JP3159358B2 - Electromagnetic flow meter - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、測定流体の流量を電気
信号に変換し検出電極を介してこの流量に対応する流量
信号を出力する電磁流量計に係り、特に、励磁に要する
エネルギーの減少を図りながらＳ／Ｎを向上させるよう
に改良した電磁流量計に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an electromagnetic flowmeter which converts a flow rate of a measurement fluid into an electric signal and outputs a flow rate signal corresponding to the flow rate via a detection electrode, and in particular, reduces the energy required for excitation. The present invention relates to an electromagnetic flowmeter improved so as to improve the S / N while improving the flow rate.
【０００２】[0002]
【従来の技術】励磁電流を間欠的に励磁コイルに供給し
て励磁エネルギーを低減させる従来の電磁流量計は次に
説明するように幾つかの例を挙げることができる。先
ず、第１に、特開昭５４−１１５１６３号「発明の名
称：電磁流量計」に開示された電磁流量計がある。これ
は、低周波励磁の電磁流量計に関するもので励磁期間を
非励磁期間より短かくして全体として平均の電力を低減
させようとするものである。2. Description of the Related Art There are several examples of a conventional electromagnetic flow meter for intermittently supplying an exciting current to an exciting coil to reduce the exciting energy, as described below. First, there is an electromagnetic flowmeter disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 54-115163, entitled "Electromagnetic Flowmeter." This relates to an electromagnetic flowmeter of low frequency excitation, in which the excitation period is made shorter than the non-excitation period so as to reduce the average power as a whole.
【０００３】第２に、特開昭５５−３３６８５号「発明
の名称：電磁流量計」に開示された電磁流量計がある。
これは、負荷側の直流電源から２本の伝送線を介して電
力が電流信号として伝送器側に伝送され、この電力で伝
送器側の電力を全て賄い、そして検出した流量信号は先
の伝送線を介して電流信号として負荷側に伝送する２線
式の電磁流量計を開示している。Second, there is an electromagnetic flow meter disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 55-33685, entitled "Title of the Invention: Electromagnetic Flow Meter."
This is because power is transmitted as current signals from the DC power source on the load side to the transmitter side via two transmission lines, and this power covers all the power on the transmitter side. A two-wire electromagnetic flowmeter that transmits a current signal to a load side via a wire is disclosed.
【０００４】第３に、特開昭５５−７６９１２号「発明
の名称：電磁流量計」に開示された電磁流量計がある。
これは、外部信号、例えば電極電位の変動をモニターし
ており、変動があったときのみ励磁することにより、全
体として励磁電力の低減を図るようにしたものである。Third, there is an electromagnetic flow meter disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 55-76912, entitled "Title of the Invention: Electromagnetic Flow Meter."
In this method, a change in an external signal, for example, the electrode potential is monitored, and excitation is performed only when there is a change, thereby reducing the excitation power as a whole.
【０００５】第４に、特開昭６２−１１３０１９号「発
明の名称：電磁流量計」に開示された電磁流量計があ
る。これは、パルス状の正負の励磁電流を励磁コイルに
供給し、各励磁期間を含み微分ノイズが消滅するまでの
時間のあいだ信号をサンプリングして微分ノイズを除去
すると共に正負の励磁レベル間の電圧差から同期整流に
よって流量信号を求めるものである。[0005] Fourth, there is an electromagnetic flow meter disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-1113019 "Title of Invention: Electromagnetic flow meter". This means that pulse-like positive and negative exciting currents are supplied to the exciting coil, the signal is sampled during the time until the differential noise disappears including each excitation period, the differential noise is removed, and the voltage between the positive and negative excitation levels is removed. A flow signal is obtained from the difference by synchronous rectification.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような従来の第１の電磁流量計は、信号のサンプリング
を励磁の立ち上りに起因する微分ノイズが消滅してから
実行するので、励磁のオン期間τONが長くなり、これに
伴って所定の繰り返し周期を維持しょうとすると励磁周
期も長くなり、応答が遅くなる欠点を持つ。However, in the first conventional electromagnetic flowmeter as described above, signal sampling is performed after the differential noise caused by the rise of the excitation has disappeared. If τ ON becomes longer and a predetermined repetition period is to be maintained in accordance therewith, the excitation period becomes longer and the response becomes slower.
【０００７】従来の第２の電磁流量計は、基本的には、
第１の従来技術と同じように全体としては低消費電力で
はあるが、励磁の際の電力が大きくなり、また応答が遅
くなるという問題がある。The conventional second electromagnetic flow meter basically has the following configuration.
Although the power consumption is low as a whole as in the first prior art, there is a problem that the power at the time of excitation becomes large and the response becomes slow.
【０００８】また、従来の第３の電磁流量計は、定常値
になったときに信号のサンプリングをするので、第１の
従来技術と同様に定常値に達するまでの時間が長くなり
励磁の際の電力が大きくなる欠点がある。In addition, the third conventional electromagnetic flow meter samples a signal when the steady value is reached, so that the time required to reach the steady value becomes longer as in the first prior art, and the excitation time is reduced. However, there is a disadvantage that the electric power of the power supply becomes large.
【０００９】さらに、従来の第４の電磁流量計は、微分
ノイズの減衰を一義的に決定することができない。例え
ば、サンプリング期間を充分に大きくとるとこの期間の
ノイズが増大しＳ／Ｎが悪くなり、短くとると微分ノイ
ズの影響が現れる。そして、同期整流をするので低周波
領域での信号処理が必要となる。また、励磁期間と非励
磁期間のサンプル値による同期整流とこれらの差を演算
することが要件のため、ハードとソフトの構成が複雑に
なるという問題がある。Further, the fourth conventional electromagnetic flow meter cannot uniquely determine the attenuation of the differential noise. For example, if the sampling period is made sufficiently long, the noise in this period increases and the S / N becomes worse. If the sampling period is made short, the influence of differential noise appears. Then, since synchronous rectification is performed, signal processing in a low frequency region is required. In addition, since it is necessary to calculate synchronous rectification based on sample values in the excitation period and the non-excitation period and to calculate the difference between them, there is a problem that the hardware and software configurations are complicated.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するための主な構成として、測定流体の流量を電気
信号に変換し検出電極を介して先の流量に対応する流量
信号を出力する電磁流量計において、励磁期間が非励磁
期間より短かく間欠的に励磁電流を流して先の測定流体
に磁場を印加する励磁手段と、先の検出電極から出力さ
れる電極間信号を交流結合して交流信号を得る交流結合
手段と、先の交流信号を先の励磁期間の前後を含むサン
プリング幅を持つサンプリング信号でサンプルホールド
してこれを第１ホールド信号として出力する第１サンプ
ルホールド手段と、先のサンプルホールドする期間の前
後において基準電位に切り換える切換手段と、先のホー
ルド信号を用いて信号処理し先の流量信号として出力す
る信号処理手段とを具備するようにしたものである。According to the present invention, as a main structure for solving the above problems, a flow rate of a measurement fluid is converted into an electric signal, and a flow rate signal corresponding to the previous flow rate is detected via a detection electrode. In the output electromagnetic flow meter, the excitation period is shorter than the non-excitation period and the excitation current flows intermittently to apply a magnetic field to the previous measurement fluid, and the inter-electrode signal output from the previous detection electrode is exchanged. AC coupling means for coupling to obtain an AC signal, and first sample and hold means for sampling and holding the previous AC signal with a sampling signal having a sampling width including before and after the previous excitation period and outputting this as a first hold signal Switching means for switching to a reference potential before and after the previous sample and hold period, and signal processing means for performing signal processing using the previous hold signal and outputting it as a previous flow rate signal It is obtained as comprising.
【００１１】[0011]
【作 用】励磁手段は励磁期間が非励磁期間より短かく
間欠的に励磁電流を流して測定流体に磁場を印加する。
交流結合手段は検出電極から出力される電極間信号を交
流結合して交流信号を得る。[Operation] The exciting means applies an exciting current intermittently and the magnetic field is applied to the measurement fluid by setting the exciting period shorter than the non-exciting period.
The AC coupling means obtains an AC signal by AC coupling an inter-electrode signal output from the detection electrode.
【００１２】第１サンプルホールド手段は先の交流信号
を先の励磁期間の前後を含むサンプリング幅を持つサン
プリング信号でサンプルホールドしてこれを第１ホール
ド信号として出力する。The first sample and hold means samples and holds the previous AC signal with a sampling signal having a sampling width including before and after the previous excitation period, and outputs this as a first hold signal.
【００１３】切換手段は先のサンプルホールドする期間
の前後において基準電位に切り換える。そして、信号処
理手段は、先のホールド信号を用いて信号処理し測定流
体の流量に対応する流量信号として出力する。The switching means switches to the reference potential before and after the previous sample and hold period. The signal processing means performs signal processing using the previous hold signal, and outputs a signal as a flow rate signal corresponding to the flow rate of the measurement fluid.
【００１４】[0014]
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図である。１０は導電性の測定流体Ｑが流れる絶縁性の
導管である。先ず、静電容量を介して測定流体の流量を
検出する静電容量形の電磁流量計をベースとして説明す
る。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of one embodiment of the present invention. Reference numeral 10 denotes an insulating conduit through which the conductive measurement fluid Q flows. First, a description will be given based on a capacitance type electromagnetic flow meter for detecting the flow rate of a measurement fluid via a capacitance.
【００１５】そして、検出電極１１ａ、１１ｂは測定流
体Ｑとは絶縁して導管１０に固定され、静電容量Ｃa、
Ｃbを介して測定流体Ｑと結合されている。また、接液
された接地電極１１ｃは共通電位点ＣＯＭに接続されて
いる。The detection electrodes 11a and 11b are fixed to the conduit 10 while being insulated from the measurement fluid Q, and have capacitances C a ,
Through the C b it is coupled with the measurement fluid Q. The ground electrode 11c that is in contact with the liquid is connected to the common potential point COM.
【００１６】前置増幅器１２はバッフアアンプ１２ａ、
１２ｂ、差動増幅器１２より構成されており、検出電極
１１ａ、１１ｂは前置増幅器１２のバッフアアンプ１２
ａと１２ｂの入力端に接続され、これらの出力端は差動
増幅器１２ｃの入力端にそれぞれ接続されている。The preamplifier 12 includes a buffer amplifier 12a,
12b and a differential amplifier 12, and the detection electrodes 11a and 11b are connected to the buffer amplifier 12 of the preamplifier 12.
a and 12b are connected to the input terminals of the differential amplifier 12c.
【００１７】差動増幅器１２ｃの出力端は交流結合手段
として機能するハイパスフイルタ１３に接続されてい
る。そして、ハイパスフイルタ１３は励磁波形に対して
充分な通過帯域を有するように選定される。The output terminal of the differential amplifier 12c is connected to a high-pass filter 13 functioning as AC coupling means. The high-pass filter 13 is selected so as to have a sufficient pass band for the excitation waveform.
【００１８】更に、ハイパスフイルタ１３はコンデンサ
１３ａと抵抗１３ｂとから構成され、コンデンサ１３ａ
の一端は差動増幅器１２ｃの出力端に接続されその他端
は抵抗１３ｂを介して共通電位点ＣＯＭに接続されてい
る。Further, the high-pass filter 13 comprises a capacitor 13a and a resistor 13b.
Is connected to the output terminal of the differential amplifier 12c, and the other terminal is connected to the common potential point COM via the resistor 13b.
【００１９】コンデンサ１３ａと抵抗１３ｂとの接続点
は、バッフア増幅器１４の入力端に接続されると共に制
御信号Ｓ1で開閉が制御されるスイッチＳＷ1を介して共
通電位点ＣＯＭに接続されている。The connection point of the capacitor 13a and the resistor 13b is connected to the common potential point COM through a switch SW 1 which opening and closing is controlled by the control signals S 1 is connected to an input terminal of Baffua amplifier 14 .
【００２０】バッフア増幅器１４の出力端は制御信号Ｓ
2で開閉が制御されるスイッチＳＷ2を介してホールド回
路１５に接続されている。このホールド回路１５は抵抗
１５ａとコンデンサ１５ｂとから構成され、この抵抗１
５ａの一端はスイッチＳＷ2に接続されその他端はコン
デンサ１５ｂを介して共通電位点ＣＯＭに接続されてい
る。The output terminal of the buffer amplifier 14 receives a control signal S
Closing at 2 is connected to a hold circuit 15 via the switch SW 2 is controlled. The hold circuit 15 includes a resistor 15a and a capacitor 15b.
One end of 5a is connected to the switch SW 2 and the other end thereof is connected to the common potential point COM through the capacitor 15b.
【００２１】抵抗１５ａとコンデンサ１５ｂとの接続点
は、バッフア増幅器１６の入力端に接続されると共に制
御信号Ｓ3で開閉が制御されるスイッチＳＷ3を介して共
通電位点ＣＯＭに接続されている。The connection point between the resistor 15a and the capacitor 15b are connected to a common potential point COM through a switch SW 3 the opening and closing is controlled by the control signal S 3 is connected to an input terminal of Baffua amplifier 16 .
【００２２】バッフア増幅器１６の出力端は信号処理部
１７に接続されている。この信号処理部１７はアナログ
／デジタル変換器、マイクロプロセッサ、メモリなどを
内蔵し、流量信号を演算して出力端１８に流量信号を出
力する。The output terminal of the buffer amplifier 16 is connected to a signal processing unit 17. The signal processing unit 17 incorporates an analog / digital converter, a microprocessor, a memory, and the like, calculates a flow signal, and outputs the flow signal to an output terminal 18.
【００２３】１９はタイミング回路であり、スイッチＳ
Ｗ1、ＳＷ2、ＳＷ3、信号処理部１７、励磁回路２０
に、それぞれ制御信号Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4、Ｓ5を出力
し、これらの開閉などを制御する。Reference numeral 19 denotes a timing circuit, and a switch S
W 1 , SW 2 , SW 3 , signal processing unit 17, excitation circuit 20
Output control signals S 1 , S 2 , S 3 , S 4 , S 5 to control the opening and closing of these signals.
【００２４】励磁回路２０は、制御信号Ｓ5によりその
切り換えのタイミングが制御されて例えば励磁コイル２
１に流れる励磁電流Ｉfの波形を三角波に制御し、さら
にその切り換えの繰り返し周期を制御する。The switching timing of the excitation circuit 20 is controlled by the control signal S 5 , for example, the excitation coil 2
The waveform of the exciting current If flowing in 1 is controlled to a triangular wave, and the switching repetition cycle is controlled.
【００２５】励磁回路２０は、具体的には、例えば図２
に示すように、直流電源２０ａ、スイッチＳＷ5、ダイ
オード２０ｂなどで構成されており、このスイッチＳＷ
5の開閉を制御信号Ｓ5で制御することにより擬似三角波
を発生させ、励磁コイル２１に供給する。The excitation circuit 20 is, for example, shown in FIG.
As shown in, the DC power supply 20a, the switch SW 5, which is constituted by a diode 20b, the switch SW
A pseudo triangular wave is generated by controlling the opening / closing of 5 by a control signal S 5 and supplied to the exciting coil 21.
【００２６】次に、図３、図４に示す波形図を用いて図
１に示す実施例の動作について説明する。タイミング回
路１９は励磁回路２０に図３（ａ）に示すように励磁期
間Ｔ 1と非励磁期間Ｔ2を繰り返す制御信号Ｓ5を送出す
る。Next, using the waveform diagrams shown in FIGS.
The operation of the embodiment shown in FIG. Timing times
The path 19 is connected to the excitation circuit 20 in the excitation period as shown in FIG.
Interval T 1And the non-excitation period TTwoControl signal S that repeatsFiveSend out
You.
【００２７】この制御信号Ｓ5により、図２に示すスイ
ッチＳＷ5が励磁期間Ｔ1でオンに、非励磁期間Ｔ2でオ
フにそれぞれ制御される。スイッチＳＷ5がオンになる
と、直流電源２０ａから励磁コイル２１に励磁コイル２
１の抵抗ＲfとインダクタンスＬfで決定される時定数で
励磁電流Ｉfが図４に示すように励磁期間Ｔ1の間増加す
る。The control signal S 5 controls the switch SW 5 shown in FIG. 2 to be turned on during the excitation period T 1 and turned off during the non-excitation period T 2 . When the switch SW 5 is turned on, the excitation from the DC power supply 20a to the exciting coil 21 coil 2
The excitation current If increases with the time constant determined by the resistance R f and the inductance L f of 1 during the excitation period T 1 as shown in FIG.
【００２８】しかし、励磁期間Ｔ1を経過すると、スイ
ッチＳＷ5はオフになるので、直流電源２０ａからのエ
ネルギーの供給は停止し、励磁コイル２１に蓄えられた
エネルギーはダイオード２０ｂを介して放出され、図４
に示すように励磁電流Ｉfが低下する。非励磁期間Ｔ2を
経過すると再びスイッチＳＷ5がオンとなり、直流電源
２０ａから励磁コイル２１にエネルギーか供給される。[0028] However, after a lapse of the energizing period T 1, the switch SW 5 is so turned off, the supply of energy from the DC power source 20a is stopped, the energy stored in the exciting coil 21 is discharged through the diode 20b , FIG.
The excitation current If decreases as shown in FIG. Switch SW 5 again after a lapse of the non-excitation period T 2 is turned on, it is the energy or supplied to the excitation coil 21 from the DC power source 20a.
【００２９】以後、これを繰り返すことにより、励磁コ
イル２１に擬似的に三角波を励磁コイル２１に供給する
ことができる。図３（ｂ）では、このようにして得られ
た三角波状の励磁電流Ｉfが記載されている。Thereafter, by repeating this, a pseudo triangular wave can be supplied to the exciting coil 21 to the exciting coil 21. FIG. 3B shows the triangular-wave-like exciting current If obtained in this manner.
【００３０】このようにして、励磁コイル２１に三角波
状の励磁電流Ｉfを流すと、これに対応して測定流体Ｑ
にはこの三角波形とほぼ同様な形状の磁束密度Ｂを持つ
磁場が印加され、測定流体Ｑの中に同様な波形を持つ信
号電圧ｅsが発生する。As described above, when the triangular wave-like exciting current If is applied to the exciting coil 21, the measuring fluid Q
The magnetic field having a magnetic flux density B of substantially the same shape as the triangular waveform is applied, the signal voltage e s having the same waveform in the measurement fluid Q is generated.
【００３１】検出電極１１ａと１１ｂの間には、この信
号電圧ｅsの他に、検出電極１１ａ、１１ｂと前置増幅
器１２とを結ぶ信号線のループを磁束密度Ｂが鎖交する
ので、磁束密度Ｂの変化に基づいて発生する微分ノイズ
Ｎが重畳されて現われる。この微分ノイズＮの波形は図
３（ｃ）に実線で示したようになる。[0031] During the detection electrodes 11a and 11b, in addition to the signal voltage e s, the detection electrodes 11a, since 11b preamplifier 12 and a loop magnetic flux density B is interlinked signal line connecting the magnetic flux The differential noise N generated based on the change in the density B appears superimposed. The waveform of the differential noise N is as shown by the solid line in FIG.
【００３２】このように、図１に示すように静電容量Ｃ
a、Ｃbを介して検出電極１１ａと１１ｂで信号電圧を検
出する構成では、電極容量が通常数十〜数千ｐＦと非常
に小さいので、測定流体Ｑ中に発生する渦電流による電
極インピーダンスの充放電時定数が充分に小さくなり、
微分ノイズＮは実質的に励磁電流の時間微分に比例した
図３（ｃ）に実線で示した成分のみとなる。As described above, as shown in FIG.
a, in a configuration for detecting a signal voltage at the detection electrodes 11a and 11b via the C b, the electrode capacity is usually very small as several tens to several thousands pF, the electrode impedance by the eddy current generated in the measuring fluid Q The charge / discharge time constant becomes sufficiently small,
The differential noise N is substantially only the component indicated by the solid line in FIG. 3C, which is substantially proportional to the time derivative of the exciting current.
【００３３】これに対して、図３（ｃ）に破線で示した
波形は従来の接液形の電磁流量計の場合を示したもので
ある。従来のように検出電極が接液する構成では、検出
電極と測定流体とで形成される電極容量が０．１〜１０
μＦ程度も存在し、また検出電極の電気化学的表面状態
が不安定であるので、測定流体に流れる渦電流の影響に
より、図３（ｃ）に破線で示したように長く尾を引く波
形となる。On the other hand, the waveform shown by the broken line in FIG. 3 (c) shows the case of a conventional liquid-contact type electromagnetic flow meter. In a conventional configuration in which the detection electrode is in contact with the liquid, the electrode capacity formed by the detection electrode and the measurement fluid is 0.1 to 10%.
Since there is about μF, and the electrochemical surface state of the detection electrode is unstable, the waveform shown by the broken line in FIG. Become.
【００３４】以上のようにして、検出電極１１ａと１１
ｂの間に発生した電圧（ｅs＋Ｎ）は前置増幅器１２、
ハイパスフイルタ１３を介してバッフア増幅器１４に出
力される。As described above, the detection electrodes 11a and 11a
b, the voltage (e s + N) generated during preamplifier 12,
The signal is output to the buffer amplifier 14 via the high-pass filter 13.
【００３５】バッフア増幅器１４の出力端に現れる電圧
（ｅs＋Ｎ）に対応する図３（ｅ）に示す出力電圧Ｖ
Sは、サンプリング用の制御信号Ｓ2（図３（ｇ））によ
りスイッチＳＷ2を一定時間Ｔ3の間オンとしてホールド
回路１５に積分されてサンプルホールドされる。この一
定時間Ｔ3は図３（ｃ）に示す微分ノイズＮが消滅する
程度の時間幅を持たせればよい。The output voltage V shown in FIG. 3E corresponding to the voltage (e s + N) appearing at the output terminal of the buffer amplifier 14
S, the control signal S 2 for sampling (FIG. 3 (g)) is integrated in the hold circuit 15 the switch SW 2 as on for a predetermined time T 3 and is sampled and held by. The predetermined time T 3 is it is sufficient to have the time width of an extent that the differential noise N disappears shown in Figure 3 (c).
【００３６】この場合に、このスイッチＳＷ2をオンと
して出力電圧ＶSをホールド回路１５にサンプリングす
るに先立って、図３（ｄ）に示すように制御信号Ｓ1に
よりスイッチＳＷ1をオンとしてハイパスフイルタ１３
の出力端をリセットして、ここを基準電位に固定する。The high pass in this case, prior to sampling the output voltage V S of the switch SW 2 as on the hold circuit 15, the switch SW 1 as ON by the control signals S 1 as shown in FIG. 3 (d) Filter 13
Is reset and this is fixed to the reference potential.
【００３７】このようなリセット動作をさせることによ
り、検出電極１１ａ、１１ｂ、或いは前置増幅器１２な
どに直流電圧の変動があった場合でも、励磁期間Ｔ1に
対応して発生する信号電圧は、図３（ｅ）に示すように
共通電位点ＣＯＭにおける基準電位から正確にスタート
する。[0037] By such a reset operation, the detection electrodes 11a, 11b, or even if there is fluctuation of the DC voltage, such as a preamplifier 12, a signal voltage generated in response to the excitation period T 1 is As shown in FIG. 3E, the operation accurately starts from the reference potential at the common potential point COM.
【００３８】したがって、この図３（ｅ）に示す出力電
圧ＶSは、図３（ｇ）に示す一定時間Ｔ3のあいだホール
ド回路１５に積分されるので、流量に正確に比例する電
圧が得られると共に、図３（ｃ）に示す微分ノイズＮも
正負の成分が相殺されてゼロになるので出力には影響を
及ぼさない。Therefore, the output voltage V S shown in FIG. 3E is integrated in the hold circuit 15 for the fixed time T 3 shown in FIG. 3G, so that a voltage that is accurately proportional to the flow rate is obtained. At the same time, the differential noise N shown in FIG. 3C does not affect the output because the positive and negative components cancel each other to become zero.
【００３９】ホールド回路１５は図３（ｈ）に示す制御
信号Ｓ3によりスイッチＳＷ3がオンとされてコンデンサ
１５ｂの電荷が放出され、次の信号処理に備えられる。
このようにして得られたサンプリング電圧はバッフア増
幅器１６を介して信号処理部１７に出力される。The switch SW 3 is turned on by the control signal S 3 shown in FIG. 3 (h) to release the charge of the capacitor 15b, and the hold circuit 15 is prepared for the next signal processing.
The sampling voltage thus obtained is output to the signal processing unit 17 via the buffer amplifier 16.
【００４０】信号処理部１７は、タイミング回路１９か
ら励磁回路２０に出力される励磁電流の制御などに関す
る情報を制御信号Ｓ4を介して入手し、流量計の使用目
的にしたがって瞬時流量、積算流量などを演算して、出
力端１８に出力する。また、励磁回路２０から励磁電流
Ｉfの値を得て流量演算の際に信号値と励磁電流値との
比率を求めスパンの補正をすることもできる。The signal processing unit 17 obtains, via the control signal S 4 , information on the control of the exciting current output from the timing circuit 19 to the exciting circuit 20 via the control signal S 4. And outputs it to the output terminal 18. It is also possible to correct the span determined the ratio of the excitation circuit 20 to obtain the value of the exciting current I f signal value and the exciting current value in the flow rate calculation.
【００４１】なお、スイッチＳＷ1によるリセット動作
を行わない従来の電磁流量計の場合には、前置増幅器１
３などから生じる図３（ｆ）の斜線で示す直流電位の上
下部分が平衡する点までハイパスフイルタ１３の時定数
で変化する。この場合の信号と逆極性で残存する量ε
は、信号電圧ｅsの大きさに依存するので、単に一定時
間Ｔ3の間で信号をサンプリングしたのでは誤差要因と
なる。[0041] In the case of the conventional electromagnetic flow meter not reset operation by the switch SW 1 includes a preamplifier 1
3 changes with the time constant of the high-pass filter 13 up to the point where the upper and lower portions of the DC potential indicated by oblique lines in FIG. The amount ε remaining with the opposite polarity to the signal in this case
Depends on the magnitude of the signal voltage e s , so simply sampling the signal during the fixed time T 3 may cause an error.
【００４２】図５は励磁回路２０を含む直流電源の構成
を示す電源回路図である。この場合の電源回路２２は、
スイッチング電源回路の例として示してある。直流電源
ＥbはトランスＴの１次コイルｎ1とスイッチＳＷ6を介
して共通電位点ＣＯＭに接続されている。この１次コイ
ルｎ1の両端にはダイオードＤ1とコンデンサＣ1とが直
列に接続されている。FIG. 5 is a power supply circuit diagram showing the configuration of a DC power supply including the excitation circuit 20. The power supply circuit 22 in this case is
It is shown as an example of a switching power supply circuit. DC power supply E b is connected to the common potential point COM through the primary coil n 1 and switch SW 6 of the transformer T. A diode D 1 and a capacitor C 1 are connected in series to both ends of the primary coil n 1 .
【００４３】さらに、トランスＴの帰還コイルｎ2の両
端にはダイオードＤ2とコンデンサＣ 2とが直列に接続さ
れ、このコンデンサＣ2の両端に発生した帰還電圧Ｖfは
非反転入力端（＋）に基準電圧Ｅrが印加された偏差増
幅器Ｑ1の反転入力端（−）に印加されている。そし
て、偏差増幅器Ｑ1の出力によりスイッチＳＷ6をオン／
オフ制御する。Further, the feedback coil n of the transformer TTwoBoth
Diode D at the endTwoAnd capacitor C TwoAnd are connected in series
This capacitor CTwoFeedback voltage V generated acrossfIs
The reference voltage E is applied to the non-inverting input terminal (+).rDeviation increase
Width Q1Are applied to the inverting input terminal (-) of the first line. Soshi
And the deviation amplifier Q1Switch SW by the output of6On /
Control off.
【００４４】トランスＴの２次コイルｎ3にはダイオー
ドＤ3とコンデンサＣ3とが直列に接続され、このコンデ
ンサＣ3の両端からロジック電圧ＶLを得る。このロジッ
ク電圧ＶLは常時オンにされており各タイミング信号を
発生させる電源の電圧として使用される。A diode D 3 and a capacitor C 3 are connected in series to the secondary coil n 3 of the transformer T, and a logic voltage VL is obtained from both ends of the capacitor C 3 . This logic voltage V L is always on and is used as a voltage of a power supply for generating each timing signal.
【００４５】トランスＴの３次コイルｎ4は、コイルｎ41
とｎ42とが直列に接続されており、これらの接続点とコ
イルｎ41の他端との間にはダイオードＤ4、スイッチＳ
Ｗ7、コンデンサＣ4とが直列に接続され、コンデンサＣ
4の両端からアナログ電源用の電圧として正電圧＋ＶAを
得ている。The tertiary coil n 4 of the transformer T is connected to a coil n 41
And n 42 are connected in series, and a diode D 4 and a switch S 4 are connected between these connection points and the other end of the coil n 41.
W 7 and a capacitor C 4 are connected in series.
A positive voltage + V A is obtained as a voltage for an analog power supply from both ends of 4 .
【００４６】また、接続点とコイルｎ42の他端との間に
はダイオードＤ5、スイッチＳＷ8、コンデンサＣ5とが
直列に接続され、コンデンサＣ5の両端からアナログ電
源用の電圧として負電圧−ＶAを得ている。A diode D 5 , a switch SW 8 , and a capacitor C 5 are connected in series between the connection point and the other end of the coil n 42 , and both ends of the capacitor C 5 have a negative voltage as an analog power supply voltage. to obtain a voltage -V a.
【００４７】トランスＴの４次コイルｎ5にはダイオー
ドＤ6、スイッチＳＷ9とコンデンサＣ6とが直列に接続
され、さらにこのコンデンサＣ6は並列にダイオードＤ7
が接続されこれらの両端から励磁電圧Ｖfを得る。The diode D 6 to 4 primary coil n 5 of the transformer T, switch SW 9 and a capacitor C 6 are connected in series, the diode D 7 further the capacitor C 6 is in parallel
Are connected, and an excitation voltage Vf is obtained from these two ends.
【００４８】スイッチＳＷ7〜ＳＷ9は、間欠励磁の近傍
のみオンとして、それぞれ負荷に電力を供給し、それ以
外はオフとして全体としての省電力を実現する。この場
合の直流電源Ｅbは電池などを用いることができる。The switches SW 7 to SW 9 are turned on only in the vicinity of the intermittent excitation to supply power to the load, and are turned off in the other cases to realize power saving as a whole. In this case, a battery or the like can be used as the DC power supply Eb .
【００４９】そして、偏差増幅器Ｑ1は基準電圧Ｅrに対
応する電圧になるように、スイッチＳＷ6をオン／オフ
制御して負荷の状況に対応して２次コイルから４次コイ
ルに一定電圧を供給するように制御する。[0049] Then, the deviation amplifier Q 1 is such that the voltage corresponding to the reference voltage E r, constant switch SW 6 ON / OFF control to correspond to the situation of the load from the secondary coil to the fourth order coil voltage Is controlled to be supplied.
【００５０】なお、今までの説明では、励磁電流Ｉfの
波形を擬似三角波の例として説明したが、これに限られ
ることはない。図５は他の励磁波形の例をいくつか示し
たものである。In the above description, the waveform of the exciting current If is described as an example of a pseudo triangular wave, but the present invention is not limited to this. FIG. 5 shows some examples of other excitation waveforms.
【００５１】図６（ａ）は矩形波状の励磁波形を、図６
（ｂ）は矩形波状ではあるが正励磁と負励磁交互に挿入
したものであり正励磁と負励磁の間で同期整流をすれば
信号量は２倍にできる。FIG. 6A shows a rectangular excitation waveform, and FIG.
(B) has a rectangular wave shape but is inserted alternately between positive excitation and negative excitation. If synchronous rectification is performed between positive excitation and negative excitation, the signal amount can be doubled.
【００５２】また、図６（ｃ）は三角波の励磁波形を用
いるものであり励磁回路を簡単にすることができる。図
６（ｄ）は台形波状の励磁波形の例であり励磁パルスを
短くすると図６（ａ）に示す矩形波励磁も実際にはこの
台形波励磁となる。FIG. 6C uses an excitation waveform of a triangular wave, so that the excitation circuit can be simplified. FIG. 6D shows an example of the trapezoidal excitation waveform. When the excitation pulse is shortened, the rectangular wave excitation shown in FIG. 6A actually becomes this trapezoidal excitation.
【００５３】図７は本発明の他の実施例の構成を示す構
成図である。この構成は所定の周期で参照電圧を取り込
みこの参照電圧を用いて信号電圧との比率を演算してス
パン変動を補正するようにしたものである。なお、図１
に示す符号と同一の部分については同一の符号を付して
適宜にその説明を省略する。FIG. 7 is a configuration diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention. In this configuration, a reference voltage is fetched at a predetermined cycle, and a ratio to a signal voltage is calculated using the reference voltage to correct a span variation. FIG.
The same reference numerals are given to the same parts as those shown in FIG.
【００５４】以下、具体的に説明する。図１に示す構成
に対して励磁コイル２１に直列に参照抵抗ｒを接続し、
この両端から参照電圧Ｖrを取り出してスイッチＳＷ10
の切換端の他方に印加する。Hereinafter, a specific description will be given. A reference resistor r is connected in series to the exciting coil 21 with respect to the configuration shown in FIG.
The reference voltage Vr is taken out from both ends and the switch SW 10
Is applied to the other one of the switching terminals.
【００５５】そして、通常は、タイミング回路２２から
出力される制御信号Ｓ6によりスイッチＳＷ10は共通端
が切換端の一方に接続されておりホールド回路１５に信
号電圧ｅsをサンプリングしている。[0055] Then, typically, the switch SW 10 by a control signal S 6 output from the timing circuit 22 is sampling the signal voltage e s to the hold circuit 15 is connected to one of the switch end is the common terminal.
【００５６】また、この信号電圧ｅsのサンプリング周
期よりは少ない周期で制御信号Ｓ6によりスイッチＳＷ
10の切換端の他方に切り換えられ、ホールド回路１５に
参照電圧Ｖrがサンプリングされる。[0056] The switch SW by a control signal S 6 with less cycles than the sampling period of the signal voltage e s
Is switched to the other 10 of the switch end, the reference voltage V r is sampled at the hold circuit 15.
【００５７】このサンプリング値はバッフア増幅器１６
を介して信号処理部１７に取り込まれて内蔵されるメモ
リに格納される。信号処理部１７はこれを用いて信号電
圧ｅ sとの比率を演算して出力端１８に流量信号として
出力する。これにより、スパン変動を補正することがで
きる。This sampling value is stored in the buffer amplifier 16.
Memo stored in the signal processing unit 17 via the
Stored in the directory. The signal processing unit 17 uses this to
Pressure e sIs calculated as a flow rate signal at the output terminal 18.
Output. This makes it possible to compensate for span variations.
Wear.
【００５８】なお、図１に示す実施例において、信号の
サンプリングの直前でスイッチＳＷ 1をオンにしてリセ
ットする構成として説明したが、非励磁期間でこのスイ
ッチＳＷ1をオンにしておき、信号の励磁期間の前後の
間でオフに切り換える構成としても良い。Note that, in the embodiment shown in FIG.
Switch SW just before sampling 1Turn on and reset
Although it was described as a configuration for switching, this switch
Switch1On, before and after the signal excitation period.
It is good also as a structure switched off between.
【００５９】また、図１に示す実施例においては、スイ
ッチＳＷ1とＳＷ3との２つを用いる構成として説明した
が、これを図８に示すように１つのスイッチＳＷ10とし
て制御信号Ｓ7により切り換える構成としてもよい。こ
のようにして、信号のサンプリングとホールド回路１５
のリセットとを兼用する。[0059] Further, in the embodiment shown in FIG. 1 has been described as a configuration using the two switch SW 1 and SW 3, the control signal S 7 this as one switch SW 10 as shown in FIG. 8 May be switched. Thus, the signal sampling and holding circuit 15
Also used for resetting.
【００６０】具体的には、制御信号Ｓ7は、制御信号
Ｓ1、Ｓ3とを合体したような制御信号であり、常時は共
通電位点ＣＯＭ側の基準電位に切り換えられており、信
号のサンプリングのときにのみバッフア増幅器１４の出
力端に接続するように切り換え制御する。More specifically, the control signal S 7 is a control signal obtained by combining the control signals S 1 and S 3, and is normally switched to the reference potential on the common potential point COM side. Switching is controlled so as to be connected to the output terminal of the buffer amplifier 14 only at the time of sampling.
【００６１】今までの説明では、従来技術との差を明確
にするために、静電容量形の電磁流量計をベースとして
説明したが、検出電極が測定流体と接触する形式の接液
形の電磁流量計でも、特定の条件が許容される場合に
は、次に説明するように静電容量形の場合と同様に適用
することができる。In the description so far, in order to clarify the difference from the prior art, the description has been made on the basis of the capacitance type electromagnetic flow meter. If a specific condition is allowed in the electromagnetic flow meter, it can be applied similarly to the case of the capacitance type as described below.
【００６２】静電容量形の場合は、電極容量が非常に小
さいので測定流体Ｑ中に発生する渦電流による電極イン
ピーダンスの充放電の時定数が十分に小さくなり、励磁
の繰り返し周期の短い速い応答が要求される場合にも適
用できる。In the case of the capacitance type, since the electrode capacity is very small, the time constant of charging and discharging of the electrode impedance due to the eddy current generated in the measurement fluid Q is sufficiently small, and the response is short with a short repetition cycle of excitation. Can also be applied when is required.
【００６３】これに対して、接液形の場合は、検出電極
と測定流体とで形成される電極容量が大きくなるので、
図３（ｃ）に点線で示すように微分ノイズＮが尾を引く
形となり、励磁周期を長くする必要があり、速い応答が
期待できない。On the other hand, in the case of the liquid contact type, the electrode capacity formed by the detection electrode and the measurement fluid becomes large.
As shown by the dotted line in FIG. 3 (c), the differential noise N has a trailing shape, and it is necessary to lengthen the excitation cycle, so that a fast response cannot be expected.
【００６４】しかしながら、応答が遅くても良いような
用途、例えば水道メータとしての用途などに使用する場
合には、微分ノイズＮが消滅した時点でハイパスフイル
タ１３の後段に配置されたスイッチＳＷ1を所定のタイ
ミングでリセットすることによりホールド回路１５によ
る積分の初期に正確にゼロに積分の初期値を設定するこ
とができるので、良いＳ／Ｎを得ることができる。However, in a case where the response may be slow, for example, a use as a water meter, the switch SW 1 disposed at the subsequent stage of the high-pass filter 13 when the differential noise N disappears is used. By resetting at a predetermined timing, the initial value of the integration can be accurately set to zero at the beginning of the integration by the hold circuit 15, so that a good S / N can be obtained.
【００６５】具体的には、例えば水道用の電磁流量計と
して、１秒間に１回程度の間欠励磁による０．１ｍＷ程
度の消費電力で、実用できるレベルのＳ／Ｎを得ること
ができる。Specifically, for example, as an electromagnetic flow meter for water supply, a practically usable S / N can be obtained with power consumption of about 0.1 mW by intermittent excitation about once per second.
【００６６】[0066]
【発明の効果】以上、本発明について実施例と共に具体
的に説明したが、各請求項に記載された発明によれば、
次のような効果がある。As described above, the present invention has been described specifically with the embodiments. According to the invention described in each claim,
The following effects are obtained.
【００６７】第１請求項、第３請求項及び第４請求項に
記載された発明によれば、励磁期間が非励磁期間より短
かく間欠的に励磁電流を流して測定流体に磁場を印加
し、検出電極から出力される電極間信号を交流結合して
交流信号を得て、サンプリング信号でこれをサンプルホ
ールドしこのサンプルホールドする期間の前後において
基準電位に切り換えるようにしたので、同期整流なし
で、流量信号を誤差なくサンプリングすることができ
る。さらに省電力を維持しながらＳ／Ｎの向上にも寄与
することができる。According to the first, third and fourth aspects of the present invention, the excitation period is shorter than the non-excitation period and an excitation current flows intermittently to apply a magnetic field to the measurement fluid. An AC signal is obtained by AC coupling an inter-electrode signal output from the detection electrode, and the AC signal is sampled and held by a sampling signal, and is switched to a reference potential before and after the sample and hold period. , The flow signal can be sampled without error. Further, it is possible to contribute to improvement of S / N while maintaining power saving.
【００６８】第２請求項に記載された発明によれば、第
１請求項に記載された発明の効果に加えて、静電容量形
として構成したので電極容量が非常に小さく測定流体中
に発生する渦電流による電極インピーダンスの充放電の
時定数が十分に小さくなり、このため微分ノイズの減衰
が速くなり短いサンプリング幅で微分ノイズを除去しな
がら信号を検出でき、励磁の繰り返し周期の短い速い応
答を確保することができる。According to the second aspect of the present invention, in addition to the effect of the first aspect, since the electrode is configured as a capacitance type, the electrode capacity is extremely small and is generated in the measurement fluid. The time constant of the charging and discharging of the electrode impedance due to the eddy current is sufficiently small, so the differential noise decay is fast, and the signal can be detected while removing the differential noise with a short sampling width, and the response is short with a short repetition cycle of excitation. Can be secured.
【００６９】第５請求項に記載された発明によれば、高
電圧を励磁コイルに印加し励磁コイルで立ち上がる励磁
電流を適当なタイミングでオフとして三角波或いは擬似
三角波を作ることができるので、励磁で消費される電力
を小さくすることができる。According to the fifth aspect of the present invention, a triangular wave or a pseudo triangular wave can be produced by applying a high voltage to the exciting coil and turning off the exciting current rising at the exciting coil at an appropriate timing. Power consumption can be reduced.
【００７０】第６請求項に記載された発明によれば、サ
ンプリング信号と参照電圧との比率を演算する構成であ
るので、励磁電流の変動によるスパン誤差を容易に除去
することができる。According to the sixth aspect of the invention, since the ratio between the sampling signal and the reference voltage is calculated, a span error due to a change in the exciting current can be easily removed.
【００７１】第７請求項に記載された発明によれば、サ
ンプルスイッチの切換周期を交流信号側に対して参照電
圧側を数分の１とする構成であるので、流量変化に対す
る応答を速くすることができる。According to the seventh aspect of the invention, since the switching period of the sample switch is set to a fraction of the reference voltage side with respect to the AC signal side, the response to the flow rate change is made faster. be able to.
【００７２】第８請求項に記載された発明によれば、サ
ンプリング幅に対応する期間、つまり励磁期間にのみ電
源電圧を供給することができるので、全体として省電力
を達成することが容易である。According to the eighth aspect of the present invention, since the power supply voltage can be supplied only during the period corresponding to the sampling width, that is, during the excitation period, it is easy to achieve power saving as a whole. .
【図１】本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of one embodiment of the present invention.
【図２】図１に示す励磁回路の構成を示す回路図であ
る。FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of an excitation circuit shown in FIG.
【図３】図１に示す実施例の動作を説明する波形図であ
る。FIG. 3 is a waveform chart for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 1;
【図４】図２に示す励磁回路の動作を説明する波形図で
ある。FIG. 4 is a waveform chart for explaining the operation of the excitation circuit shown in FIG. 2;
【図５】図１に示す励磁回路を含む直流電源の構成を示
す電源回路図である。5 is a power supply circuit diagram showing a configuration of a DC power supply including the excitation circuit shown in FIG.
【図６】図１に示す励磁電流の他の波形を説明する波形
図である。FIG. 6 is a waveform chart for explaining another waveform of the exciting current shown in FIG. 1;
【図７】図１に示す実施例に対する変形実施例の構成を
示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a modification of the embodiment shown in FIG. 1;
【図８】図１に示す実施例に対する他の変形実施例の構
成を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of another modification of the embodiment shown in FIG. 1;
１０ 導管 １１ａ、１１ｂ 検出電極 １２ 前置増幅器 １３ ハイパスフイルタ １５ ホールド回路 １７ 信号処理部 １９ タイミング回路 ２０ 励磁回路 ２１ レイジコイル ２２ 電源回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Conduit 11a, 11b Detection electrode 12 Preamplifier 13 High pass filter 15 Hold circuit 17 Signal processing unit 19 Timing circuit 20 Excitation circuit 21 Rage coil 22 Power supply circuit
Claims (8)
極を介して前記流量に対応する流量信号を出力する電磁
流量計において、 励磁期間が非励磁期間より短かく間欠的に励磁電流を流
して前記測定流体に磁場を印加する励磁手段と、前記検
出電極から出力される電極間信号を交流結合して交流信
号を得る交流結合手段と、前記交流信号を前記励磁期間
の前後を含むサンプリング幅を持つサンプリング信号で
サンプルホールドしてこれを第１ホールド信号として出
力する第１サンプルホールド手段と、前記サンプルホー
ルドする期間の前後において基準電位に切り換える切換
手段と、前記ホールド信号を用いて信号処理し前記流量
信号として出力する信号処理手段とを具備することを特
徴とする電磁流量計。1. An electromagnetic flowmeter for converting a flow rate of a measurement fluid into an electric signal and outputting a flow rate signal corresponding to the flow rate via a detection electrode, wherein an excitation period is shorter than a non-excitation period and an excitation current is intermittently reduced. Exciting means for flowing and applying a magnetic field to the measurement fluid; AC coupling means for AC coupling an inter-electrode signal output from the detection electrode to obtain an AC signal; and sampling the AC signal including before and after the excitation period. First sample and hold means for sampling and holding with a sampling signal having a width and outputting this as a first hold signal, switching means for switching to a reference potential before and after the sample and hold period, and signal processing using the hold signal And a signal processing means for outputting the flow rate signal.
を検出することを特徴とする請求項１記載の電磁流量
計。2. The electromagnetic flow meter according to claim 1, wherein the detection electrode detects a flow signal via a capacitance.
号を検出することを特徴とする請求項１記載の電磁流量
計。3. The electromagnetic flowmeter according to claim 1, wherein the detection electrode contacts a measurement fluid to detect a flow signal.
交流信号と基準電位を切り換える第１切換手段と、前記
サンプルホールドした後のタイミングで第２切換信号に
より前記ホールド信号と前記基準電位を切り換える第２
切換手段よりなることを特徴とする請求項１又は請求項
２又は請求項３記載の電磁流量計。4. The switching means comprises: first switching means for switching between the AC signal and a reference potential according to a first switching signal; and switching the hold signal and the reference potential according to a second switching signal at a timing after the sample and hold. 2nd to switch
4. The electromagnetic flowmeter according to claim 1, further comprising switching means.
角波とすることを特徴とする請求項１記載又は請求項２
又は請求項３記載の電磁流量計。5. The waveform of the exciting current is a triangular wave or a pseudo triangular wave.
Or the electromagnetic flowmeter according to claim 3.
参照電圧にサンプルスイッチにより切り換えて前記サン
プリング信号でサンプルホールドしてこれを第２ホール
ド信号として出力する第２サンプルホールド手段と、前
記第１・第２ホールド信号を用いて前記参照電圧と前記
交流信号との比率を演算する比率演算手段とを具備する
ことを特徴とする請求項１又は請求項２又は請求項３記
載の電磁流量計。6. A second sample-and-hold means for switching from the AC signal to a reference voltage proportional to the exciting current by a sample switch, sampling and holding with the sampling signal, and outputting this as a second hold signal; 4. The electromagnetic flow meter according to claim 1, further comprising a ratio calculation unit configured to calculate a ratio between the reference voltage and the AC signal using a second hold signal. 5.
流信号側に対して前記参照電圧側を数分の１とすること
を特徴とする請求項６記載の電磁流量計。7. The electromagnetic flowmeter according to claim 6, wherein the switching period of the sample switch is set to a fraction of the reference voltage side with respect to the AC signal side.
み前記信号処理手段の前段のアナログ信号処理部分にの
み電源電圧を供給する電源供給手段を具備することを特
徴とする請求項１又は請求項２又は請求項３記載の電磁
流量計。8. A power supply means for supplying a power supply voltage only to an analog signal processing portion preceding said signal processing means only during a period substantially corresponding to said sampling width. Or the electromagnetic flowmeter according to claim 3.
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