JPH1169799A - 過電流保護回路 - Google Patents
過電流保護回路Info
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- JPH1169799A JPH1169799A JP9228218A JP22821897A JPH1169799A JP H1169799 A JPH1169799 A JP H1169799A JP 9228218 A JP9228218 A JP 9228218A JP 22821897 A JP22821897 A JP 22821897A JP H1169799 A JPH1169799 A JP H1169799A
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- power supply
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング電源に設けられる、安価で、
応答性の早い過電流保護回路の提供を目的とする。 【解決手段】 スイッチング電源に設けられる過電流
保護回路は、電流検出手段と、電圧重畳手段と、ドライ
ブパルスを狭める手段とから構成される。電流検出手段
は、スイッチング電源の回路電流を検出して電圧に変換
する。電圧重畳手段は一定の電圧を発生し、電流検出手
段によって変換された検出電圧に重畳する。一定の電圧
が重畳された検出電圧は、ドライブパルスを狭める手段
を構成するトランジスタのベ−スとエミッタの間に印加
される。スイッチング電源に過電流が流れるとトランジ
スタがタ−ンオンし、トランジスタに電流が流れる。こ
の結果、スイッチング電源に設けられたスイッチ素子を
パルス幅変調制御するためのＰＷＭ用ＩＣに設けられた
最大デュ−ティ−比の設定端子の印加電圧が低下し、過
電流が抑制される。
応答性の早い過電流保護回路の提供を目的とする。 【解決手段】 スイッチング電源に設けられる過電流
保護回路は、電流検出手段と、電圧重畳手段と、ドライ
ブパルスを狭める手段とから構成される。電流検出手段
は、スイッチング電源の回路電流を検出して電圧に変換
する。電圧重畳手段は一定の電圧を発生し、電流検出手
段によって変換された検出電圧に重畳する。一定の電圧
が重畳された検出電圧は、ドライブパルスを狭める手段
を構成するトランジスタのベ−スとエミッタの間に印加
される。スイッチング電源に過電流が流れるとトランジ
スタがタ−ンオンし、トランジスタに電流が流れる。こ
の結果、スイッチング電源に設けられたスイッチ素子を
パルス幅変調制御するためのＰＷＭ用ＩＣに設けられた
最大デュ−ティ−比の設定端子の印加電圧が低下し、過
電流が抑制される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
の過電流保護回路に関するものである。
の過電流保護回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電子機器の回路駆動用電源として用いら
れるスイッチング電源は絶縁型と非絶縁型のスイッチン
グ電源に大別されるが、説明の便宜上、絶縁型のスイッ
チング電源を例示として説明する。
れるスイッチング電源は絶縁型と非絶縁型のスイッチン
グ電源に大別されるが、説明の便宜上、絶縁型のスイッ
チング電源を例示として説明する。
【０００３】スイッチング電源は、トランスの一次側の
第一のコイルを入力側とする入力回路と、コアを介して
第一のコイルと磁気的に結合された二次側の第二のコイ
ルを出力側とする出力回路とから構成される。
第一のコイルを入力側とする入力回路と、コアを介して
第一のコイルと磁気的に結合された二次側の第二のコイ
ルを出力側とする出力回路とから構成される。
【０００４】入力回路は、第一のコイルと、直流電源
と、スイッチ素子と、制御回路とから構成される。
と、スイッチ素子と、制御回路とから構成される。
【０００５】直流電源から第一のコイルに供給される電
流は、スイッチ素子を制御回路によってオン・オフ制御
することによって断続される。この結果、第一のコイル
と磁気結合された第二のコイルには交流電圧が発生す
る。この交流電圧は、出力回路に設けられた整流回路お
よび平滑回路によって直流の出力電圧として取り出され
て、負荷に供給される。
流は、スイッチ素子を制御回路によってオン・オフ制御
することによって断続される。この結果、第一のコイル
と磁気結合された第二のコイルには交流電圧が発生す
る。この交流電圧は、出力回路に設けられた整流回路お
よび平滑回路によって直流の出力電圧として取り出され
て、負荷に供給される。
【０００６】制御回路としては一般に、パルス幅変調用
ＩＣ（以下、ＰＷＭ用ＩＣという）が使用される。ＰＷ
Ｍ用ＩＣは、通常、エラ−アンプと、三角波発生器と、
コンパレ−タとを基本に構成される。
ＩＣ（以下、ＰＷＭ用ＩＣという）が使用される。ＰＷ
Ｍ用ＩＣは、通常、エラ−アンプと、三角波発生器と、
コンパレ−タとを基本に構成される。
【０００７】エラ−アンプの反転入力端子には出力回路
から取り出される出力電圧Ｖｏｕｔがフィ−ドバックさ
れ、非反転入力端子には一定の基準電圧が印加される。
三角波発生器は、例えば２０ＫＨｚ〜２ＭＨｚの基本三
角波を出力する。コンパレ−タの反転入力端子には基本
三角波が入力され、非反転入力端子にはエラ−アンプに
よって増幅された増幅電圧Ｖａｍｐが入力される。コン
パレ−タは基本三角波と増幅電圧Ｖａｍｐとの電圧を比
較し、増幅電圧Ｖａｍｐよりも基本三角波が大きくなる
期間において、スイッチ素子をオン制御するためのドラ
イブパルスを発生する。従って、図５（ａ）乃至（ｃ）
のように、増幅電圧Ｖａｍｐ１が大きい場合にはドライ
ブパルスのパルス幅が狭くなり、増幅電圧Ｖａｍｐ２が
小さい場合にはドライブパルスのパルス幅が広くなる。
この結果、スイッチ素子のオン期間が可変され、出力回
路から取り出される出力電圧Ｖｏｕｔは一定にパルス幅
変調制御される。
から取り出される出力電圧Ｖｏｕｔがフィ−ドバックさ
れ、非反転入力端子には一定の基準電圧が印加される。
三角波発生器は、例えば２０ＫＨｚ〜２ＭＨｚの基本三
角波を出力する。コンパレ−タの反転入力端子には基本
三角波が入力され、非反転入力端子にはエラ−アンプに
よって増幅された増幅電圧Ｖａｍｐが入力される。コン
パレ−タは基本三角波と増幅電圧Ｖａｍｐとの電圧を比
較し、増幅電圧Ｖａｍｐよりも基本三角波が大きくなる
期間において、スイッチ素子をオン制御するためのドラ
イブパルスを発生する。従って、図５（ａ）乃至（ｃ）
のように、増幅電圧Ｖａｍｐ１が大きい場合にはドライ
ブパルスのパルス幅が狭くなり、増幅電圧Ｖａｍｐ２が
小さい場合にはドライブパルスのパルス幅が広くなる。
この結果、スイッチ素子のオン期間が可変され、出力回
路から取り出される出力電圧Ｖｏｕｔは一定にパルス幅
変調制御される。
【０００８】なお、ドライブパルスの周波数は、基本三
角波の周波数と同じ周波数である。また、ＰＷＭ用ＩＣ
では、ドライブパルスの周期に対するドライブパルスの
パルス幅の割合、すなわちデュ−ティ−比が定まってい
る。さらに、ＰＷＭ用ＩＣに設けられたデュ−ティ−比
の設定端子に印加される電圧を小さくすることにより、
デュ−ティ−比を小さくすることができる。
角波の周波数と同じ周波数である。また、ＰＷＭ用ＩＣ
では、ドライブパルスの周期に対するドライブパルスの
パルス幅の割合、すなわちデュ−ティ−比が定まってい
る。さらに、ＰＷＭ用ＩＣに設けられたデュ−ティ−比
の設定端子に印加される電圧を小さくすることにより、
デュ−ティ−比を小さくすることができる。
【０００９】汎用的なＰＷＭ用ＩＣには過電流保護回路
が設けられていない場合も多く、この場合は、スイッチ
ング電源に過電流保護回路が別途設けられる。図６を用
いて、過電流保護回路が設けられたスイッチング電源に
ついて、共振リセットフォワ−ド型のスイッチング電源
を例示に具体的に説明する。
が設けられていない場合も多く、この場合は、スイッチ
ング電源に過電流保護回路が別途設けられる。図６を用
いて、過電流保護回路が設けられたスイッチング電源に
ついて、共振リセットフォワ−ド型のスイッチング電源
を例示に具体的に説明する。
【００１０】スイッチング電源の入力回路は、前述した
トランス１の一次側の第一のコイル１Ａと、直流電源２
と、スイッチ素子３と、ＰＷＭ用ＩＣ４のほかに、過電
流保護回路５が接続される。
トランス１の一次側の第一のコイル１Ａと、直流電源２
と、スイッチ素子３と、ＰＷＭ用ＩＣ４のほかに、過電
流保護回路５が接続される。
【００１１】スイッチング電源では一般に、スイッチ素
子３としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor
Field Effect Transistor）や、ＩＧＢＴ（Insulated G
ateBipolar Transistor）や、バイポ−ラトランジスタ
が用いられる。このため、以下の説明では、スイッチ素
子３としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合を例示して説明す
る。
子３としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor
Field Effect Transistor）や、ＩＧＢＴ（Insulated G
ateBipolar Transistor）や、バイポ−ラトランジスタ
が用いられる。このため、以下の説明では、スイッチ素
子３としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合を例示して説明す
る。
【００１２】第一のコイル１Ａの一端は直流電源２の正
電圧側に接続され、他端はＭＯＳＦＥＴ３のドレインＤ
に接続される。ＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳは、過電流保
護回路５を介して直流電源２の負電圧側に接続される。
ＭＯＳＦＥＴ３のゲ−トＧは、ＰＷＭ用ＩＣ４のゲ−ト
ドライブ端子Ｔ１に接続される。また、ＰＷＭ用ＩＣ４
のグランド端子Ｔ２は、直流電源２の負電圧側に接続さ
れる。
電圧側に接続され、他端はＭＯＳＦＥＴ３のドレインＤ
に接続される。ＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳは、過電流保
護回路５を介して直流電源２の負電圧側に接続される。
ＭＯＳＦＥＴ３のゲ−トＧは、ＰＷＭ用ＩＣ４のゲ−ト
ドライブ端子Ｔ１に接続される。また、ＰＷＭ用ＩＣ４
のグランド端子Ｔ２は、直流電源２の負電圧側に接続さ
れる。
【００１３】過電流保護回路５は、電流検出抵抗６と、
コンパレ−タ７と、比較基準電源８と、抵抗９とから構
成される。
コンパレ−タ７と、比較基準電源８と、抵抗９とから構
成される。
【００１４】電流検出抵抗６の一端は、ＭＯＳＦＥＴ３
のソ−スＳに接続されるとともに、コンパレ−タ７の反
転入力端子に接続される。また、電流検出抵抗６の他端
は、直流電源２の負電圧側に接続される。コンパレ−タ
７の非反転入力端子は比較基準電源８の正電圧側に接続
され、比較基準電源８の負電圧側は直流電源２の負電圧
側に接続される。コンパレ−タ７のオ−プンコレクタ
は、ＰＷＭ用ＩＣ４に設けられたＰＷＭ用ＩＣ４の最大
デュ−ティ−比の設定端子Ｔ３に接続されるとともに、
抵抗９を介して一定電圧の基準電源Ｖｓに接続される。
のソ−スＳに接続されるとともに、コンパレ−タ７の反
転入力端子に接続される。また、電流検出抵抗６の他端
は、直流電源２の負電圧側に接続される。コンパレ−タ
７の非反転入力端子は比較基準電源８の正電圧側に接続
され、比較基準電源８の負電圧側は直流電源２の負電圧
側に接続される。コンパレ−タ７のオ−プンコレクタ
は、ＰＷＭ用ＩＣ４に設けられたＰＷＭ用ＩＣ４の最大
デュ−ティ−比の設定端子Ｔ３に接続されるとともに、
抵抗９を介して一定電圧の基準電源Ｖｓに接続される。
【００１５】なお、通常は、電流検出抵抗６の両端にコ
ンデンサ１０が並列接続され、電流検出抵抗６によって
検出される電流に含まれる高周波成分がコンデンサ１０
でバイパスされる。この結果、高周波成分による過電流
保護回路５の誤動作が抑制される。また、ＰＷＭ用ＩＣ
４に一定電圧の出力端子Ｔｓが設けられているならば、
コンパレ−タ７のオ−プンコレクタは抵抗９を介して出
力端子Ｔｓに直接接続しても良い。さらに、比較基準電
源８は、出力端子Ｔｓの一定電圧を抵抗で分圧して形成
しても良い。
ンデンサ１０が並列接続され、電流検出抵抗６によって
検出される電流に含まれる高周波成分がコンデンサ１０
でバイパスされる。この結果、高周波成分による過電流
保護回路５の誤動作が抑制される。また、ＰＷＭ用ＩＣ
４に一定電圧の出力端子Ｔｓが設けられているならば、
コンパレ−タ７のオ−プンコレクタは抵抗９を介して出
力端子Ｔｓに直接接続しても良い。さらに、比較基準電
源８は、出力端子Ｔｓの一定電圧を抵抗で分圧して形成
しても良い。
【００１６】出力回路は、第二のコイル１Ｂと、出力整
流用ダイオ−ド１１と、フライホイ−ルダイオ−ド１２
と、チョ−クコイル１３と、平滑コンデンサ１４とから
構成される。
流用ダイオ−ド１１と、フライホイ−ルダイオ−ド１２
と、チョ−クコイル１３と、平滑コンデンサ１４とから
構成される。
【００１７】第二のコイル１Ｂは、コア１Ｃを介して第
一のコイル１Ａと磁気的に結合される。第二のコイル１
Ｂの一端には出力整流用ダイオ−ド１１のカソ−ドが接
続される。出力整流用ダイオ−ド１１のアノ−ドにはフ
ライホイ−ルダイオ−ド１２のアノ−ドが接続され、フ
ライホイ−ルダイオ−ド１２のカソ−ドは第二のコイル
１Ｂの他端に接続される。また、出力整流用ダイオ−ド
１１のアノ−ドにはチョ−クコイル１３の一端が接続さ
れ、チョ−クコイル１３の他端はコンデンサ１４を介し
てフライホイ−ルダイオ−ド１２のカソ−ドに接続され
る。また、フライホイ−ルダイオ−ド１２のカソ−ド
は、ＰＷＭ用ＩＣ４のフィ−ドバック端子Ｔ４に接続さ
れる。
一のコイル１Ａと磁気的に結合される。第二のコイル１
Ｂの一端には出力整流用ダイオ−ド１１のカソ−ドが接
続される。出力整流用ダイオ−ド１１のアノ−ドにはフ
ライホイ−ルダイオ−ド１２のアノ−ドが接続され、フ
ライホイ−ルダイオ−ド１２のカソ−ドは第二のコイル
１Ｂの他端に接続される。また、出力整流用ダイオ−ド
１１のアノ−ドにはチョ−クコイル１３の一端が接続さ
れ、チョ−クコイル１３の他端はコンデンサ１４を介し
てフライホイ−ルダイオ−ド１２のカソ−ドに接続され
る。また、フライホイ−ルダイオ−ド１２のカソ−ド
は、ＰＷＭ用ＩＣ４のフィ−ドバック端子Ｔ４に接続さ
れる。
【００１８】平滑コンデンサ１４の両端には、負荷１５
が接続される。
が接続される。
【００１９】次に、スイッチング電源の動作を概略説明
する。
する。
【００２０】電流検出抵抗６の両端には、ＦＥＴ３のソ
−スＳを流れるソ−ス電流Ｉｓに比例した電圧が発生す
る。コンパレ−タ７は、電流検出抵抗６の両端電圧Ｖ６
と、比較基準電源８の基準電圧Ｖ８とを比較する。
−スＳを流れるソ−ス電流Ｉｓに比例した電圧が発生す
る。コンパレ−タ７は、電流検出抵抗６の両端電圧Ｖ６
と、比較基準電源８の基準電圧Ｖ８とを比較する。
【００２１】ソ−ス電流Ｉｓがあらかじめ設定された電
流値以下の場合は、両端電圧Ｖ６が基準電圧Ｖ８よりも
小さくなり、コンパレ−タ７はオフ状態に維持される。
このため、基準電源Ｖｓから、抵抗９およびコンパレ−
タ７のオ−プンコレクタを介してコンパレ−タ７に電流
が流れない。従って、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比
の設定端子Ｔ３の電圧は基準電源Ｖｓと同じ電圧に保た
れ、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比は一定に維持され
る。
流値以下の場合は、両端電圧Ｖ６が基準電圧Ｖ８よりも
小さくなり、コンパレ−タ７はオフ状態に維持される。
このため、基準電源Ｖｓから、抵抗９およびコンパレ−
タ７のオ−プンコレクタを介してコンパレ−タ７に電流
が流れない。従って、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比
の設定端子Ｔ３の電圧は基準電源Ｖｓと同じ電圧に保た
れ、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比は一定に維持され
る。
【００２２】ソ−ス電流Ｉｓがあらかじめ設定された電
流値以上の場合、すなわちＦＥＴ３のソ−スＳに過電流
が流れると両端電圧Ｖ６が基準電圧Ｖ８よりも大きくな
り、コンパレ−タ７はタ−ンオンする。この結果、基準
電源Ｖｓから、抵抗９およびコンパレ−タ７のオ−プン
コレクタを介してコンパレ−タ７に電流が流れる。従っ
て、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比の設定端子Ｔ３の
電圧は、基準電源Ｖｓの電圧よりも抵抗９の電圧降下分
だけ低い電圧となる。このため、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ
−ティ−比は小さく設定され、ＭＯＳＦＥＴをオン制御
するためのドライブパルスのパルス幅が狭まる。この結
果、ＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに流れる過電流が抑制さ
れる。
流値以上の場合、すなわちＦＥＴ３のソ−スＳに過電流
が流れると両端電圧Ｖ６が基準電圧Ｖ８よりも大きくな
り、コンパレ−タ７はタ−ンオンする。この結果、基準
電源Ｖｓから、抵抗９およびコンパレ−タ７のオ−プン
コレクタを介してコンパレ−タ７に電流が流れる。従っ
て、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比の設定端子Ｔ３の
電圧は、基準電源Ｖｓの電圧よりも抵抗９の電圧降下分
だけ低い電圧となる。このため、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ
−ティ−比は小さく設定され、ＭＯＳＦＥＴをオン制御
するためのドライブパルスのパルス幅が狭まる。この結
果、ＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに流れる過電流が抑制さ
れる。
【００２３】なお、ＦＥＴ３はＰＷＭ用ＩＣ４のゲ−ト
ドライブ端子Ｔ１から出力されるドライブパルスによっ
てオン制御され、第一のコイル１Ａには電流が断続的に
流れる。この結果、第二のコイル１Ｂには交流電圧が発
生し、この交流電圧は出力整流用ダイオ−ド１１とフラ
イホイ−ルダイオ−ド１２によって半波整流された後、
チョ−クコイル１３と平滑コンデンサ１４とによって平
滑化され、負荷１５に直流の出力電圧Ｖｏｕｔとして供
給される。
ドライブ端子Ｔ１から出力されるドライブパルスによっ
てオン制御され、第一のコイル１Ａには電流が断続的に
流れる。この結果、第二のコイル１Ｂには交流電圧が発
生し、この交流電圧は出力整流用ダイオ−ド１１とフラ
イホイ−ルダイオ−ド１２によって半波整流された後、
チョ−クコイル１３と平滑コンデンサ１４とによって平
滑化され、負荷１５に直流の出力電圧Ｖｏｕｔとして供
給される。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、近年は
スイッチング電源を小型化するため、数百〜数ＭＨｚの
比較的高いスイッチング周波数で動作をするスイッチ素
子が使用され場合もある。
スイッチング電源を小型化するため、数百〜数ＭＨｚの
比較的高いスイッチング周波数で動作をするスイッチ素
子が使用され場合もある。
【００２５】このため、コンパレ−タを使用した過電流
保護回路の場合、使用するコンパレ−タの応答時間が遅
いとスイッチング電源に過電流が流れてもすぐに追従す
ることができず、図７（ａ）に示すように、出力電流と
出力電圧の関係は裾野を引いた曲線を描いて減少する。
このため、スイッチング電源に流れる出力電流の最大値
が大きくなり、入力回路および出力回路を構成する電子
部品における発熱が大きくなるという問題が生じる。
保護回路の場合、使用するコンパレ−タの応答時間が遅
いとスイッチング電源に過電流が流れてもすぐに追従す
ることができず、図７（ａ）に示すように、出力電流と
出力電圧の関係は裾野を引いた曲線を描いて減少する。
このため、スイッチング電源に流れる出力電流の最大値
が大きくなり、入力回路および出力回路を構成する電子
部品における発熱が大きくなるという問題が生じる。
【００２６】一方、スイッチ素子の動作に追従するよう
に応答時間の早いコンパレ−タを使用すると、図７
（ｂ）に示すように、スイッチング電源に過電流が流れ
た際の出力電流と出力電圧の関係はほぼ垂直の曲線を描
いて減少する。このため、過電流に対する応答性が極め
て良くなる。しかし、一般的に応答時間の早いコンパレ
ータは値段が高く、かつコンパレータの消費電力が大き
いという問題がある。このため、スイッチング電源のコ
ストが高くなるとともに、エネルギ−ロスという問題が
生じる。
に応答時間の早いコンパレ−タを使用すると、図７
（ｂ）に示すように、スイッチング電源に過電流が流れ
た際の出力電流と出力電圧の関係はほぼ垂直の曲線を描
いて減少する。このため、過電流に対する応答性が極め
て良くなる。しかし、一般的に応答時間の早いコンパレ
ータは値段が高く、かつコンパレータの消費電力が大き
いという問題がある。このため、スイッチング電源のコ
ストが高くなるとともに、エネルギ−ロスという問題が
生じる。
【００２７】そこで本発明は、上記目的を解決するため
の過電流保護回路の提供を目的とする。
の過電流保護回路の提供を目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を解
決するため、次のように構成される。すなわち、第一
に、スイッチ素子と、該スイッチ素子をパルス幅変調制
御するドライブパルスを発生し、該ドライブパルスの最
大デュ−ティ−比を印加電圧を低下させることにより小
さく設定する設定端子を有するＰＷＭ用ＩＣと、前記ス
イッチ素子のオン・オフ制御によって発生する交流電圧
を整流する出力整流ダイオ−ドとを備えたスイッチング
電源に設けられた過電流保護回路において、前記スイッ
チ素子あるいは出力整流ダイオ−ドに流れる回路電流を
検出する電流検出手段と、該電流検出手段によって検出
される検出電圧に一定電圧を重畳するため一端側に第一
の電圧原源が接続された電圧重畳手段と、前記スイッチ
素子のドライブパルス幅を狭める手段とを備え、該ドラ
イブパルス幅を狭める手段は過電流が流れた際に前記電
流検出手段によって検出される検出電圧に前記一定電圧
が重畳された電圧によってオン制御されるトランジスタ
と該トランジスタのコレクタと第二の電圧源との間に接
続された抵抗とを有し、前記トランジスタがオンすると
該抵抗の電圧降下により前記ＰＷＭ用ＩＣの設定端子の
電圧を低下させるものである。
決するため、次のように構成される。すなわち、第一
に、スイッチ素子と、該スイッチ素子をパルス幅変調制
御するドライブパルスを発生し、該ドライブパルスの最
大デュ−ティ−比を印加電圧を低下させることにより小
さく設定する設定端子を有するＰＷＭ用ＩＣと、前記ス
イッチ素子のオン・オフ制御によって発生する交流電圧
を整流する出力整流ダイオ−ドとを備えたスイッチング
電源に設けられた過電流保護回路において、前記スイッ
チ素子あるいは出力整流ダイオ−ドに流れる回路電流を
検出する電流検出手段と、該電流検出手段によって検出
される検出電圧に一定電圧を重畳するため一端側に第一
の電圧原源が接続された電圧重畳手段と、前記スイッチ
素子のドライブパルス幅を狭める手段とを備え、該ドラ
イブパルス幅を狭める手段は過電流が流れた際に前記電
流検出手段によって検出される検出電圧に前記一定電圧
が重畳された電圧によってオン制御されるトランジスタ
と該トランジスタのコレクタと第二の電圧源との間に接
続された抵抗とを有し、前記トランジスタがオンすると
該抵抗の電圧降下により前記ＰＷＭ用ＩＣの設定端子の
電圧を低下させるものである。
【００２９】電流検出手段によって、スイッチ素子ある
いは出力整流ダイオ−ドに流れる回路電流を検出し、電
圧に変換する。電圧重畳手段は一定の電圧を発生する。
電圧重畳手段によって発生した電圧は、電流検出手段に
よって変換された電圧に重畳され、ドライブパルス幅を
狭める手段に設けられたトランジスタのベ−スとエミッ
タ間に印加される。
いは出力整流ダイオ−ドに流れる回路電流を検出し、電
圧に変換する。電圧重畳手段は一定の電圧を発生する。
電圧重畳手段によって発生した電圧は、電流検出手段に
よって変換された電圧に重畳され、ドライブパルス幅を
狭める手段に設けられたトランジスタのベ−スとエミッ
タ間に印加される。
【００３０】スイッチ素子あるいは出力整流ダイオ−ド
に過電流が流れると、電流検出手段によって変換された
電圧が大きくなり、トランジスタはタ−ンオンする。こ
のため、ドライブパルス幅を狭める手段には、第二の電
源から抵抗を介してトランジスタに電流が流れ、抵抗に
は電圧降下が発生する。この結果、ＰＷＭ用ＩＣのデュ
−ティ−比の設定端子の電圧が小さくなり、スイッチ素
子のドライブパルス幅が狭められる。
に過電流が流れると、電流検出手段によって変換された
電圧が大きくなり、トランジスタはタ−ンオンする。こ
のため、ドライブパルス幅を狭める手段には、第二の電
源から抵抗を介してトランジスタに電流が流れ、抵抗に
は電圧降下が発生する。この結果、ＰＷＭ用ＩＣのデュ
−ティ−比の設定端子の電圧が小さくなり、スイッチ素
子のドライブパルス幅が狭められる。
【００３１】第二に、第一の発明において、電圧重畳手
段はダイオ−ドを有し、該ダイオ−ドの順方向降下電圧
が一定電圧として、電流検出手段によって検出される検
出電圧に重畳されるものである。
段はダイオ−ドを有し、該ダイオ−ドの順方向降下電圧
が一定電圧として、電流検出手段によって検出される検
出電圧に重畳されるものである。
【００３２】ダイオ−ドの流れる電流により順方向降下
電圧が発生する。この電圧が一定電圧として、電流検出
手段によって検出される検出電圧に重畳される。
電圧が発生する。この電圧が一定電圧として、電流検出
手段によって検出される検出電圧に重畳される。
【００３３】第三に、第一の発明における電流検出手段
は、電流検出抵抗で構成されたものである。
は、電流検出抵抗で構成されたものである。
【００３４】スイッチ素子あるいは出力整流ダイオ−ド
に流れる回路電流により、電流検出抵抗の両端に検出電
圧が発生する。
に流れる回路電流により、電流検出抵抗の両端に検出電
圧が発生する。
【００３５】第四に、第一の発明における電流検出手段
は、カレントトランスと、該カレントトランスの二次コ
イルの両端に接続された抵抗とから構成されたものであ
る。
は、カレントトランスと、該カレントトランスの二次コ
イルの両端に接続された抵抗とから構成されたものであ
る。
【００３６】スイッチ素子あるいは出力整流ダイオ−ド
に流れる回路電流によってカレントトランスの一次コイ
ルに電圧が発生する。カレントトランスの二次コイルに
は一次コイルに発生した電圧に比例した電圧が誘起さ
れ、抵抗の両端電圧は誘起された電圧と等しくなる。
に流れる回路電流によってカレントトランスの一次コイ
ルに電圧が発生する。カレントトランスの二次コイルに
は一次コイルに発生した電圧に比例した電圧が誘起さ
れ、抵抗の両端電圧は誘起された電圧と等しくなる。
【００３７】第五に、第一から第四のいずれかの発明の
電圧重畳手段の一端側に接続される第一の電圧源を、直
流電源としたものである。
電圧重畳手段の一端側に接続される第一の電圧源を、直
流電源としたものである。
【００３８】直流電源に接続された電圧重畳手段には常
時電流が流れて、一定の電圧を発生する。
時電流が流れて、一定の電圧を発生する。
【００３９】第六に、第一から第四のいずれかの発明の
電圧重畳手段の一端側が接続される第一の電圧源を、ス
イッチ素子のオン信号と同期するパルス電源としたもの
である。
電圧重畳手段の一端側が接続される第一の電圧源を、ス
イッチ素子のオン信号と同期するパルス電源としたもの
である。
【００４０】パルス電源に接続された電圧重畳手段に
は、スイッチ素子のオン信号に同期して電流が流れ、ス
イッチ素子のオン期間にのみ一定電圧を発生する。
は、スイッチ素子のオン信号に同期して電流が流れ、ス
イッチ素子のオン期間にのみ一定電圧を発生する。
【００４１】
【発明の実施の形態】図１を用いて、例えば絶縁型の共
振リセットフォワ−ド型のスイッチング電源に設けられ
た過電流保護回路について説明する。なお、従来の過電
流保護回路と同じ構成部分は、同じ番号を用いて説明す
る。また、共振リセットフォワ−ド型のスイッチング電
源については従来例で説明したので、同じ構成部分は同
じ番号を用いて説明は省略する。
振リセットフォワ−ド型のスイッチング電源に設けられ
た過電流保護回路について説明する。なお、従来の過電
流保護回路と同じ構成部分は、同じ番号を用いて説明す
る。また、共振リセットフォワ−ド型のスイッチング電
源については従来例で説明したので、同じ構成部分は同
じ番号を用いて説明は省略する。
【００４２】過電流保護回路１６は、電流検出手段１７
と、電圧重畳手段１８と、ドライブパルス幅を狭める手
段１９とから構成される。
と、電圧重畳手段１８と、ドライブパルス幅を狭める手
段１９とから構成される。
【００４３】電流検出手段１７は、電流検出抵抗６によ
って構成される。電流検出抵抗６の一端はＭＯＳＦＥＴ
３のソ−スＳに接続されるとともに、他端は直流電源２
の負電圧側に接続される。
って構成される。電流検出抵抗６の一端はＭＯＳＦＥＴ
３のソ−スＳに接続されるとともに、他端は直流電源２
の負電圧側に接続される。
【００４４】電圧重畳手段１８は、抵抗２０と、ダイオ
−ド２１とから構成される。ダイオ−ド２１のカソ−ド
はＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに接続され、アノ−ドは抵
抗２０を介して直流電源である第一の基準電源Ｖｓ１に
接続される。
−ド２１とから構成される。ダイオ−ド２１のカソ−ド
はＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに接続され、アノ−ドは抵
抗２０を介して直流電源である第一の基準電源Ｖｓ１に
接続される。
【００４５】ドライブパルス幅を狭める手段１９は、Ｎ
ＰＮ型のトランジスタ２２と、抵抗２３とから構成され
る。トランジスタ２２のベ−スＢはダイオ−ド２１のア
ノ−ドに接続され、エミッタＥは直流電源２の負電圧側
に接続される。また、コレクタＣは、ＰＷＭ用ＩＣ４の
デュ−ティ−比の設定端子Ｔ３に接続されるとともに、
抵抗２３を介して直流電源である第二の基準電源Ｖｓ２
に接続される。
ＰＮ型のトランジスタ２２と、抵抗２３とから構成され
る。トランジスタ２２のベ−スＢはダイオ−ド２１のア
ノ−ドに接続され、エミッタＥは直流電源２の負電圧側
に接続される。また、コレクタＣは、ＰＷＭ用ＩＣ４の
デュ−ティ−比の設定端子Ｔ３に接続されるとともに、
抵抗２３を介して直流電源である第二の基準電源Ｖｓ２
に接続される。
【００４６】なお、通常は、電流検出抵抗６の両端にコ
ンデンサ１０が並列接続される。電流検出抵抗６に流れ
る電流に含まれる高周波成分は、コンデンサ１０にバイ
パスされる。この結果、高周波成分による過電流保護回
路１６の誤動作が抑制される。また、ＰＷＭ用ＩＣ４に
一定電圧の出力端子Ｔｓ１、Ｔｓ２が設けられていれ
ば、ダイオ−ド２１のアノ−ドは抵抗２０を介して出力
端子Ｔｓ１に直接接続しても良く、また、トランジスタ
２２のコレクタＣは抵抗２３を介して出力端子Ｔｓ２に
直接接続しても良い。
ンデンサ１０が並列接続される。電流検出抵抗６に流れ
る電流に含まれる高周波成分は、コンデンサ１０にバイ
パスされる。この結果、高周波成分による過電流保護回
路１６の誤動作が抑制される。また、ＰＷＭ用ＩＣ４に
一定電圧の出力端子Ｔｓ１、Ｔｓ２が設けられていれ
ば、ダイオ−ド２１のアノ−ドは抵抗２０を介して出力
端子Ｔｓ１に直接接続しても良く、また、トランジスタ
２２のコレクタＣは抵抗２３を介して出力端子Ｔｓ２に
直接接続しても良い。
【００４７】次に、過電流保護回路１６の動作説明をす
る。
る。
【００４８】電流検出抵抗６の両端には、ＭＯＳＦＥＴ
３のソ−スＳを流れるソ−ス電流Ｉｓに比例した電圧が
発生する。
３のソ−スＳを流れるソ−ス電流Ｉｓに比例した電圧が
発生する。
【００４９】また、第一の基準電源Ｖｓ１からは、抵抗
２０と、ダイオ−ド２１と、電流検出抵抗６を介して常
に電流が流れる。この結果、ダイオ−ド２１のアノ−ド
とカソ−ドの間には、ダイオ−ド２１の順方向降下電圧
Ｖ２１が発生する。一方、抵抗２０の抵抗値は、電流検
出抵抗６の抵抗値に比べてかなり大きく設定される。こ
のため、電流検出抵抗６に発生する電圧は極めて小さ
く、無視することができる。
２０と、ダイオ−ド２１と、電流検出抵抗６を介して常
に電流が流れる。この結果、ダイオ−ド２１のアノ−ド
とカソ−ドの間には、ダイオ−ド２１の順方向降下電圧
Ｖ２１が発生する。一方、抵抗２０の抵抗値は、電流検
出抵抗６の抵抗値に比べてかなり大きく設定される。こ
のため、電流検出抵抗６に発生する電圧は極めて小さ
く、無視することができる。
【００５０】この結果、トランジスタ２２のベ−スＢと
エミッタＥの間には、電流検出抵抗６による検出電圧Ｖ
６に、ダイオ−ド２１の順方向降下電圧Ｖ２１を重畳し
た電圧が印加される。
エミッタＥの間には、電流検出抵抗６による検出電圧Ｖ
６に、ダイオ−ド２１の順方向降下電圧Ｖ２１を重畳し
た電圧が印加される。
【００５１】シリコンで形成されたトランジスタ２２の
場合、トランジスタ２２をタ−ンオンさせるために必要
なベ−スＢとエミッタＥの間のオン電圧は、約０．６Ｖ
である。スイッチング電源が正常動作してＭＯＳＦＥＴ
３のソ−スＳを流れるソ−ス電流が正常値の場合、両端
電圧Ｖ６に順方向電圧降下電圧Ｖ２１を重畳した電圧が
約０．６Ｖ以下となり、トランジスタ２２はオフ状態に
維持される。従って、第二の基準電源Ｖｓ２から抵抗２
３を介して、トランジスタ２２に電流が流れない。この
結果、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比の設定端子Ｔ３
の電圧は第二の基準電源Ｖｓ２と同じ電圧に保たれ、Ｐ
ＷＭ用のＩＣ４のデュ−ティ−は一定に維持される。
場合、トランジスタ２２をタ−ンオンさせるために必要
なベ−スＢとエミッタＥの間のオン電圧は、約０．６Ｖ
である。スイッチング電源が正常動作してＭＯＳＦＥＴ
３のソ−スＳを流れるソ−ス電流が正常値の場合、両端
電圧Ｖ６に順方向電圧降下電圧Ｖ２１を重畳した電圧が
約０．６Ｖ以下となり、トランジスタ２２はオフ状態に
維持される。従って、第二の基準電源Ｖｓ２から抵抗２
３を介して、トランジスタ２２に電流が流れない。この
結果、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比の設定端子Ｔ３
の電圧は第二の基準電源Ｖｓ２と同じ電圧に保たれ、Ｐ
ＷＭ用のＩＣ４のデュ−ティ−は一定に維持される。
【００５２】ＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに過電流が流れ
て、両端電圧Ｖ６に順方向降下電圧Ｖ２１を重畳した電
圧が約０．６Ｖ以上となると、トランジスタ２２はタ−
ンオンする。この結果、第二の基準電源Ｖｓ２から、抵
抗２３およびトランジスタ２２を経て電流が流れ、ＰＷ
Ｍ用ＩＣ４のデュ−ティ−比の設定端子Ｔ３の電圧は第
二の基準電源Ｖｓ２の一定電圧から抵抗２３の電圧降下
分だけ低い電圧となる。このため、ＭＯＳＦＥＴ３をオ
ン制御するためのドライブパルスのパルス幅が狭まる結
果、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比は小さくなり、Ｍ
ＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに流れる過電流は抑制される。
て、両端電圧Ｖ６に順方向降下電圧Ｖ２１を重畳した電
圧が約０．６Ｖ以上となると、トランジスタ２２はタ−
ンオンする。この結果、第二の基準電源Ｖｓ２から、抵
抗２３およびトランジスタ２２を経て電流が流れ、ＰＷ
Ｍ用ＩＣ４のデュ−ティ−比の設定端子Ｔ３の電圧は第
二の基準電源Ｖｓ２の一定電圧から抵抗２３の電圧降下
分だけ低い電圧となる。このため、ＭＯＳＦＥＴ３をオ
ン制御するためのドライブパルスのパルス幅が狭まる結
果、ＰＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比は小さくなり、Ｍ
ＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに流れる過電流は抑制される。
【００５３】トランジスタ２２のベ−スＢとエミッタＥ
の間には両端電圧Ｖ６に順方向降下電圧Ｖ２１を重畳し
た電圧が印加され、トランジスタ２２はオン・オフ制御
される。このため、電流検出抵抗６の両端に発生するピ
−ク電圧値は、従来の約０．６Ｖより小さくて良い。従
って、電流検出抵抗６の抵抗値を小さく設定することが
できる。このため、ＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに流れる
電流によって電流検出抵抗６に発生する導通損失は小さ
くなる。一方、第一の基準電源Ｖｓ１から、抵抗２０
と、ダイオ−ド２１と、電流検出抵抗６を介して常に流
れる電流は、ＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに流れる電流と
比べて小さい。このため、抵抗２０で発生する導通損失
は小さく、スイッチング電源全体としてみると導通損失
が低減される。
の間には両端電圧Ｖ６に順方向降下電圧Ｖ２１を重畳し
た電圧が印加され、トランジスタ２２はオン・オフ制御
される。このため、電流検出抵抗６の両端に発生するピ
−ク電圧値は、従来の約０．６Ｖより小さくて良い。従
って、電流検出抵抗６の抵抗値を小さく設定することが
できる。このため、ＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに流れる
電流によって電流検出抵抗６に発生する導通損失は小さ
くなる。一方、第一の基準電源Ｖｓ１から、抵抗２０
と、ダイオ−ド２１と、電流検出抵抗６を介して常に流
れる電流は、ＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳに流れる電流と
比べて小さい。このため、抵抗２０で発生する導通損失
は小さく、スイッチング電源全体としてみると導通損失
が低減される。
【００５４】また、トランジスタ２２をタ−ンオンする
ためベ−スＢとエミッタＥの間に印加されるオン電圧は
トランジスタ２２の環境温度によって変化し、環境温度
が常温よりも高くなるにつれてオン電圧は小さくなる。
電流検出抵抗６で検出される過電流の電流値は、（オン
電圧／電流検出抵抗６の抵抗値）によって定まる。従っ
て、トランジスタ２２が置かれた環境温度が常温よりも
高くなると、電流検出抵抗６によって検出される過電流
の電流値は小さくなる。
ためベ−スＢとエミッタＥの間に印加されるオン電圧は
トランジスタ２２の環境温度によって変化し、環境温度
が常温よりも高くなるにつれてオン電圧は小さくなる。
電流検出抵抗６で検出される過電流の電流値は、（オン
電圧／電流検出抵抗６の抵抗値）によって定まる。従っ
て、トランジスタ２２が置かれた環境温度が常温よりも
高くなると、電流検出抵抗６によって検出される過電流
の電流値は小さくなる。
【００５５】しかしながら、トランジスタ２２のオン電
圧と同様、ダイオ−ド２１の順方向降下電圧Ｖ２１も環
境温度によって変化する。このため、トランジスタ２２
の近傍にダイオ−ド２１を実装すると両者は同じ環境温
度で動作し、トランジスタ２２のオン電圧が小さくなる
と同時に、検出電圧Ｖ６に重畳されるダイオ−ド２１の
順方向降下電圧Ｖ２１も小さくなる。このため、トラン
ジスタ２２とダイオ−ド２１の温度ドリフトが互いに打
ち消しあって、過電流保護回路１６における温度ドリフ
トは小さくなる。
圧と同様、ダイオ−ド２１の順方向降下電圧Ｖ２１も環
境温度によって変化する。このため、トランジスタ２２
の近傍にダイオ−ド２１を実装すると両者は同じ環境温
度で動作し、トランジスタ２２のオン電圧が小さくなる
と同時に、検出電圧Ｖ６に重畳されるダイオ−ド２１の
順方向降下電圧Ｖ２１も小さくなる。このため、トラン
ジスタ２２とダイオ−ド２１の温度ドリフトが互いに打
ち消しあって、過電流保護回路１６における温度ドリフ
トは小さくなる。
【００５６】このため、環境温度が常温よりも高くなっ
た場合でも、一定の電流値以上、例えばスイッチング電
源の最大定格電流値の約１１０％を過電流として過電流
保護回路１６を動作させるためには、常温における電流
検出抵抗６によって検出される過電流の電流値を高めに
設定する必要がない。従って、入力回路および出力回路
を構成する電子部品における発熱を小さく抑えることが
できる。
た場合でも、一定の電流値以上、例えばスイッチング電
源の最大定格電流値の約１１０％を過電流として過電流
保護回路１６を動作させるためには、常温における電流
検出抵抗６によって検出される過電流の電流値を高めに
設定する必要がない。従って、入力回路および出力回路
を構成する電子部品における発熱を小さく抑えることが
できる。
【００５７】なお、定常状態における誤動作を防止する
ため、ダイオ−ド２１の順方向降下電圧Ｖ２１はトラン
ジスタ２２のオン電圧より小さく設定される。このた
め、過電流保護回路１６に使用されるダイオ−ド２１
は、順方向降下電圧が小さいショットキ−バリアダイオ
−ドが最適である。
ため、ダイオ−ド２１の順方向降下電圧Ｖ２１はトラン
ジスタ２２のオン電圧より小さく設定される。このた
め、過電流保護回路１６に使用されるダイオ−ド２１
は、順方向降下電圧が小さいショットキ−バリアダイオ
−ドが最適である。
【００５８】また、過電流検出手段１７は、電流検出抵
抗６によって構成される場合に限られない。図２を用い
て、他の過電流検出手段２４について説明する。
抗６によって構成される場合に限られない。図２を用い
て、他の過電流検出手段２４について説明する。
【００５９】過電流検出手段２４は、カレントトランス
２５と、抵抗２６とから構成される。カレントトランス
２５の一次コイル２５Ａの一端はＭＯＳＦＥＴ３のソ−
スＳに接続され、他端は直流電源２の負電圧側に接続さ
れる。一次コイル２５Ａと磁気結合される二次コイル２
５Ｂの一端は、電圧重畳手段１８を構成するダイオ−ド
２１のカソ−ドに接続され、他端は直流電源２の負電圧
側に接続される。また、二次コイル２５Ｂの両端には、
抵抗２６が並列接続される。
２５と、抵抗２６とから構成される。カレントトランス
２５の一次コイル２５Ａの一端はＭＯＳＦＥＴ３のソ−
スＳに接続され、他端は直流電源２の負電圧側に接続さ
れる。一次コイル２５Ａと磁気結合される二次コイル２
５Ｂの一端は、電圧重畳手段１８を構成するダイオ−ド
２１のカソ−ドに接続され、他端は直流電源２の負電圧
側に接続される。また、二次コイル２５Ｂの両端には、
抵抗２６が並列接続される。
【００６０】ＭＯＳＦＥＴ３のソ−スＳを流れるソ−ス
電流Ｉｓによって、一次コイル２５Ａに電圧が発生す
る。さらに、一次コイル２５Ａとコア２５Ｃを介して磁
気結合された二次コイル２５Ｂには、一次コイル２５Ａ
に発生した電圧に比例した電圧が誘起される。この結
果、抵抗２６の両端に発生する電圧は、二次コイル２５
Ｂに誘起される電圧と等しくなる。
電流Ｉｓによって、一次コイル２５Ａに電圧が発生す
る。さらに、一次コイル２５Ａとコア２５Ｃを介して磁
気結合された二次コイル２５Ｂには、一次コイル２５Ａ
に発生した電圧に比例した電圧が誘起される。この結
果、抵抗２６の両端に発生する電圧は、二次コイル２５
Ｂに誘起される電圧と等しくなる。
【００６１】また、第一の基準電源Ｖｓ１からは、抵抗
２０と、ダイオ−ド２１と、抵抗２６を介して常に電流
が流れ、ダイオ−ド２１のアノ−ドとカソ−ドの間には
ダイオ−ド２１の順方向降下電圧Ｖ２１が発生する。従
って、トランジスタ２２のベ−スＢとエミッタＥの間に
は抵抗２６の両端電圧にダイオ−ド２１の順方向降下電
圧Ｖ２１が重畳された電圧が印加される。スイッチング
電源に過電流が流れると、抵抗２６の両端電圧に順方向
降下電圧Ｖ２１が重畳された電圧が約０．６Ｖ以上とな
り、トランジスタ２２はオン制御される。この結果、Ｐ
ＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比は小さくなり、ＭＯＳＦ
ＥＴ３のソ−スＳに流れる過電流は抑制される。
２０と、ダイオ−ド２１と、抵抗２６を介して常に電流
が流れ、ダイオ−ド２１のアノ−ドとカソ−ドの間には
ダイオ−ド２１の順方向降下電圧Ｖ２１が発生する。従
って、トランジスタ２２のベ−スＢとエミッタＥの間に
は抵抗２６の両端電圧にダイオ−ド２１の順方向降下電
圧Ｖ２１が重畳された電圧が印加される。スイッチング
電源に過電流が流れると、抵抗２６の両端電圧に順方向
降下電圧Ｖ２１が重畳された電圧が約０．６Ｖ以上とな
り、トランジスタ２２はオン制御される。この結果、Ｐ
ＷＭ用ＩＣ４のデュ−ティ−比は小さくなり、ＭＯＳＦ
ＥＴ３のソ−スＳに流れる過電流は抑制される。
【００６２】さらに、図１の過電流保護回路１６では、
第一の基準電源Ｖｓ１から、抵抗２０と、ダイオ−ド２
１と、電流検出抵抗６を介して常に電流が流れるので、
抵抗２０と、ダイオ−ド２１と、電流検出抵抗６におい
ても僅かながら導通損失が発生する。従って、導通損失
を低減させるため、第一の基準電源Ｖｓ１の代わりにパ
ルス電源を用いた場合について説明する。
第一の基準電源Ｖｓ１から、抵抗２０と、ダイオ−ド２
１と、電流検出抵抗６を介して常に電流が流れるので、
抵抗２０と、ダイオ−ド２１と、電流検出抵抗６におい
ても僅かながら導通損失が発生する。従って、導通損失
を低減させるため、第一の基準電源Ｖｓ１の代わりにパ
ルス電源を用いた場合について説明する。
【００６３】具体的には、図３に示すように、ダイオ−
ド２１のアノ−ドは、抵抗２０を介して、ＭＯＳＦＥＴ
３のゲ−トに直接接続される。このため、ＭＯＳＦＥＴ
３のオン期間にのみ、抵抗２０と、ダイオ−ド２１と、
電流検出抵抗６を介して電流を流れ、ダイオ−ド２１の
アノ−ドとカソ−ドの間に順方向降下電圧Ｖ２１が発生
する。従って、ＭＯＳＦＥＴ３のオフ期間には、抵抗２
０と、ダイオ−ド２１と、電流検出抵抗６の経路には電
流が流れないため、導通損失が低減される。
ド２１のアノ−ドは、抵抗２０を介して、ＭＯＳＦＥＴ
３のゲ−トに直接接続される。このため、ＭＯＳＦＥＴ
３のオン期間にのみ、抵抗２０と、ダイオ−ド２１と、
電流検出抵抗６を介して電流を流れ、ダイオ−ド２１の
アノ−ドとカソ−ドの間に順方向降下電圧Ｖ２１が発生
する。従って、ＭＯＳＦＥＴ３のオフ期間には、抵抗２
０と、ダイオ−ド２１と、電流検出抵抗６の経路には電
流が流れないため、導通損失が低減される。
【００６４】なお、電流検出手段２４としてカレントト
ランス２５を用いた場合においても同様の効果が得られ
る。
ランス２５を用いた場合においても同様の効果が得られ
る。
【００６５】また、電流検出手段１７はＭＯＳＦＥＴ３
のソ−スＳと直流電源２の負電圧側の間に接続すること
なく、整流ダイオ−ド１１の両端等に接続して、スイッ
チング電源の出力回路に流れる回路電流を検出しても良
い。電流検出手段１７を整流ダイオ−ド１１のアノ−ド
とフライホイ−ルダイオ−ド１２のアノ−ドの間に接続
した場合を、図４に示す。この場合、スイッチング電源
の入力回路と出力回路との電気的絶縁をはかるため、Ｐ
ＷＭ用ＩＣ４のゲ−トドライブ端子Ｔ１から出力される
ドライブパルスはドライブトランス２７を介してＦＥＴ
３のゲ−トＧに供給される。なお、ドライブトランス２
７の代わりに、光結合によるフォトカプラ−等を使用し
ても良い。この回路構成における回路動作は、図１のＭ
ＯＳＦＥＴ３のソ−スＳと直流電源２の負電圧側の間に
電流検出手段１７を接続した場合と同じであり説明は省
略する。
のソ−スＳと直流電源２の負電圧側の間に接続すること
なく、整流ダイオ−ド１１の両端等に接続して、スイッ
チング電源の出力回路に流れる回路電流を検出しても良
い。電流検出手段１７を整流ダイオ−ド１１のアノ−ド
とフライホイ−ルダイオ−ド１２のアノ−ドの間に接続
した場合を、図４に示す。この場合、スイッチング電源
の入力回路と出力回路との電気的絶縁をはかるため、Ｐ
ＷＭ用ＩＣ４のゲ−トドライブ端子Ｔ１から出力される
ドライブパルスはドライブトランス２７を介してＦＥＴ
３のゲ−トＧに供給される。なお、ドライブトランス２
７の代わりに、光結合によるフォトカプラ−等を使用し
ても良い。この回路構成における回路動作は、図１のＭ
ＯＳＦＥＴ３のソ−スＳと直流電源２の負電圧側の間に
電流検出手段１７を接続した場合と同じであり説明は省
略する。
【００６６】さらにまた、上述した過電流保護回路が絶
縁型のスイッチング電源に設けられた場合について説明
したが、ＰＷＭ用ＩＣを用いてオン・オフ制御されるス
イッチ素子を有する非絶縁型のスイッチング電源であっ
ても同様に使用することができる。
縁型のスイッチング電源に設けられた場合について説明
したが、ＰＷＭ用ＩＣを用いてオン・オフ制御されるス
イッチ素子を有する非絶縁型のスイッチング電源であっ
ても同様に使用することができる。
【００６７】
【発明の効果】本発明の過電流保護回路は上述のように
構成されるので、応答性の早い高価なコンパレ−タを使
用することなく、簡易な回路構成で過電流保護回路を形
成することができる。このため、過電流保護回路を設け
たスイッチング電源を安価に製造することができる。
構成されるので、応答性の早い高価なコンパレ−タを使
用することなく、簡易な回路構成で過電流保護回路を形
成することができる。このため、過電流保護回路を設け
たスイッチング電源を安価に製造することができる。
【００６８】また、比較的高いスイッチング周波数で動
作をするスイッチ素子を用いたスイッチング電源におい
ても過電流に対する応答性が良いため、過電流が流れた
としても出力電流と出力電圧との関係は、裾野を引くこ
となくほぼ垂直に出力電流が垂下する。この結果、スイ
ッチ素子のスイッチング周波数ごとに発生する回路電流
を検出して正常状態を維持するパルスバイパルス制御を
行うことができ、入力回路および出力回路を構成する電
子部品における熱の発生を小さく抑えることができる。
従って、スイッチング電源が組み込まれた電子回路の温
度上昇が押さえられ、温度上昇に伴う電子回路の誤動作
が低減される。
作をするスイッチ素子を用いたスイッチング電源におい
ても過電流に対する応答性が良いため、過電流が流れた
としても出力電流と出力電圧との関係は、裾野を引くこ
となくほぼ垂直に出力電流が垂下する。この結果、スイ
ッチ素子のスイッチング周波数ごとに発生する回路電流
を検出して正常状態を維持するパルスバイパルス制御を
行うことができ、入力回路および出力回路を構成する電
子部品における熱の発生を小さく抑えることができる。
従って、スイッチング電源が組み込まれた電子回路の温
度上昇が押さえられ、温度上昇に伴う電子回路の誤動作
が低減される。
【００６９】さらに、電流検出手段によって検出された
検出電圧に、電圧重畳手段におけるダイオ−ドの順方向
降下電圧を重畳した電圧によって、ドライブパルス幅を
狭める手段を動作させる。このため、従来に比べて、本
発明の過電流保護回路に用いられる電流検出手段のイン
ピ−ダンスを小さく設定することができ、スイッチング
電源が定常状態で動作している際の導通損失を小さく抑
えることができる。
検出電圧に、電圧重畳手段におけるダイオ−ドの順方向
降下電圧を重畳した電圧によって、ドライブパルス幅を
狭める手段を動作させる。このため、従来に比べて、本
発明の過電流保護回路に用いられる電流検出手段のイン
ピ−ダンスを小さく設定することができ、スイッチング
電源が定常状態で動作している際の導通損失を小さく抑
えることができる。
【００７０】さらにまた、ＮＰＮ型のトランジスタのオ
ン電圧の温度ドリフトと、ダイオ−ドの順方向降下電圧
の温度ドリフトが、互いに打ち消し合うように回路が構
成されているので、温度ドリフトを小さく抑えることが
できる。このため、常温における最大定格電流値と過電
流との差を小さい値に設定することができ、スイッチン
グ電源の入力回路および出力回路を構成する電子部品に
おける熱の発生を小さく抑えることができる。
ン電圧の温度ドリフトと、ダイオ−ドの順方向降下電圧
の温度ドリフトが、互いに打ち消し合うように回路が構
成されているので、温度ドリフトを小さく抑えることが
できる。このため、常温における最大定格電流値と過電
流との差を小さい値に設定することができ、スイッチン
グ電源の入力回路および出力回路を構成する電子部品に
おける熱の発生を小さく抑えることができる。
【図１】本発明に係る過電流保護回路をスイッチング電
源に設けた回路図である。
源に設けた回路図である。
【図２】本発明に係る過電流保護回路における過電流検
出手段を、他の過電流検出手段におきかえたスイッチン
グ電源の回路図である。
出手段を、他の過電流検出手段におきかえたスイッチン
グ電源の回路図である。
【図３】本発明に係る過電流保護回路の電圧重畳手段に
印加される直流電源をパルス電源としたスイッチング電
源の回路図である。
印加される直流電源をパルス電源としたスイッチング電
源の回路図である。
【図４】本発明に係る過電流保護回路を出力回路に設け
たスイッチング電源の回路図である。
たスイッチング電源の回路図である。
【図５】基本三角波と増幅された出力電圧とを比較する
ことにより、ＰＷＭ用ＩＣから出力されるドライブパル
スのパルス幅が変わることを示す図である。
ことにより、ＰＷＭ用ＩＣから出力されるドライブパル
スのパルス幅が変わることを示す図である。
【図６】従来に係る過電流保護回路をスイッチング電源
に設けた回路図である。
に設けた回路図である。
【図７】過電流保護回路を設けたスイッチング電源にお
ける出力電圧と出力電流の関係を示す図であり、図７
（ａ）は過電流保護回路の応答が遅い場合を示し、図７
（ｂ）は過電流保護回路の応答が早い場合を示す。
ける出力電圧と出力電流の関係を示す図であり、図７
（ａ）は過電流保護回路の応答が遅い場合を示し、図７
（ｂ）は過電流保護回路の応答が早い場合を示す。
３ ＭＯＳＦＥＴ ４ ＰＷＭ用ＩＣ ６ 電流検出抵抗 １６ 過電流保護回路 １７ 電流検出手段 １８ 電圧重畳手段 １９ ドライブパルス幅を狭める手段 ２０ 抵抗 ２１ ダイオ−ド ２２ トランジスタ ２３ 抵抗 Ｖｓ１ 第一の基準電圧 Ｖｓ２ 第二の基準電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 辻 仁司 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内
Claims (6)
- 【請求項１】 スイッチ素子と、該スイッチ素子をパル
ス幅変調制御するドライブパルスを発生し、該ドライブ
パルスのデュ−ティ−比を印加電圧を低下させることに
より小さく設定する設定端子を有するＰＷＭ用制御回路
と、前記スイッチ素子のオン・オフ制御によって発生す
る交流電圧を整流する出力整流ダイオ−ドとを備えたス
イッチング電源に設けられた過電流保護回路において、
前記スイッチ素子あるいは出力整流ダイオ−ドに流れる
回路電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段に
よって検出される検出電圧に一定電圧を重畳するため一
端側に第一の電圧原源が接続された電圧重畳手段と、前
記スイッチ素子のドライブパルス幅を狭める手段とを備
え、該ドライブパルス幅を狭める手段は過電流が流れた
際に前記電流検出手段によって検出される検出電圧に前
記一定電圧が重畳された電圧によってオン制御されるト
ランジスタと該トランジスタのコレクタと第二の電圧源
との間に接続された抵抗とを有し、前記トランジスタが
オンすると該抵抗の電圧降下により前記ＰＷＭ用制御回
路の設定端子の電圧を低下させることを特徴とする過電
流保護回路。 - 【請求項２】 電圧重畳手段はダイオ−ドを有し、該ダ
イオ−ドの順方向降下電圧が一定電圧として、電流検出
手段によって検出される検出電圧に重畳されることを特
徴とする請求項１記載の過電流保護回路。 - 【請求項３】 電流検出手段は、電流検出抵抗であるこ
とを特徴とする請求項１記載の過電流保護回路。 - 【請求項４】 電流検出手段は、カレントトランスと、
該カレントトランスの二次コイルの両端に接続された抵
抗とから構成されることを特徴とする請求項１記載の過
電流保護回路。 - 【請求項５】 電圧重畳手段の一端側に接続された第一
の電圧源は、直流電源であることを特徴とする請求項１
から請求項４記載のいずれかの過電流保護回路。 - 【請求項６】 電圧重畳手段の一端側に接続された第一
の電圧源は、スイッチ素子のオン信号と同期するパルス
電源としたことを特徴とする請求項１から請求項４記載
のいずれかの過電流保護回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22821897A JP3198995B2 (ja) | 1997-08-25 | 1997-08-25 | 過電流保護回路 |
| US09/111,045 US5892665A (en) | 1997-08-25 | 1998-07-07 | Overcurrent protection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22821897A JP3198995B2 (ja) | 1997-08-25 | 1997-08-25 | 過電流保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1169799A true JPH1169799A (ja) | 1999-03-09 |
| JP3198995B2 JP3198995B2 (ja) | 2001-08-13 |
Family
ID=16873037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22821897A Expired - Lifetime JP3198995B2 (ja) | 1997-08-25 | 1997-08-25 | 過電流保護回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5892665A (ja) |
| JP (1) | JP3198995B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012161191A (ja) * | 2011-02-01 | 2012-08-23 | Canon Inc | スイッチング電源及び画像形成装置 |
| US8634210B2 (en) | 2010-09-03 | 2014-01-21 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter including switching frequency control circuit |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6212051B1 (en) * | 1999-02-08 | 2001-04-03 | Acute Power, Inc. | Pulse-width modulator current limiter |
| US6710993B1 (en) | 2000-11-27 | 2004-03-23 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Method and apparatus for providing overload protection for a circuit |
| US6552578B1 (en) | 2002-06-10 | 2003-04-22 | Pericom Semiconductor Corp. | Power down circuit detecting duty cycle of input signal |
| JP4147424B2 (ja) * | 2002-08-13 | 2008-09-10 | サンケン電気株式会社 | 過熱保護装置 |
| US7075373B2 (en) * | 2004-11-02 | 2006-07-11 | Micrel, Inc. | Overcurrent protection circuit with fast current limiting control |
| US7773358B2 (en) * | 2005-05-18 | 2010-08-10 | Texas Instruments Incorporated | Output current control and overload protection in digital audio amplifiers |
| JP4848786B2 (ja) * | 2006-02-07 | 2011-12-28 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| CN101878657A (zh) * | 2007-11-30 | 2010-11-03 | 株式会社坦姆科日本 | 无线电收发机等通信设备的带扬声器的手持式传声器中的声音输入输出自动切换电路 |
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| US9722334B2 (en) | 2010-04-07 | 2017-08-01 | Black & Decker Inc. | Power tool with light unit |
| US8981601B2 (en) | 2011-07-06 | 2015-03-17 | Technologie Demtroys Inc. | Method of operating a remotely-controlled switching device of an energy management system |
| CN102426471A (zh) * | 2011-12-09 | 2012-04-25 | 佛山市南庄广昌电器塑料有限公司 | 开关电源可调恒流及温控软保护模块 |
| US9989564B2 (en) * | 2012-10-09 | 2018-06-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Lossless over-current detection circuit for Royer oscillators and push-pull converters |
| JP5986138B2 (ja) * | 2014-05-09 | 2016-09-06 | レノボ・シンガポール・プライベート・リミテッド | 複数のプロセッサに電力を供給する電源装置の出力を制御する方法、電源システムおよび情報処理装置 |
| CN105680414B (zh) * | 2014-11-21 | 2018-06-08 | 力林科技股份有限公司 | 具低电压保护的电源供应器及其操作方法 |
| US9325246B1 (en) * | 2015-01-20 | 2016-04-26 | Chicony Power Technology Co., Ltd. | Flyback apparatus with voltage superposition circuit and overpower protection |
| CN108923399A (zh) * | 2018-07-02 | 2018-11-30 | 山东航天电子技术研究所 | 一种可恢复的恒定电流型浪涌抑制电路 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4330816A (en) * | 1980-01-02 | 1982-05-18 | Fujitsu Fanuc Limited | Overcurrent protection apparatus |
| US4736264A (en) * | 1985-05-23 | 1988-04-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Primary switched-mode power supply unit |
| JPH01166484U (ja) * | 1988-05-16 | 1989-11-21 | ||
| JPH04150767A (ja) * | 1990-10-08 | 1992-05-25 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源回路 |
-
1997
- 1997-08-25 JP JP22821897A patent/JP3198995B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-07-07 US US09/111,045 patent/US5892665A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
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| US8634210B2 (en) | 2010-09-03 | 2014-01-21 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter including switching frequency control circuit |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3198995B2 (ja) | 2001-08-13 |
| US5892665A (en) | 1999-04-06 |
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