JP2004201474A

JP2004201474A - スイッチング電源回路

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Publication number: JP2004201474A
Application number: JP2002370465A
Authority: JP
Inventors: Toshiharu Ikeda; 俊治池田; Harumi Kano; 晴巳加納; Haruhiko Kondo; 晴彦近藤; Toshihiro Amei; 俊裕飴井; Koichi Nakai; 厚一仲井
Original assignee: KAC JAPAN KK; SMK Corp
Current assignee: KAC JAPAN KK; SMK Corp
Priority date: 2002-12-20
Filing date: 2002-12-20
Publication date: 2004-07-15
Anticipated expiration: 2022-12-20
Also published as: JP3876223B2

Abstract

【課題】フライバックトランスの構造を簡単にし、かつ、出力電圧の検出を１次側で行うことで、スイッチング電源を安価に提供すること。
【解決手段】フライバックトランスのドライブコイルからの電圧が印加されることによって自励発振し、励磁コイルを励磁する第１スイッチング素子を、励磁コイルと直流電源間に挿入し、この励磁コイルの一方端に前記ドライブコイルを直結し、励磁コイルに出力電圧に対応した電圧を検出する出力電圧検出部を設け、この出力電圧検出部に、検出電圧と基準電圧を比較する誤差検出部を設け、この誤差検出部に、スイッチング制御部を結合してなり、誤差検出部にて検出した誤差電圧の大きさに基づいてスイッチング制御部の時定数回路を可変して第２スイッチング素子のオン、オフを制御して出力電圧が一定となるように第１スイッチング素子のオン時間を制御するようにしたものである。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ノートブック型コンピュータ、携帯電話機等に使われるＡＣアダプタやテレビ受信機、オーディオ製品等の電源回路に用いられる自励式のスイッチング電源回路に関するもので、トランスの構造の簡素化と出力電圧検出方法の簡素化により、より安価な電源回路を提供することを目的とするものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、この種の電源として用いられてきた自励式スイッチング電源回路の構成を、図３を用いて説明する。
図３に示すようなＲＣＣといわれるスイッチング電源回路は、１次側の励磁コイル２８ａとドライブコイル２８ｃ、２次側の出力コイル２８ｂで構成されるフライバックトランス２８を有する。これらのコイル２８ａ、２８ｂ、２８ｃは、それぞれ独立していて互いに絶縁されており、このうち励磁コイル２８ａとドライブコイル２８ｃは、同極性で、出力コイル２８ｂは、逆極性で構成される。この図３において、直流電源を接続するための＋側端子１１と−側端子１２の間には、平滑用コンデンサ１３が接続される。この＋側端子１１には、励磁コイル２８ａの一方端が接続され、励磁コイル２８ａの他方端には、第１スイッチング素子としてのＭＯＳ・ＦＥＴ１４のドレインが接続され、このＭＯＳ・ＦＥＴ１４のソースは、−側端子１２に接続される。このＭＯＳ・ＦＥＴ１４のゲートと＋側端子１１の間には、起動用抵抗１５が接続される。前記励磁コイル２８ａと並列に、スイッチング電源における切り替わりの過渡状態で発生する高いスパイク電圧を防止するための抵抗２４、ダイオード２５、及び、コンデンサ２６からなるスナバ回路２７が接続されている。
また、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４のゲートには、−側端子１２との間に、第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタ１８が接続され、前記ドライブコイル２８ｃの一方端との間に、コンデンサ１６、抵抗１７、抵抗２３が直列に接続されている。
【０００３】
前記トランジスタ１８のベースは、コンデンサ１９を介して−側端子１２に接続されるとともに、ツェナーダイオード２１のアノード側、カソード側を経、さらに、抵抗２２を介してドライブコイル２８ｃと抵抗２３との間に接続されている。また、フォトカプラ２０の受光素子２０ａのコレクタが抵抗１７と抵抗２３の間に、エミッタがトランジスタ１８のベースに接続されている。
【０００４】
前記出力コイル２８ｂには、整流用ダイオード２９と平滑用コンデンサ３０の直列回路が接続され、この平滑用コンデンサ３０の両端に負荷３４が接続されている。また、負荷３４と並列にツェナーダイオード３１と抵抗３３が接続され、この抵抗３３と並列にフォトカプラ２０の発光素子２０ｂと抵抗３２の直列回路が接続されている。
【０００５】
このような構成において、＋側端子１１と−側端子１２の間に直流電圧が印加されると、起動用抵抗１５を介してＭＯＳ・ＦＥＴ１４のゲートに閾値電圧以上の電圧が瞬時に印加される。すると、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４に微小なドレイン電流が流れ、これにより、励磁コイル２８ａに電圧が発生し、その影響でドライブコイル２８ｃにも電圧が発生する。ドライブコイル２８ｃに発生した電圧は、抵抗２３、抵抗１７、コンデンサ１６を介してＭＯＳ・ＦＥＴ１４のゲートに加わり、これにより正帰還ループが形成されて、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４は、図４のｔ１時に瞬時にＯＮ状態となる。このときのＭＯＳ・ＦＥＴ１４のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、図４（ａ）に示すような波形となる。ＭＯＳ・ＦＥＴ１４がＯＮ状態となったことにより、励磁コイル２８ａには、＋側端子１１と−側端子１２の間に印加した直流電圧と略同等の電圧が印加され、ドライブコイル２８ｃには、励磁コイル２８ａの巻数に対する出力コイル２８ｂの巻数比によって決まる電圧Ｖｄが発生する。電圧Ｖｄの波形を図４（ｄ）に示す。
【０００６】
このドライブコイル２８ｃに発生する電圧Ｖｄにより、抵抗２３、フォトカプラ２０の受光素子２０ａを介してコンデンサ１９の充電が始まる。コンデンサ１９に充電される電圧Ｖｃは、図４（ｅ）に示すような波形となり、この電圧Ｖｃがｔ２時に、トランジスタ１８のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達すると、トランジスタ１８にベース電流が流れてＯＮ状態となる。トランジスタ１８がＯＮ状態となると、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４のゲート・ソース間電圧が略０Ｖとなるため、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４は、瞬時にＯＦＦ状態となる。ＭＯＳ・ＦＥＴ１４がＯＮしてからＯＦＦするまでの期間ｔ１〜ｔ２に図４（ｂ）に示すように、励磁コイル２８ａに電流Ｉｄが流れる。
【０００７】
ＭＯＳ・ＦＥＴ１４がｔ２時にＯＦＦすると同時に、２次側の出力コイル２８ｂに正負反転した電圧が発生する。この電圧は、ダイオード２９、コンデンサ３０でそれぞれ整流、平滑化されて負荷３４に供給される。このとき出力コイル２８ｂに流れる電流Ｉｏを図４（ｃ）に示す。この電流Ｉｏは、急激に立上り、以後徐々に０に向かって減少していき、ダイオード２９がＯＦＦするまで降下する。このダイオード２９がＯＦＦするｔ３時と同時に、出力コイル２８ｂの内部にある残留磁束により、ドライブコイル２８ｃに反転した電圧Ｖｄ（図４（ｄ）に示す）が発生し、再びＭＯＳ・ＦＥＴ１４をＯＮにする。この発振動作を繰り返すことで出力電圧が得られる。
【０００８】
ここで、出力電圧Ｖｏは、ツェナーダイオード３１の基準電圧Ｒｒｅｆと比較され、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｒｒｅｆを超えると、その差分がフォトカプラ２０の発光素子２０ｂに流れる。これにより、フォトカプラ２０の受光素子２０ａのコレクタ・エミッタ間のインピーダンスが変化するので、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４のＯＮ期間にコンデンサ１９を充電する経路にある抵抗２３、フォトカプラの受光素子２０ａ、コンデンサ１９による時定数が変化する。すると、コンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達し、トランジスタ１８をＯＮして、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４をＯＦＦする。この時定数の変化により、ＶｃがＶｂｅに達するまでの時間が変化し、これにより、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４のＯＮ期間がコントロールされ、出力電圧Ｖｏが安定する（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００９】
【非特許文献１】
戸川治朗著「実用電源回路設計ハンドブック」CQ出版、１９９９年３月１日第１７版発行、Ｐ．１４０〜１４７
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記図３に示す従来の自励式スイッチング電源回路１０は、２次側で出力電圧Ｖｏを検出して、これを１次側にフィードバックして制御する構成をとっているため、高精度に出力電圧Ｖｏをコントロールすることができる。
しかし、図３の回路において、直流電源の＋側端子１１に励磁コイル２８ａを直結し、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４のソースを、直流電源の−側端子１２に接続しているため、ドライブコイル２８ｃを励磁コイル２８ａと直結して構成することができない。このため、フライバックトランス２８の１次側の励磁コイル２８ａとドライブコイル２８ｃは、それぞれ独立して構成し、互いに電気的絶縁が必要であり、構造が複雑でコストが高いという問題があった。また、２次側で出力電圧Ｖｏを検出して、これを１次側にフィードバックするために用いるフォトカプラ２０は、高価な部品であり、これもコストを高くする要因であった。
【００１１】
本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、フライバックトランスの構造を簡単にすることと、出力電圧の検出を１次側で行いフォトカプラを取り除くことで、コストを低減した電源回路を提供することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、１次側に励磁コイルとドライブコイルを有し、２次側に出力コイルを有するフライバックトランスと、前記ドライブコイルからの電圧が印加されることによって自励発振し、前記励磁コイルを励磁する第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子の発振周波数を制御するためのスイッチング制御部とを具備したスイッチング電源回路において、前記第１スイッチング素子を、前記励磁コイルと直流電源間に挿入し、前記励磁コイルの一方端に前記ドライブコイルを直結し、前記励磁コイルに、２次側の出力電圧に対応した電圧を検出する出力電圧検出部を設け、この出力電圧検出部に、この出力電圧検出部にて検出した電圧を基準電圧と比較する誤差検出部を設け、この誤差検出部に、前記スイッチング制御部を結合してなり、前記誤差検出部にて検出した誤差電圧の大きさに基づいて前記スイッチング制御部の時定数回路を可変して第２スイッチング素子のオン、オフを制御して出力電圧が一定となるように前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するようにしたことを特徴とするスイッチング電源回路である。
【００１３】
このような構成とすることで、励磁コイルとドライブコイルは直結して構成でき、絶縁する必要がないので、フライバックトランスを簡素化できる。また、出力電圧を１次側で検出するようにしたので、従来２次側からフィードバックするために用いたフォトカプラ等の高価な素子が必要なくなり、回路を安価に構成することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明のスイッチング電源回路は、図１に示すように、励磁コイル５２ａ、出力コイル５２ｂ、ドライブコイル５２ｃからなるフライバックトランス５２と、直流電源の＋側端子１１と前記励磁コイル５２ａとの間に挿入された第１スイッチング素子３６とを具備してなり、また、同極性である励磁コイル５２ａとドライブコイル５２ｃを直結して構成するとともに、出力電圧をフライバックトランス５２の１次側で検出するように出力電圧検出部を設け、この出力電圧検出部で検出した出力電圧を誤差検出部で基準電圧と比較し、その誤差の大きさに応じてスイッチング制御部で第１スイッチング素子３６のＯＮ期間を制御する構成となっている。
【００１５】
以下、さらに詳しい本発明のスイッチング電源回路の構成を説明する。
図１において、直流電源を接続するための＋側端子１１と−側端子１２の間には、平滑用コンデンサ１３が接続される。この＋側端子１１には、第１スイッチング素子３６（例えばＭＯＳ・ＦＥＴ）のドレインが接続され、この第１スイッチング素子３６のソースは、励磁コイル５２ａの一方端に接続され、励磁コイル５２ａの他方端は、−側端子１２に接続される。また、励磁コイル５２ａの一方端側には、ドライブコイル５２ｃの一方端が直結してあり、ドライブコイル５２ｃの他方端は、抵抗３８とコンデンサ３７を介して第１スイッチング素子３６のゲートに接続され、また、第１スイッチング素子３６のゲートと＋側端子１１の間には、起動用抵抗３５が接続される。
【００１６】
前記第１スイッチング素子３６とフライバックトランス５２の間には、スイッチング制御部５６、誤差検出部５７及び出力電圧検出部５８が順次接続されている。
前記スイッチング制御部５６は、前記第１スイッチング素子３６のスイッチング動作を制御するためのもので、第１スイッチング素子３６のゲート、ソースには、バイポーラトランジスタなどの第２スイッチング素子３９のコレクタ、エミッタがそれぞれ接続されている。この第２スイッチング素子３９のベース・エミッタ間には、コンデンサ４０が接続され、第２スイッチング素子３９のベースとドライブコイル５２ｃの他方端との間には、定電流素子４１が接続されている。また、この定電流素子４１と並列に、抵抗４２とダイオード４３の直列回路がダイオード４３のアノード側を第２スイッチング素子３９のベース側にして接続され、さらに、前記コンデンサ４０と並列に、抵抗４４と充電電流制御用トランジスタ４５の直列回路が抵抗４４を第２スイッチング素子３９のベース側にして接続されている。
【００１７】
前記出力電圧検出部５８及び誤差検出部５７の構成について説明する。
前記励磁コイル５２ａの両端間に整流用ダイオード５１と平滑用コンデンサ５０が接続され、このコンデンサ５０と並列に、分圧用の抵抗４８と抵抗４９の直列回路が接続されて、出力電圧検出部５８が構成されている。
前記誤差検出部５７は、ツェナーダイオード４６と誤差増幅器４７からなり、前記抵抗４８と抵抗４９の接続点に、前記誤差増幅器４７の−入力が接続されている。また、誤差増幅器４７の＋入力には、ツェナーダイオード４６のカソード側が接続され、このツェナーダイオード４６のアノード側は、励磁コイル５２ａの一方端に接続されている。そしてこの誤差増幅器４７の出力は、前記充電電流制御用トランジスタ４５のベースに接続されている。
【００１８】
前記フライバックトランス５２の２次側に設けた出力コイル５２ｂには、整流用ダイオード５３と平滑用コンデンサ５４が接続され、このコンデンサ５４と並列に負荷５５が接続される。
【００１９】
このような構成における作用を図２に基づき説明する。
＋側端子１１と−側端子１２の間に直流電源が印加されると、起動用抵抗３５を介して第１スイッチング素子３６のゲートに電圧が印加される。この電圧は、ゲートの閾値電圧以上の電圧であるため、印加された瞬間のｔ１時に第１スイッチング素子３６は、ＯＮ状態になり、励磁コイル５２ａに、図２（ａ）に示すような、直流電源に略等しい電圧Ｖｓが加わる。同時に、この励磁コイル５２ａの電圧Ｖｓに比例した電圧がドライブコイル５２ｃに発生して、抵抗３８、コンデンサ３７を介して第１スイッチング素子３６のゲートに印加される。このドライブコイル５２ｃからのゲート電圧により、第１スイッチング素子３６のＯＮ状態は維持される。また、ドライブコイル５２ｃに発生した電圧は、定電流素子４１を介してコンデンサ４０にも印加され、これによりコンデンサ４０の充電が開始される。図２（ｂ）は、コンデンサ４０の充電電圧Ｖｃの波形を表している。この図２（ｂ）に示すように、充電電圧Ｖｃが、ｔ２時に第２スイッチング素子３９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達すると、第２スイッチング素子３９は、ＯＮして、第１スイッチング素子３６のゲート・ソース間を短絡するので、第１スイッチング素子３６は、ＯＦＦ状態となる。ここで、第１スイッチング素子３６がＯＮしてからＯＦＦするまでに励磁コイル５２ａに流れる電流Ｉｄは、図２（ｃ）に示すような波形となる。
【００２０】
第１スイッチング素子３６がｔ２時にＯＦＦすると、励磁コイル５２ａ、出力コイル５２ｂ、ドライブコイル５２ｃは、それぞれ電圧の極性が反転し、出力コイル５２ｂは、ダイオード５３を介して出力側に図２（ｄ）に示すような電流Ｉｏを供給する。この間、励磁コイル５２ａには、図２（ａ）に示すようなマイナスの電圧が発生する。また、ドライブコイル５２ｃにも同様のマイナスの電圧が発生する。このドライブコイル５２ｃに発生したマイナスの電圧は、抵抗４２、ダイオード４３を介してコンデンサ４０に印加され、コンデンサ４０は、逆極性に充電を開始する。ここで、トランス５２の１次側に蓄えられたエネルギーが２次側に放出を続け、図２（ｄ）に示すように出力コイル５２ｂに流れる電流Ｉｏが徐々に減少していき、ｔ３時に放出し切り電流が０になると、トランス５２内の残留磁束により再び電圧が反転して励磁コイル５２ａ及びドライブコイル５２ｃにプラス方向の電圧が発生する。このドライブコイル５２ｃに発生したプラスの電圧が再度抵抗３８、コンデンサ３７を介して第１スイッチング素子３６のゲートに印加され、これにより第１スイッチング素子３６は再びＯＮ状態となる。すると、図２（ｂ）に示すように、コンデンサ４０は再び＋に向かって充電を開始する。このコンデンサ４０の電圧が第２スイッチング素子３９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達するまでが、第１スイッチング素子３６のＯＮ期間である。このように、自動的にＯＮ・ＯＦＦを繰り返しながら、出力コイル５２ｂより負荷５５に電力を供給する。
【００２１】
次に、出力電圧のコントロール方法について説明する。負荷５５にかかる出力電圧Ｖｏは、出力コイル５２ｂの電圧をダイオード５３とコンデンサ５４を用いて整流平滑化したものであり、従来はこの２次側の出力電圧Ｖｏを直接検出してフォトカプラ等を用いて１次側にフィードバックして出力電圧のコントロールを行っていた。
これに対して本発明は、１次側の励磁コイル５２ａの電圧をダイオード５１とコンデンサ５０を用いて整流平滑化した電圧が出力電圧Ｖｏに比例することを利用して出力電圧のコントロールを行っている。
【００２２】
コンデンサ５０には、励磁コイル５２ａの電圧を整流平滑化した電圧が発生する。このコンデンサ５０に発生した電圧は、２次側の出力電圧Ｖｏに略比例しており、この電圧を抵抗４８と抵抗４９を用いて分圧し、この分圧した電圧は、誤差増幅器４７によってツェナーダイオード４６の基準電圧と比較され、その差分が増幅されて充電電流制御用トランジスタ４５のベースに入力される。この充電電流制御用トランジスタ４５は、ベースへの入力の大きさによってインピーダンスがリニアに変化するものであり、このインピーダンスの大きさによって、コンデンサ４０の充電速度が変化する。
【００２３】
例えば、出力電圧Ｖｏが設定値より低い場合には、ツェナーダイオード４６の基準電圧に比べて抵抗４８と抵抗４９を用いて分圧した電圧は低くなるため、充電電流制御用トランジスタ４５のベースには、＋の電圧が増幅されて入力され、このため充電電流制御用トランジスタ４５のインピーダンスは小さくなる。充電電流制御用トランジスタ４５のインピーダンスが小さくなると、定電流素子４１からの電流のうち、抵抗４４及び充電電流制御用トランジスタ４５を流れる割合は増加し、図２（ｂ）の１点鎖線のように、コンデンサ４０に流れる割合は減少する。すると、コンデンサ４０の電圧が第２スイッチ素子３９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達するまでの時間がｔ４１時と長くかかるようになるため、その結果、第１スイッチング素子３６のＯＮ期間が長くなり、出力電圧Ｖｏは増加する。
【００２４】
逆に、出力電圧Ｖｏが高い場合には、ツェナーダイオード４６の基準電圧に比べて抵抗４８と抵抗４９を用いて分圧した電圧は高くなるため、充電電流制御用トランジスタ４５のベースには−の電圧が増幅されて入力され、このため充電電流制御用トランジスタ４５のインピーダンスは大きくなる。充電電流制御用トランジスタ４５のインピーダンスが大きくなると、定電流素子４１からの電流のうち、抵抗４４及び充電電流制御用トランジスタ４５を流れる割合は減少し、図２（ｂ）の２点鎖線のように、コンデンサ４０に流れる割合は増加する。すると、コンデンサ４０の電圧が第２スイッチ素子３９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達するまでの時間がｔ４２時と短くなるため、その結果、第１スイッチング素子３６のＯＮ期間が短くなり、出力電圧Ｖｏは減少する。
このようにして、コンデンサ４０の充電時間を制御することで、第１スイッチング素子３６のＯＮ期間を制御し、出力電圧Ｖｏを一定に保っている。
【００２５】
前記実施例では、第１スイッチ素子３６をＭＯＳ・ＦＥＴとしたが、これに限られるものではなく、バイポーラトランジスタであってもよい。
【００２６】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、第１スイッチング素子を、励磁コイルと直流電源間に挿入し、励磁コイルの一方端にドライブコイルを直結し、励磁コイルに、２次側の出力電圧に対応した電圧を検出する出力電圧検出部を設け、この出力電圧検出部に、この出力電圧検出部にて検出した電圧を基準電圧と比較する誤差検出部を設け、この誤差検出部に、スイッチング制御部を結合してなり、誤差検出部にて検出した誤差電圧の大きさに基づいて前記スイッチング制御部の時定数回路を可変して第２スイッチング素子のオン、オフを制御して出力電圧が一定となるように前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するようにしたので、励磁コイルとドライブコイルを直結して構成し、絶縁する必要がないので、フライバックトランスを簡素化できる。また、出力電圧を１次側で検出するようにしたので、従来２次側からフィードバックするために用いたフォトカプラ等の高価な素子が必要なくなり、回路を安価に構成することができる。
【００２７】
請求項２記載の発明によれば、スイッチング制御部は、第１スイッチング素子としてのＭＯＳ・ＦＥＴのゲート、ソースに、コレクタ、エミッタをそれぞれ接続した第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタと、この第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に設けたコンデンサと、第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタのベースと前記ドライブコイルとの間に設けた定電流素子と、第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に抵抗を介して設けた充電電流制御用トランジスタとを具備し、充電電流制御用トランジスタのベースに誤差検出部を結合し、充電電流制御用トランジスタは、この誤差の大きさに応じてインピーダンスが変化し、定電流素子からの電流のうち、コンデンサに流れる電流を制御するようにしたので、第１スイッチング素子のゲート・ソース間に接続した第２スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦは、この第２スイッチング素子のベース・エミッタ間に設けたコンデンサの充電電圧によって決定され、その充電電圧は、充電電流制御用トランジスタのインピーダンスを出力電圧の大きさに応じて変化させるようにし、これによって、定電流素子からの電流のうち、コンデンサに流れる電流を制御して、第２スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することができ、その結果、第１スイッチング素子のスイッチングを制御することができる。
【００２８】
請求項３記載の発明によれば、出力電圧検出部は、整流用ダイオードと平滑用コンデンサの直列回路を励磁コイルの両端間に接続し、このコンデンサとダイオードで整流平滑化された電圧を抵抗で分圧して得た電圧を出力電圧として検出するようにしたので、２次側の負荷に供給される電圧に比例した電圧を、１次側で得ることができる。
【００２９】
請求項４記載の発明によれば、誤差検出部は、ツェナーダイオードと誤差増幅器とで構成し、この誤差増幅器によって、出力電圧検出部で検出した出力電圧をツェナーダイオードの基準電圧と比較してその誤差を出力するようにしたので、基準電圧に対する出力電圧の大きさを誤差として検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスイッチング電源回路の一実施例を示す電気回路図である。
【図２】図１の回路における各部の波形図である。
【図３】従来のスイッチング電源回路を示す電気回路図である。
【図４】図３の回路における各部の波形図である。
【符号の説明】
１１…直流＋側端子、１２…直流−側端子、１３…平滑用コンデンサ、１４…第１スイッチング素子、１５…起動用抵抗、１６…コンデンサ、１７…抵抗、１８…第２スイッチング素子、１９…コンデンサ、２０…フォトカプラ、２０ａ…受光側、２０ｂ…発光側、２１…ツェナーダイオード、２２…抵抗、２３…抵抗、２４…抵抗、２５…ダイオード、２６…コンデンサ、２７…スナバ回路、２８…フライバックトランス、２８ａ…励磁コイル、２８ｂ…出力コイル、２８ｃ…ドライブコイル、２９…ダイオード、３０…コンデンサ、３１…ツェナーダイオード、３２…抵抗、３３…抵抗、３４…負荷、３５…起動用抵抗、３６…第１スイッチング素子、３７…コンデンサ、３８…抵抗、３９…第２スイッチング素子、４０…コンデンサ、４１…定電流素子、４２…抵抗、４３…ダイオード、４４…抵抗、４５…充電電流制御用トランジスタ、４６…ツェナーダイオード、４７…誤差増幅器、４８…抵抗、４９…抵抗、５０…コンデンサ、５１…ダイオード、５２…フライバックトランス、５２ａ…励磁コイル、５２ｂ…出力コイル、５２ｃ…ドライブコイル、５３…ダイオード、５４…コンデンサ、５５…負荷、５６…スイッチング制御部、５７…誤差検出部、５８…出力電圧検出部。

Claims

１次側に励磁コイルとドライブコイルを有し、２次側に出力コイルを有するフライバックトランスと、前記ドライブコイルからの電圧が印加されることによって自励発振し、前記励磁コイルを励磁する第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子の発振周波数を制御するためのスイッチング制御部とを具備したスイッチング電源回路において、前記第１スイッチング素子を、前記励磁コイルと直流電源間に挿入し、前記励磁コイルの一方端に前記ドライブコイルを直結し、前記励磁コイルに、２次側の出力電圧に対応した電圧を検出する出力電圧検出部を設け、この出力電圧検出部に、この出力電圧検出部にて検出した電圧を基準電圧と比較する誤差検出部を設け、この誤差検出部に、前記スイッチング制御部を結合してなり、前記誤差検出部にて検出した誤差電圧の大きさに基づいて前記スイッチング制御部の時定数回路を可変して第２スイッチング素子のオン、オフを制御して出力電圧が一定となるように前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するようにしたことを特徴とするスイッチング電源回路。
スイッチング制御部は、第１スイッチング素子としてのＭＯＳ・ＦＥＴのゲート、ソースに、コレクタ、エミッタをそれぞれ接続した第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタと、この第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に設けたコンデンサと、第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタのベースと前記ドライブコイルとの間に設けた定電流素子と、第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に抵抗を介して設けた充電電流制御用トランジスタとを具備し、前記充電電流制御用トランジスタのベースに誤差検出部を結合し、前記充電電流制御用トランジスタは、この誤差の大きさに応じてインピーダンスが変化し、定電流素子からの電流のうち、コンデンサに流れる電流を制御するようにしたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
出力電圧検出部は、整流用ダイオードと平滑用コンデンサの直列回路を励磁コイルの両端間に接続し、このコンデンサとダイオードで整流平滑化された電圧を抵抗で分圧して得た電圧を出力電圧として検出することを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源回路。
誤差検出部は、ツェナーダイオードと誤差増幅器とで構成し、この誤差増幅器によって、出力電圧検出部で検出した出力電圧をツェナーダイオードの基準電圧と比較してその誤差を出力するようにしたことを特徴とする請求項１、２又は３記載のスイッチング電源回路。