JPH1169799A - 過電流保護回路 - Google Patents
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- JPH1169799A JPH1169799A JP9228218A JP22821897A JPH1169799A JP H1169799 A JPH1169799 A JP H1169799A JP 9228218 A JP9228218 A JP 9228218A JP 22821897 A JP22821897 A JP 22821897A JP H1169799 A JPH1169799 A JP H1169799A
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Abstract
応答性の早い過電流保護回路の提供を目的とする。 【解決手段】 スイッチング電源に設けられる過電流
保護回路は、電流検出手段と、電圧重畳手段と、ドライ
ブパルスを狭める手段とから構成される。電流検出手段
は、スイッチング電源の回路電流を検出して電圧に変換
する。電圧重畳手段は一定の電圧を発生し、電流検出手
段によって変換された検出電圧に重畳する。一定の電圧
が重畳された検出電圧は、ドライブパルスを狭める手段
を構成するトランジスタのベ−スとエミッタの間に印加
される。スイッチング電源に過電流が流れるとトランジ
スタがタ−ンオンし、トランジスタに電流が流れる。こ
の結果、スイッチング電源に設けられたスイッチ素子を
パルス幅変調制御するためのPWM用ICに設けられた
最大デュ−ティ−比の設定端子の印加電圧が低下し、過
電流が抑制される。
Description
の過電流保護回路に関するものである。
れるスイッチング電源は絶縁型と非絶縁型のスイッチン
グ電源に大別されるが、説明の便宜上、絶縁型のスイッ
チング電源を例示として説明する。
第一のコイルを入力側とする入力回路と、コアを介して
第一のコイルと磁気的に結合された二次側の第二のコイ
ルを出力側とする出力回路とから構成される。
と、スイッチ素子と、制御回路とから構成される。
流は、スイッチ素子を制御回路によってオン・オフ制御
することによって断続される。この結果、第一のコイル
と磁気結合された第二のコイルには交流電圧が発生す
る。この交流電圧は、出力回路に設けられた整流回路お
よび平滑回路によって直流の出力電圧として取り出され
て、負荷に供給される。
IC(以下、PWM用ICという)が使用される。PW
M用ICは、通常、エラ−アンプと、三角波発生器と、
コンパレ−タとを基本に構成される。
から取り出される出力電圧Voutがフィ−ドバックさ
れ、非反転入力端子には一定の基準電圧が印加される。
三角波発生器は、例えば20KHz〜2MHzの基本三
角波を出力する。コンパレ−タの反転入力端子には基本
三角波が入力され、非反転入力端子にはエラ−アンプに
よって増幅された増幅電圧Vampが入力される。コン
パレ−タは基本三角波と増幅電圧Vampとの電圧を比
較し、増幅電圧Vampよりも基本三角波が大きくなる
期間において、スイッチ素子をオン制御するためのドラ
イブパルスを発生する。従って、図5(a)乃至(c)
のように、増幅電圧Vamp1が大きい場合にはドライ
ブパルスのパルス幅が狭くなり、増幅電圧Vamp2が
小さい場合にはドライブパルスのパルス幅が広くなる。
この結果、スイッチ素子のオン期間が可変され、出力回
路から取り出される出力電圧Voutは一定にパルス幅
変調制御される。
角波の周波数と同じ周波数である。また、PWM用IC
では、ドライブパルスの周期に対するドライブパルスの
パルス幅の割合、すなわちデュ−ティ−比が定まってい
る。さらに、PWM用ICに設けられたデュ−ティ−比
の設定端子に印加される電圧を小さくすることにより、
デュ−ティ−比を小さくすることができる。
が設けられていない場合も多く、この場合は、スイッチ
ング電源に過電流保護回路が別途設けられる。図6を用
いて、過電流保護回路が設けられたスイッチング電源に
ついて、共振リセットフォワ−ド型のスイッチング電源
を例示に具体的に説明する。
トランス1の一次側の第一のコイル1Aと、直流電源2
と、スイッチ素子3と、PWM用IC4のほかに、過電
流保護回路5が接続される。
子3としてMOSFET(Metal Oxide Semiconductor
Field Effect Transistor)や、IGBT(Insulated G
ateBipolar Transistor)や、バイポ−ラトランジスタ
が用いられる。このため、以下の説明では、スイッチ素
子3としてMOSFETを用いた場合を例示して説明す
る。
電圧側に接続され、他端はMOSFET3のドレインD
に接続される。MOSFET3のソ−スSは、過電流保
護回路5を介して直流電源2の負電圧側に接続される。
MOSFET3のゲ−トGは、PWM用IC4のゲ−ト
ドライブ端子T1に接続される。また、PWM用IC4
のグランド端子T2は、直流電源2の負電圧側に接続さ
れる。
コンパレ−タ7と、比較基準電源8と、抵抗9とから構
成される。
のソ−スSに接続されるとともに、コンパレ−タ7の反
転入力端子に接続される。また、電流検出抵抗6の他端
は、直流電源2の負電圧側に接続される。コンパレ−タ
7の非反転入力端子は比較基準電源8の正電圧側に接続
され、比較基準電源8の負電圧側は直流電源2の負電圧
側に接続される。コンパレ−タ7のオ−プンコレクタ
は、PWM用IC4に設けられたPWM用IC4の最大
デュ−ティ−比の設定端子T3に接続されるとともに、
抵抗9を介して一定電圧の基準電源Vsに接続される。
ンデンサ10が並列接続され、電流検出抵抗6によって
検出される電流に含まれる高周波成分がコンデンサ10
でバイパスされる。この結果、高周波成分による過電流
保護回路5の誤動作が抑制される。また、PWM用IC
4に一定電圧の出力端子Tsが設けられているならば、
コンパレ−タ7のオ−プンコレクタは抵抗9を介して出
力端子Tsに直接接続しても良い。さらに、比較基準電
源8は、出力端子Tsの一定電圧を抵抗で分圧して形成
しても良い。
流用ダイオ−ド11と、フライホイ−ルダイオ−ド12
と、チョ−クコイル13と、平滑コンデンサ14とから
構成される。
一のコイル1Aと磁気的に結合される。第二のコイル1
Bの一端には出力整流用ダイオ−ド11のカソ−ドが接
続される。出力整流用ダイオ−ド11のアノ−ドにはフ
ライホイ−ルダイオ−ド12のアノ−ドが接続され、フ
ライホイ−ルダイオ−ド12のカソ−ドは第二のコイル
1Bの他端に接続される。また、出力整流用ダイオ−ド
11のアノ−ドにはチョ−クコイル13の一端が接続さ
れ、チョ−クコイル13の他端はコンデンサ14を介し
てフライホイ−ルダイオ−ド12のカソ−ドに接続され
る。また、フライホイ−ルダイオ−ド12のカソ−ド
は、PWM用IC4のフィ−ドバック端子T4に接続さ
れる。
が接続される。
する。
−スSを流れるソ−ス電流Isに比例した電圧が発生す
る。コンパレ−タ7は、電流検出抵抗6の両端電圧V6
と、比較基準電源8の基準電圧V8とを比較する。
流値以下の場合は、両端電圧V6が基準電圧V8よりも
小さくなり、コンパレ−タ7はオフ状態に維持される。
このため、基準電源Vsから、抵抗9およびコンパレ−
タ7のオ−プンコレクタを介してコンパレ−タ7に電流
が流れない。従って、PWM用IC4のデュ−ティ−比
の設定端子T3の電圧は基準電源Vsと同じ電圧に保た
れ、PWM用IC4のデュ−ティ−比は一定に維持され
る。
流値以上の場合、すなわちFET3のソ−スSに過電流
が流れると両端電圧V6が基準電圧V8よりも大きくな
り、コンパレ−タ7はタ−ンオンする。この結果、基準
電源Vsから、抵抗9およびコンパレ−タ7のオ−プン
コレクタを介してコンパレ−タ7に電流が流れる。従っ
て、PWM用IC4のデュ−ティ−比の設定端子T3の
電圧は、基準電源Vsの電圧よりも抵抗9の電圧降下分
だけ低い電圧となる。このため、PWM用IC4のデュ
−ティ−比は小さく設定され、MOSFETをオン制御
するためのドライブパルスのパルス幅が狭まる。この結
果、MOSFET3のソ−スSに流れる過電流が抑制さ
れる。
ドライブ端子T1から出力されるドライブパルスによっ
てオン制御され、第一のコイル1Aには電流が断続的に
流れる。この結果、第二のコイル1Bには交流電圧が発
生し、この交流電圧は出力整流用ダイオ−ド11とフラ
イホイ−ルダイオ−ド12によって半波整流された後、
チョ−クコイル13と平滑コンデンサ14とによって平
滑化され、負荷15に直流の出力電圧Voutとして供
給される。
スイッチング電源を小型化するため、数百〜数MHzの
比較的高いスイッチング周波数で動作をするスイッチ素
子が使用され場合もある。
保護回路の場合、使用するコンパレ−タの応答時間が遅
いとスイッチング電源に過電流が流れてもすぐに追従す
ることができず、図7(a)に示すように、出力電流と
出力電圧の関係は裾野を引いた曲線を描いて減少する。
このため、スイッチング電源に流れる出力電流の最大値
が大きくなり、入力回路および出力回路を構成する電子
部品における発熱が大きくなるという問題が生じる。
に応答時間の早いコンパレ−タを使用すると、図7
(b)に示すように、スイッチング電源に過電流が流れ
た際の出力電流と出力電圧の関係はほぼ垂直の曲線を描
いて減少する。このため、過電流に対する応答性が極め
て良くなる。しかし、一般的に応答時間の早いコンパレ
ータは値段が高く、かつコンパレータの消費電力が大き
いという問題がある。このため、スイッチング電源のコ
ストが高くなるとともに、エネルギ−ロスという問題が
生じる。
の過電流保護回路の提供を目的とする。
決するため、次のように構成される。すなわち、第一
に、スイッチ素子と、該スイッチ素子をパルス幅変調制
御するドライブパルスを発生し、該ドライブパルスの最
大デュ−ティ−比を印加電圧を低下させることにより小
さく設定する設定端子を有するPWM用ICと、前記ス
イッチ素子のオン・オフ制御によって発生する交流電圧
を整流する出力整流ダイオ−ドとを備えたスイッチング
電源に設けられた過電流保護回路において、前記スイッ
チ素子あるいは出力整流ダイオ−ドに流れる回路電流を
検出する電流検出手段と、該電流検出手段によって検出
される検出電圧に一定電圧を重畳するため一端側に第一
の電圧原源が接続された電圧重畳手段と、前記スイッチ
素子のドライブパルス幅を狭める手段とを備え、該ドラ
イブパルス幅を狭める手段は過電流が流れた際に前記電
流検出手段によって検出される検出電圧に前記一定電圧
が重畳された電圧によってオン制御されるトランジスタ
と該トランジスタのコレクタと第二の電圧源との間に接
続された抵抗とを有し、前記トランジスタがオンすると
該抵抗の電圧降下により前記PWM用ICの設定端子の
電圧を低下させるものである。
いは出力整流ダイオ−ドに流れる回路電流を検出し、電
圧に変換する。電圧重畳手段は一定の電圧を発生する。
電圧重畳手段によって発生した電圧は、電流検出手段に
よって変換された電圧に重畳され、ドライブパルス幅を
狭める手段に設けられたトランジスタのベ−スとエミッ
タ間に印加される。
に過電流が流れると、電流検出手段によって変換された
電圧が大きくなり、トランジスタはタ−ンオンする。こ
のため、ドライブパルス幅を狭める手段には、第二の電
源から抵抗を介してトランジスタに電流が流れ、抵抗に
は電圧降下が発生する。この結果、PWM用ICのデュ
−ティ−比の設定端子の電圧が小さくなり、スイッチ素
子のドライブパルス幅が狭められる。
段はダイオ−ドを有し、該ダイオ−ドの順方向降下電圧
が一定電圧として、電流検出手段によって検出される検
出電圧に重畳されるものである。
電圧が発生する。この電圧が一定電圧として、電流検出
手段によって検出される検出電圧に重畳される。
は、電流検出抵抗で構成されたものである。
に流れる回路電流により、電流検出抵抗の両端に検出電
圧が発生する。
は、カレントトランスと、該カレントトランスの二次コ
イルの両端に接続された抵抗とから構成されたものであ
る。
に流れる回路電流によってカレントトランスの一次コイ
ルに電圧が発生する。カレントトランスの二次コイルに
は一次コイルに発生した電圧に比例した電圧が誘起さ
れ、抵抗の両端電圧は誘起された電圧と等しくなる。
電圧重畳手段の一端側に接続される第一の電圧源を、直
流電源としたものである。
時電流が流れて、一定の電圧を発生する。
電圧重畳手段の一端側が接続される第一の電圧源を、ス
イッチ素子のオン信号と同期するパルス電源としたもの
である。
は、スイッチ素子のオン信号に同期して電流が流れ、ス
イッチ素子のオン期間にのみ一定電圧を発生する。
振リセットフォワ−ド型のスイッチング電源に設けられ
た過電流保護回路について説明する。なお、従来の過電
流保護回路と同じ構成部分は、同じ番号を用いて説明す
る。また、共振リセットフォワ−ド型のスイッチング電
源については従来例で説明したので、同じ構成部分は同
じ番号を用いて説明は省略する。
と、電圧重畳手段18と、ドライブパルス幅を狭める手
段19とから構成される。
って構成される。電流検出抵抗6の一端はMOSFET
3のソ−スSに接続されるとともに、他端は直流電源2
の負電圧側に接続される。
−ド21とから構成される。ダイオ−ド21のカソ−ド
はMOSFET3のソ−スSに接続され、アノ−ドは抵
抗20を介して直流電源である第一の基準電源Vs1に
接続される。
PN型のトランジスタ22と、抵抗23とから構成され
る。トランジスタ22のベ−スBはダイオ−ド21のア
ノ−ドに接続され、エミッタEは直流電源2の負電圧側
に接続される。また、コレクタCは、PWM用IC4の
デュ−ティ−比の設定端子T3に接続されるとともに、
抵抗23を介して直流電源である第二の基準電源Vs2
に接続される。
ンデンサ10が並列接続される。電流検出抵抗6に流れ
る電流に含まれる高周波成分は、コンデンサ10にバイ
パスされる。この結果、高周波成分による過電流保護回
路16の誤動作が抑制される。また、PWM用IC4に
一定電圧の出力端子Ts1、Ts2が設けられていれ
ば、ダイオ−ド21のアノ−ドは抵抗20を介して出力
端子Ts1に直接接続しても良く、また、トランジスタ
22のコレクタCは抵抗23を介して出力端子Ts2に
直接接続しても良い。
る。
3のソ−スSを流れるソ−ス電流Isに比例した電圧が
発生する。
20と、ダイオ−ド21と、電流検出抵抗6を介して常
に電流が流れる。この結果、ダイオ−ド21のアノ−ド
とカソ−ドの間には、ダイオ−ド21の順方向降下電圧
V21が発生する。一方、抵抗20の抵抗値は、電流検
出抵抗6の抵抗値に比べてかなり大きく設定される。こ
のため、電流検出抵抗6に発生する電圧は極めて小さ
く、無視することができる。
エミッタEの間には、電流検出抵抗6による検出電圧V
6に、ダイオ−ド21の順方向降下電圧V21を重畳し
た電圧が印加される。
場合、トランジスタ22をタ−ンオンさせるために必要
なベ−スBとエミッタEの間のオン電圧は、約0.6V
である。スイッチング電源が正常動作してMOSFET
3のソ−スSを流れるソ−ス電流が正常値の場合、両端
電圧V6に順方向電圧降下電圧V21を重畳した電圧が
約0.6V以下となり、トランジスタ22はオフ状態に
維持される。従って、第二の基準電源Vs2から抵抗2
3を介して、トランジスタ22に電流が流れない。この
結果、PWM用IC4のデュ−ティ−比の設定端子T3
の電圧は第二の基準電源Vs2と同じ電圧に保たれ、P
WM用のIC4のデュ−ティ−は一定に維持される。
て、両端電圧V6に順方向降下電圧V21を重畳した電
圧が約0.6V以上となると、トランジスタ22はタ−
ンオンする。この結果、第二の基準電源Vs2から、抵
抗23およびトランジスタ22を経て電流が流れ、PW
M用IC4のデュ−ティ−比の設定端子T3の電圧は第
二の基準電源Vs2の一定電圧から抵抗23の電圧降下
分だけ低い電圧となる。このため、MOSFET3をオ
ン制御するためのドライブパルスのパルス幅が狭まる結
果、PWM用IC4のデュ−ティ−比は小さくなり、M
OSFET3のソ−スSに流れる過電流は抑制される。
の間には両端電圧V6に順方向降下電圧V21を重畳し
た電圧が印加され、トランジスタ22はオン・オフ制御
される。このため、電流検出抵抗6の両端に発生するピ
−ク電圧値は、従来の約0.6Vより小さくて良い。従
って、電流検出抵抗6の抵抗値を小さく設定することが
できる。このため、MOSFET3のソ−スSに流れる
電流によって電流検出抵抗6に発生する導通損失は小さ
くなる。一方、第一の基準電源Vs1から、抵抗20
と、ダイオ−ド21と、電流検出抵抗6を介して常に流
れる電流は、MOSFET3のソ−スSに流れる電流と
比べて小さい。このため、抵抗20で発生する導通損失
は小さく、スイッチング電源全体としてみると導通損失
が低減される。
ためベ−スBとエミッタEの間に印加されるオン電圧は
トランジスタ22の環境温度によって変化し、環境温度
が常温よりも高くなるにつれてオン電圧は小さくなる。
電流検出抵抗6で検出される過電流の電流値は、(オン
電圧/電流検出抵抗6の抵抗値)によって定まる。従っ
て、トランジスタ22が置かれた環境温度が常温よりも
高くなると、電流検出抵抗6によって検出される過電流
の電流値は小さくなる。
圧と同様、ダイオ−ド21の順方向降下電圧V21も環
境温度によって変化する。このため、トランジスタ22
の近傍にダイオ−ド21を実装すると両者は同じ環境温
度で動作し、トランジスタ22のオン電圧が小さくなる
と同時に、検出電圧V6に重畳されるダイオ−ド21の
順方向降下電圧V21も小さくなる。このため、トラン
ジスタ22とダイオ−ド21の温度ドリフトが互いに打
ち消しあって、過電流保護回路16における温度ドリフ
トは小さくなる。
た場合でも、一定の電流値以上、例えばスイッチング電
源の最大定格電流値の約110%を過電流として過電流
保護回路16を動作させるためには、常温における電流
検出抵抗6によって検出される過電流の電流値を高めに
設定する必要がない。従って、入力回路および出力回路
を構成する電子部品における発熱を小さく抑えることが
できる。
ため、ダイオ−ド21の順方向降下電圧V21はトラン
ジスタ22のオン電圧より小さく設定される。このた
め、過電流保護回路16に使用されるダイオ−ド21
は、順方向降下電圧が小さいショットキ−バリアダイオ
−ドが最適である。
抗6によって構成される場合に限られない。図2を用い
て、他の過電流検出手段24について説明する。
25と、抵抗26とから構成される。カレントトランス
25の一次コイル25Aの一端はMOSFET3のソ−
スSに接続され、他端は直流電源2の負電圧側に接続さ
れる。一次コイル25Aと磁気結合される二次コイル2
5Bの一端は、電圧重畳手段18を構成するダイオ−ド
21のカソ−ドに接続され、他端は直流電源2の負電圧
側に接続される。また、二次コイル25Bの両端には、
抵抗26が並列接続される。
電流Isによって、一次コイル25Aに電圧が発生す
る。さらに、一次コイル25Aとコア25Cを介して磁
気結合された二次コイル25Bには、一次コイル25A
に発生した電圧に比例した電圧が誘起される。この結
果、抵抗26の両端に発生する電圧は、二次コイル25
Bに誘起される電圧と等しくなる。
20と、ダイオ−ド21と、抵抗26を介して常に電流
が流れ、ダイオ−ド21のアノ−ドとカソ−ドの間には
ダイオ−ド21の順方向降下電圧V21が発生する。従
って、トランジスタ22のベ−スBとエミッタEの間に
は抵抗26の両端電圧にダイオ−ド21の順方向降下電
圧V21が重畳された電圧が印加される。スイッチング
電源に過電流が流れると、抵抗26の両端電圧に順方向
降下電圧V21が重畳された電圧が約0.6V以上とな
り、トランジスタ22はオン制御される。この結果、P
WM用IC4のデュ−ティ−比は小さくなり、MOSF
ET3のソ−スSに流れる過電流は抑制される。
第一の基準電源Vs1から、抵抗20と、ダイオ−ド2
1と、電流検出抵抗6を介して常に電流が流れるので、
抵抗20と、ダイオ−ド21と、電流検出抵抗6におい
ても僅かながら導通損失が発生する。従って、導通損失
を低減させるため、第一の基準電源Vs1の代わりにパ
ルス電源を用いた場合について説明する。
ド21のアノ−ドは、抵抗20を介して、MOSFET
3のゲ−トに直接接続される。このため、MOSFET
3のオン期間にのみ、抵抗20と、ダイオ−ド21と、
電流検出抵抗6を介して電流を流れ、ダイオ−ド21の
アノ−ドとカソ−ドの間に順方向降下電圧V21が発生
する。従って、MOSFET3のオフ期間には、抵抗2
0と、ダイオ−ド21と、電流検出抵抗6の経路には電
流が流れないため、導通損失が低減される。
ランス25を用いた場合においても同様の効果が得られ
る。
のソ−スSと直流電源2の負電圧側の間に接続すること
なく、整流ダイオ−ド11の両端等に接続して、スイッ
チング電源の出力回路に流れる回路電流を検出しても良
い。電流検出手段17を整流ダイオ−ド11のアノ−ド
とフライホイ−ルダイオ−ド12のアノ−ドの間に接続
した場合を、図4に示す。この場合、スイッチング電源
の入力回路と出力回路との電気的絶縁をはかるため、P
WM用IC4のゲ−トドライブ端子T1から出力される
ドライブパルスはドライブトランス27を介してFET
3のゲ−トGに供給される。なお、ドライブトランス2
7の代わりに、光結合によるフォトカプラ−等を使用し
ても良い。この回路構成における回路動作は、図1のM
OSFET3のソ−スSと直流電源2の負電圧側の間に
電流検出手段17を接続した場合と同じであり説明は省
略する。
縁型のスイッチング電源に設けられた場合について説明
したが、PWM用ICを用いてオン・オフ制御されるス
イッチ素子を有する非絶縁型のスイッチング電源であっ
ても同様に使用することができる。
構成されるので、応答性の早い高価なコンパレ−タを使
用することなく、簡易な回路構成で過電流保護回路を形
成することができる。このため、過電流保護回路を設け
たスイッチング電源を安価に製造することができる。
作をするスイッチ素子を用いたスイッチング電源におい
ても過電流に対する応答性が良いため、過電流が流れた
としても出力電流と出力電圧との関係は、裾野を引くこ
となくほぼ垂直に出力電流が垂下する。この結果、スイ
ッチ素子のスイッチング周波数ごとに発生する回路電流
を検出して正常状態を維持するパルスバイパルス制御を
行うことができ、入力回路および出力回路を構成する電
子部品における熱の発生を小さく抑えることができる。
従って、スイッチング電源が組み込まれた電子回路の温
度上昇が押さえられ、温度上昇に伴う電子回路の誤動作
が低減される。
検出電圧に、電圧重畳手段におけるダイオ−ドの順方向
降下電圧を重畳した電圧によって、ドライブパルス幅を
狭める手段を動作させる。このため、従来に比べて、本
発明の過電流保護回路に用いられる電流検出手段のイン
ピ−ダンスを小さく設定することができ、スイッチング
電源が定常状態で動作している際の導通損失を小さく抑
えることができる。
ン電圧の温度ドリフトと、ダイオ−ドの順方向降下電圧
の温度ドリフトが、互いに打ち消し合うように回路が構
成されているので、温度ドリフトを小さく抑えることが
できる。このため、常温における最大定格電流値と過電
流との差を小さい値に設定することができ、スイッチン
グ電源の入力回路および出力回路を構成する電子部品に
おける熱の発生を小さく抑えることができる。
源に設けた回路図である。
出手段を、他の過電流検出手段におきかえたスイッチン
グ電源の回路図である。
印加される直流電源をパルス電源としたスイッチング電
源の回路図である。
たスイッチング電源の回路図である。
ことにより、PWM用ICから出力されるドライブパル
スのパルス幅が変わることを示す図である。
に設けた回路図である。
ける出力電圧と出力電流の関係を示す図であり、図7
(a)は過電流保護回路の応答が遅い場合を示し、図7
(b)は過電流保護回路の応答が早い場合を示す。
Claims (6)
- 【請求項1】 スイッチ素子と、該スイッチ素子をパル
ス幅変調制御するドライブパルスを発生し、該ドライブ
パルスのデュ−ティ−比を印加電圧を低下させることに
より小さく設定する設定端子を有するPWM用制御回路
と、前記スイッチ素子のオン・オフ制御によって発生す
る交流電圧を整流する出力整流ダイオ−ドとを備えたス
イッチング電源に設けられた過電流保護回路において、
前記スイッチ素子あるいは出力整流ダイオ−ドに流れる
回路電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段に
よって検出される検出電圧に一定電圧を重畳するため一
端側に第一の電圧原源が接続された電圧重畳手段と、前
記スイッチ素子のドライブパルス幅を狭める手段とを備
え、該ドライブパルス幅を狭める手段は過電流が流れた
際に前記電流検出手段によって検出される検出電圧に前
記一定電圧が重畳された電圧によってオン制御されるト
ランジスタと該トランジスタのコレクタと第二の電圧源
との間に接続された抵抗とを有し、前記トランジスタが
オンすると該抵抗の電圧降下により前記PWM用制御回
路の設定端子の電圧を低下させることを特徴とする過電
流保護回路。 - 【請求項2】 電圧重畳手段はダイオ−ドを有し、該ダ
イオ−ドの順方向降下電圧が一定電圧として、電流検出
手段によって検出される検出電圧に重畳されることを特
徴とする請求項1記載の過電流保護回路。 - 【請求項3】 電流検出手段は、電流検出抵抗であるこ
とを特徴とする請求項1記載の過電流保護回路。 - 【請求項4】 電流検出手段は、カレントトランスと、
該カレントトランスの二次コイルの両端に接続された抵
抗とから構成されることを特徴とする請求項1記載の過
電流保護回路。 - 【請求項5】 電圧重畳手段の一端側に接続された第一
の電圧源は、直流電源であることを特徴とする請求項1
から請求項4記載のいずれかの過電流保護回路。 - 【請求項6】 電圧重畳手段の一端側に接続された第一
の電圧源は、スイッチ素子のオン信号と同期するパルス
電源としたことを特徴とする請求項1から請求項4記載
のいずれかの過電流保護回路。
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