回路１の゛ス
イッチ１２．１３を制御するパルスＰｌａ”ｌｂと、サ
ンプルホールド回路３２　〜３２ｆのサンプリングを制
御するパルスＰ２ａ　＝　ｐ２ｆと、切換スイッチ３６
を制御するパルスｐ３および、サンプルホールド回路３
ｒ？のす／ブリングを制御するパルスｐ４を第２図に示
す如きタイミングで発生するタイミングパルス発生回路
ユ８とを有している。そして係数器３３　〜３３ｆの係
数に１〜に６はそれぞれに１−　Ｋ６謂１．　Ｋ２−に
５−３゜Ｋ３−に４−２に選ばれており、演算器３４で
、（ｅｃｌ−３ｅ０２”　２ｅ０３＋　２ｅ０４−３ｅ
ｃ５＋　”ｃ６　）なる加減演算を行うようになってい
る。FIG. 1 is a connection diagram showing an embodiment of the electromagnetic flowmeter of the present invention. In the figure, 1 is an excitation circuit that includes a DC constant current source 11 and a switch 12.1 that switches the current from the constant current source 11.
3. 2 is an electromagnetic flowmeter transmitter, which includes an exciting coil 21, a pipe 22 through which a current flows, and an electrode 23.2.
) 3 is a signal processing circuit, which is connected in series with an AC amplifier 31 that amplifies the voltage e induced between the electrodes 23 and 24 of the electromagnetic flowmeter transmitter 2, and to which the output voltage eb of the AC amplifier 31 is applied. sample hold circuit 3 on the 6 side
2 to 32. and these sample and hold circuits 32 ~
The outputs ec~af ec6 of 32 are sent to the coefficient multipliers 331~33.33, respectively. an arithmetic circuit 34 added through the arithmetic circuit 34, an inverter 35 that inverts the output ed of the arithmetic circuit 34, a switch 36 that switches between the output ed of the arithmetic circuit 34 and the output ex of the inverter 35, and a switch 36 selected by the switch 36. A sample hold circuit 37 that samples and holds e or e, a pulse Pla'lb that controls the switches 12 and 13 of the excitation circuit 1, and a pulse P2a = p2f that controls sampling of the sample hold circuits 32 to 32f, Changeover switch 36
pulse p3 that controls the sample and hold circuit 3
r? It has a timing pulse generating circuit 8 which generates a pulse p4 for controlling the stop/bring at the timing shown in FIG. The coefficients 1 to 6 of the coefficient units 33 to 33f are respectively 1-K6, so-called 1. 5-3 degrees are selected for K2- and 4-2 are selected for K3-, and the arithmetic unit 34 calculates (ecl-3e02" 2e03+ 2e04-3e
c5+"c6)" addition/subtraction operation is performed.

このように構成した本発明の動作”を第２図の波形図を
参照して以下に説明する。まずスイッチ１２゜１３は第
２図に示す如き駆動パルスｐ１．．　ｐ工、で制御され
、ｐｌａがオンとなっている期間Ｔ工に定電流源１１か
らの電流工、を正方向に励磁コイル２１に流し、ｐｌｂ
がオンとなっている期間Ｔ３に定電流源１１からの電流
Ｉｗを逆方向に切換えて励磁コイル２１に流（７、Ｐｌ
ａ”ｌｂが共（オフと表りている期間Ｔ２．Ｔ４には励
磁コイル２１に電流を流さない。よって励磁コイル２１
Ｃは第２図に示すように定常値が正の励磁期間Ｔ工と負
の励磁期間Ｔ３および零の休止期間Ｔ２ＩＴ４があり、
定常値が正・零・負・零の順で繰り返す励磁電流Ｉｗが
供給される。なお、励磁電流ＩＷはスイッチ１２．１３
で切換えられたとき、定電流源１１は有限の出力電圧し
か供給できぬから励磁コイル２１のインダクタンスと抵
抗による時定数で実際には立上り、立下りの部分で遅れ
を伴ったのち定常値となるが図では省略しである。電磁
流量計発信器２の電極２３．２４間には励磁電流工ｗＫ
応じた誘起電圧ｅが発生−する、誘起電圧ｅＫは第２図
に示すよａ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　ａうに、パイプ２２を流れる流体の流量ＦＫ
比例した流量成分ｖ８の外に、電気化学的な直流電位や
回路によるオフセット電圧成分ｖｎと、励磁電流の切換
えに伴うノイズ成分Ｖ。とが重畳されている。その結果
第２図に示す励磁電流の定常値が負・零・正・零・負・
零・正・零・負の各期間に発生する誘起電圧ｅを画定関
隔Δｔでサンプリングした信号電圧ｅａｔ”ａ２”ａ３
’　”ａ４’　”ａ５”ａ６”ａ７’　％８”ａ９はそ
れぞれ次式で与えられる。なおオフセット電圧成分Ｖは
テーラ展１して３次式近似で示しである。The operation of the present invention constructed in this way will be explained below with reference to the waveform diagram in FIG. 2. First, the switches 12 and 13 are controlled by drive pulses p1... During the period T when pla is on, the current from the constant current source 11 is sent to the excitation coil 21 in the positive direction, and plb
During the period T3 when Pl is on, the current Iw from the constant current source 11 is switched in the opposite direction to flow through the exciting coil 21 (7, Pl
During the period T2 and T4 in which both a''lb are shown as OFF, no current is passed through the excitation coil 21. Therefore, the excitation coil 21
As shown in FIG. 2, C has an excitation period T with a positive steady-state value, a negative excitation period T3, and a rest period T2IT4 with a zero value.
An excitation current Iw whose steady-state value repeats in the order of positive, zero, negative, and zero is supplied. Note that the excitation current IW is controlled by switches 12 and 13.
When switched, the constant current source 11 can only supply a finite output voltage, so it actually rises and falls with a delay due to the time constant due to the inductance and resistance of the exciting coil 21, and then reaches a steady value. is omitted in the figure. There is an excitation current wire wK between the electrodes 23 and 24 of the electromagnetic flowmeter transmitter 2.
A corresponding induced voltage e is generated, and the induced voltage eK is a as shown in Fig. 2.
a, the flow rate FK of the fluid flowing through the pipe 22
In addition to the proportional flow rate component v8, there is an offset voltage component vn due to an electrochemical DC potential or circuit, and a noise component V accompanying switching of the excitation current. are superimposed. As a result, the steady-state values of the excitation current shown in Figure 2 are negative, zero, positive, zero, negative,
Signal voltage eat"a2"a3 obtained by sampling the induced voltage e generated in each period of zero, positive, zero, and negative at a defined interval Δt
``a4''``a5''a6''a7'%8''a9 are given by the following equations.The offset voltage component V is expressed by Taylor expansion 1 and approximated by a cubic equation.

信号処理回路３では、まず電磁流置針発信器２かもの誘
起電圧ｅａを増幅器３１で増幅し、第２図に示す如きタ
イミングで発生するサンプリングツ（ルスＰ２１ＬＫよ
って、信号電圧ｅ、Ｌ１〜’ａ９　Ｋ　相”４　ｔ　；
ｂ増幅器３１の出力が順次サンプルホールド回路３２１
にホールドされる。サンプルホールド回＠　３２．のホ
ールド値”ｃｌは第２図に示す如きタイミングで発生す
るサンプリングパルスＰ２ｂ　Ｋよってサンプルホール
ド回路３２ｂにホールドされる。同様にサンプルホール
ド回路３２ｂ〜３２ｅのホールド値ｅｃ２〜ｅ０５は第
２図に示す如きタイミングで発生する’ｔ　ｙ　）ＩＪ
　ｙ　／パルスＰ２゜〜Ｐ２ｆＫよってそれぞれサンプ
ルホールド回路３２　〜３２．にホールドされる。し九
がりて、サンプルホールド回路３２ａに信号圧”ａ６に
関連した電圧がホールドされ死時点では、サンプルホー
ルド回路３２ｂ〜３２ｆにはｅａ５〜ｅｌＬ１にそれぞ
れ関連した電圧がホールドされ、サンプルホールド回路
３２．　Ｋ　’ａ７に関連した電圧がホールドさ五た時
点では、サンプルホールド回路３２ｂ〜３２　ＫはｅＩ
Ｌ６〜０１□にそれぞれ関連した電圧がホールドされる
。これらサンプルホールド回路３２１〜３２．のホール
ド電圧”ｃｌ〜ｅ、ｓはそれぞれ係数器３３１〜３３．
を介して演算回路３４で”ｃｌ−３ｅ０２＋　２ｅｃ３
＋　２ｅ、　−３ｅ、５＋・１３６）なる演算が行われ
る。In the signal processing circuit 3, first, the induced voltage ea of the electromagnetic flow pointer oscillator 2 is amplified by the amplifier 31, and the signal voltage e, L1 to 'a9 K phase”4t;
The output of the b amplifier 31 is sequentially transferred to the sample hold circuit 321.
is held. Sample hold time @ 32. The hold value "cl" is held in the sample hold circuit 32b by the sampling pulse P2bK generated at the timing shown in FIG. 2. Similarly, the hold values ec2 to e05 of the sample hold circuits 32b to 32e are shown in FIG. 't y ) IJ that occurs at a timing like
y/pulses P2° to P2fK, sample and hold circuits 32 to 32. is held. Then, the sample and hold circuit 32a holds the voltage related to the signal voltage "a6," and at the time of death, the sample and hold circuits 32b to 32f hold the voltages related to ea5 to elL1, respectively, and the sample and hold circuits 32. At the point when the voltage associated with K'a7 is held, the sample and hold circuits 32b to 32K are eI
Voltages associated with L6 to 01□ are held. These sample and hold circuits 321-32. The hold voltages ``cl~e, s'' are the coefficient multipliers 331~33., respectively.
"cl-3e02+ 2ec3" in the arithmetic circuit 34 via
+2e, -3e, 5+·136) are performed.

その結果演算回路３４の出力端にはサンプルホールド回
路３２ｓＬＫ信号電圧＠、６　Ｋ相当する増幅器３１の
出力がホールドされたと自の演算結果ｅｄ１と、信号電
圧０１□に相当する増幅器３１の出力がホールドされた
ときの演算結果”ｄ２と、信号電圧ｅ、８に相当する増
幅器３１の出力がホールドされたときの演算結果ｅ　と
、信号電圧−８に相当する増幅器３１３ の出力がホールドされたときの演算結果ｅｄ４を順次繰
に返す波形の電圧ｅが得られる゛。そしてｅ６、〜ｅｄ
４は増幅器３１のゲインをｋとするとそれぞれ次式で与
えられる。As a result, at the output terminal of the arithmetic circuit 34, the output of the amplifier 31 corresponding to the sample and hold circuit 32sLK signal voltage @6K is held, the own arithmetic result ed1, and the output of the amplifier 31 corresponding to the signal voltage 01□ are held. The calculation result "d2" when the signal voltage e,8 is held, the calculation result e when the output of the amplifier 31 corresponding to the signal voltage e,8 is held, and the calculation result "d2" when the output of the amplifier 313 corresponding to the signal voltage -8 is held. A waveform voltage e is obtained by sequentially repeating the calculation result ed4. Then, e6, ~ed
4 are given by the following equations, where k is the gain of the amplifier 31.

ｅｄｌｘｋ（ｅａ６−３ｅｌＬ５＋２ｅａ、＋２ｅ、３
−３ｅ、２＋ｅｌＬ１）ｗ４ｋＶ、　　　　　（２）ｅ
ｄ２１１Ｉｋ（ｅ、７−３６．６＋２ｅ、５＋２＠、、
−３ｅａ３＋８，２）−４ｋ（Ｖ、＋２Ｖ、）　　（３
）ｅｄ３−ｋ（ｅＩＬ８−３ｅ、７＋２ｅ、６＋２ｅ、
５−３ｅａ、＋ｅｓＬ３）−−４ｋＶ、　　　　　　　
　　（４）ｅｄ４−ＩＪ−、−３ｅ、８＋２ｅ、７＋２
ｅ、６−３ａＩＬ５＋ｅ’、４）−４ｋ（Ｖ、＋２Ｖ、
）　　　　　（５）よって演算回路３４の出力には、サ
ンプルホールド囲路５ｚＫＩＩｌｋ電流の定常値が正ま
たは負のときの信号電圧に相当゛する増幅器３１の出力
がホールドされ死時点では励磁電流の切換えに伴うノイ
ズ成分Ｖが重畳されているが、定常値が零のと色の信号
電圧に相当する増幅器３１の出力がホールドされ死時点
では５次式近似のオフセット電圧成分ｖｎＯ〜ｖｎ３が
除去されるとともに励磁電流の切換えに伴うノイズ成分
ｖｅも除去され流量成分ｖｓのみを得ることができる。edlxk(ea6-3elL5+2ea,+2e,3
-3e, 2+elL1)w4kV, (2)e
d211Ik(e, 7-36.6+2e, 5+2@,,
-3ea3+8,2)-4k(V,+2V,) (3
) ed3-k (eIL8-3e, 7+2e, 6+2e,
5-3ea, +esL3)--4kV,
(4) ed4-IJ-, -3e, 8+2e, 7+2
e, 6-3aIL5+e', 4)-4k(V, +2V,
) (5) Therefore, the output of the amplifier 31 corresponding to the signal voltage when the steady-state value of the sample-and-hold circuit 5zKIIlk current is positive or negative is held at the output of the arithmetic circuit 34, and the excitation current is not switched at the time of death. Although the accompanying noise component V is superimposed, the output of the amplifier 31 corresponding to the color signal voltage whose steady value is zero is held, and at the time of death, the offset voltage components vnO to vn3 approximated by the quintic equation are removed. The noise component ve accompanying the switching of the excitation current is also removed, and only the flow rate component VS can be obtained.

そこで第２図に示すタイミングで発生するパルスｐ３で
切換スイッチ３６を駆動し、演算回路３４の出力がｅａ
□のときはインバータ３５を介して取シ出し第２図に示
すタイミングで発生するサンプリングパルスｐで演算回
路３４の出力ｅ６、とインバータ３５を介して取り出す
ｅｄ３をす／プルホールド回路３７に交互に与える。そ
の結果サンプルホールド回路３７の出力端には流量成分
ＶＫｆｉ連した出力電圧ｅが得られる。Therefore, the selector switch 36 is driven by the pulse p3 generated at the timing shown in FIG. 2, and the output of the arithmetic circuit 34 is
When □, the output e6 of the arithmetic circuit 34 and the output ed3 of the arithmetic circuit 34 are taken out via the inverter 35 and the output e6 of the arithmetic circuit 34 is taken out via the inverter 35, and the output ed3 is sent to the pull-hold circuit 37 alternately with the sampling pulse p generated at the timing shown in FIG. give. As a result, an output voltage e connected to the flow rate component VKfi is obtained at the output end of the sample hold circuit 37.

このように本発明においては、励磁電流の切換えに伴う
ノイズ成分Ｖおよびオフセ、ト電圧成分を５次式近似で
除去できる丸め、オフセット電圧成分が変曲点をもつよ
うな場合にも有効に除去できる。しかも信号処理回路５
の入力換算ノイズは１２＋３２＋　２２＋　２２＋　３
　＋　１　　露５．６８と表る逅、流量成分Ｖが４倍さ
れているため、オフセット電圧成分を２次式近似で除去
する場合に比して、同一の大暑さの流量信号を得るのに
必要な励磁電流は５９χでよく、消費電力ｄ　３５％　
Ｋも減少させることができる。更に、この方武嬬流量変
動に対して、積算誤差を生じない特質も有しておシ、ラ
ンプ状の流量変化に対するオフセットも生じない。In this way, in the present invention, the noise component V and the offset voltage component accompanying switching of the excitation current can be removed by fifth-order approximation, and the offset voltage component can be effectively removed even when the offset voltage component has an inflection point. can. Moreover, the signal processing circuit 5
The input equivalent noise is 12+32+ 22+ 22+ 3
Since the flow rate component V is multiplied by 4, which is expressed as + 1 dew 5.68, it takes more time to obtain the same flow rate signal of large heat than when the offset voltage component is removed by quadratic approximation. The required excitation current may be 59χ, and the power consumption d is 35%.
K can also be reduced. Furthermore, this method has the characteristic that no integration error occurs due to fluctuations in flow rate, and no offset occurs due to ramp-like flow rate changes.

なお上述では、励磁電流の定常値が負・零・正零・負・
零の各期間の信号電圧を用いる（２）式の演算結果と正
・零・負・零・正・零の各期間の信号電圧を用いる（４
）式の演算結果を交互に出力する場合を例示し九が、い
ずれか一方を出力するようにしてもよい。ただし実施例
のように交互に出力する場合の方が応答性を２倍よくで
牟る利点がある。In addition, in the above, the steady value of the excitation current is negative, zero, positive zero, negative,
Using the calculation result of equation (2) using the signal voltage for each period of zero and the signal voltage for each period of positive, zero, negative, zero, positive, and zero (4
9 is an example of a case in which the calculation results of the formula ( ) are output alternately, but either one may be output. However, the case where the signals are output alternately as in the embodiment has the advantage that the response is twice as good.

また上述では、増幅器３１の出力ｅｂをサンプルホール
ド回路３２　　Ｋ直接部え為場合を例示したが、第３図
に示すように増幅器出力ｅｂを積分器３９で一定時間積
分し死後サンプルホールド回路３２ａに与えるよう和し
てもよい。この場合積分時間Ｔ８を商用電源周期の整数
倍に選べば電源周波数ノイズの影響を除去できる。なお
第５図においては、積分器３９として抵抗ＲＩと、演算
増幅器Ｏｐと、　ｏｐの帰還回路に接続された積分用コ
ンデンサＣＩと、入力積分時間Ｔ８を制御するタイミン
グスイッチＴＳおよび積分値をリセットするリセットス
イッチＲ３を有し、Ｔ８およびＲ８はタイミングパルス
発生器３８からのパルスＰ５．Ｐ６によって駆動される
ものが例示されている。また信号処理回路５は第４図に
示すようにディジタル演算を行うマイクロプロセ、す４
０を用・ いて構成してもよい。第４図においては、積分器３９の
出力ｅ工がＡ／Ｄ変換器４１でディジタル信号に変換さ
れてマイクロプロセ、す４０に与えられ、マイクｐプロ
セ、す４０で卜（２）式または（４）式に相当するディ
ジタル演算を行い流量成分ＶＩＣ相当するディジタル値
を出力し、Ｄ／Ａ変換器４２でアナログ信号に変換した
後サンプルホールド回路３７にホールドして、その出力
端に流量成分ＶＫ関連した出力電圧ｅｏを得るものが例
示されている。なお第４図において積分器３９で基準電
圧・１をパルスｐ７で駆動されるスイッチＴＳＩを介し
て与え、ｅを一定時間だけ積分した値をＡ／Ｄ変換器４
１でディジタル信号に変換後マイクロプロセ、す４０に
与えて、スパン調整等を行うようＫしてもよい。さらに
上述では励磁電流工、として矩形波の、場合を例示した
が、台形液や商用交流電源を周波数変換し死後整流して
得た波形のもの等必要に応じて種々の波形のものを用い
ることができる。Furthermore, in the above description, the case where the output eb of the amplifier 31 is directly transferred to the sample and hold circuit 32K is illustrated, but as shown in FIG. You can also sum it up to give. In this case, if the integration time T8 is selected to be an integral multiple of the commercial power supply cycle, the influence of power supply frequency noise can be removed. In FIG. 5, the integrator 39 includes a resistor RI, an operational amplifier Op, an integrating capacitor CI connected to the feedback circuit of op, a timing switch TS that controls the input integration time T8, and resets the integral value. has a reset switch R3, T8 and R8 are pulses P5. The one driven by P6 is illustrated. Further, the signal processing circuit 5 includes a microprocessor that performs digital calculations, as shown in FIG.
It may also be configured using 0. In FIG. 4, the output e of the integrator 39 is converted into a digital signal by the A/D converter 41 and given to the microprocessor 40. 4) A digital calculation corresponding to the formula is performed and a digital value corresponding to the flow rate component VIC is output, which is converted into an analog signal by the D/A converter 42 and held in the sample hold circuit 37, and the flow rate component VK is output to the output terminal. An example is shown that yields an associated output voltage eo. In FIG. 4, the integrator 39 applies the reference voltage 1 via the switch TSI driven by the pulse p7, and the A/D converter 4 integrates e over a certain period of time.
After converting the signal into a digital signal in step 1, the signal may be sent to a microprocessor 40 to perform span adjustment or the like. Furthermore, although the above example uses a rectangular wave as the excitation current, various waveforms may be used as necessary, such as a waveform obtained by converting the frequency of a trapezoidal liquid or a commercial AC power source and rectifying it after death. I can do it.

このように本実ＩＮにおいては、励磁電流の定常値が負
・零・正・零・負・零・正・零の順で変化するときの各
期間の信号電圧をｅｅｅ　　・ａｌ’　　ａ２ラ　ａ３
’　　ａ４’ ”ａ５’　”ａ６’　％７’　”ａ８とし九とＬ信号処
理回路で実質的Ｋ　（”−−−３ｅ、ｓ　＋　２ｅ、４
＋　２ｅ、３−３ｅ、Ｌ２　＋”ａｌ　）　ｔ　九は（
ｅ、８−３ｅ、７＋　２ｅ、、　＋　２ｅ、５−３＊、
４＋　＠ＩＬ３）　ｌｋる演算を行りているので、少な
い消費電力で励磁電流の切換に伴うノイズ成分およびオ
フセット電圧成分を５次式近似で除去で―る低周波励磁
方式の電磁流量針が得られる。In this way, in the actual IN, the signal voltage in each period when the steady value of the excitation current changes in the order of negative, zero, positive, zero, negative, zero, positive, zero is eee ・al' a2 la a3
'a4'``a5'``a6'%7' ``A8, 9 and L signal processing circuit effectively K (''---3e, s + 2e, 4
+ 2e, 3-3e, L2 +”al ) t Nine is (
e, 8-3e, 7+ 2e,, + 2e, 5-3*,
4+ @IL3) Since the computation is performed, it is possible to obtain a low-frequency excitation type electromagnetic flow needle that can remove noise components and offset voltage components associated with excitation current switching using quintic approximation with low power consumption. It will be done.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明電磁流量針の一実施例を示す接続図、第
２図はその動作説明の丸め波形図、第５図および１１１
４図は本発明電磁流量針の他の実施例を示す接続図であ
る。 １・・・励磁回路、２・・・電磁流置針発信器、２１・
・・励磁コイル、２３．２４・・・電極、３・・・信号
処理回路、３１・・・交流増幅器、３２〜３２　　・・
・サンプルホールド回ａ　　　　　　ｆ 路、３４・・・演算器、３７・・サンプルホールド回路
、３９・・・積分器、４０・・・マイク資プロ七、す、
４１・・・Ａ／Ｄ　変変器、４２・・・Ｄ／Ａ変換器、
３８・・・タイミングバｋ　ｘ　発生器。Figure 1 is a connection diagram showing one embodiment of the electromagnetic flow needle of the present invention, Figure 2 is a rounded waveform diagram explaining its operation, Figures 5 and 111.
FIG. 4 is a connection diagram showing another embodiment of the electromagnetic flow needle of the present invention. 1... Excitation circuit, 2... Electromagnetic flow pointer transmitter, 21.
... Excitation coil, 23.24 ... Electrode, 3 ... Signal processing circuit, 31 ... AC amplifier, 32-32 ...
・Sample hold circuit a f circuit, 34... Arithmetic unit, 37... Sample hold circuit, 39... Integrator, 40... Microphone equipment processor 7,
41...A/D converter, 42...D/A converter,
38...timing bar k x generator.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 電磁流量計発信器の励磁コイルに定常値が零・負　零・
正の願で繰り返す励磁電流を供給する励磁回路と、電磁
流量計発信器から与えられる励磁電流の定常値が負・零
・正・零・負・零・正・零の各期間の信号電圧を’ａｌ
”ａ２’　”ａ３”ａ４’　ｅａ５’ｅａ６’　ｅａ７
”ａ８としたとき実質的Ｋ（ｅａ６−３ｅａ５＋２ｅ１
４＋２ｅａ３−３ｅａ２　”　”ａｔ”たは”ａ８−３
ｅＥＬ７”　２ｅｌＬｅ　＋　２ｅ、５−３ｅｌＬ４＋
ｅａ３）なる演算を行い、オフセット電圧成分を３次式
近似で除去して流量信号を得る信号処理回路とを有する
電磁流量針。If the excitation coil of the electromagnetic flowmeter transmitter has a steady value of zero, negative,
An excitation circuit that repeatedly supplies an excitation current with a positive request and a steady value of an excitation current given from an electromagnetic flowmeter transmitter are used to detect signal voltages during each period of negative, zero, positive, zero, negative, zero, positive, and zero. 'al
"a2""a3"a4'ea5'ea6' ea7
``When a8 is set, the actual K (ea6-3ea5+2e1
4+2ea3-3ea2 ” “at” or “a8-3”
eEL7” 2elLe + 2e, 5-3elL4+
an electromagnetic flow needle having a signal processing circuit that performs calculations such as ea3) and obtains a flow rate signal by removing an offset voltage component by cubic approximation.