JPH1155216A - Cdma適応受信装置 - Google Patents
Cdma適応受信装置Info
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- JPH1155216A JPH1155216A JP21033697A JP21033697A JPH1155216A JP H1155216 A JPH1155216 A JP H1155216A JP 21033697 A JP21033697 A JP 21033697A JP 21033697 A JP21033697 A JP 21033697A JP H1155216 A JPH1155216 A JP H1155216A
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Abstract
御特性に優れること。 【解決手段】 第kユーザ用アンテナの重み付け合成回
路2は、第kユーザ固有のアンテナ指向性パターンによ
る受信信号を生成出力し、この出力を遅延回路52 〜5
M が各マルチパスに応じて遅延させるので、重み付け合
成回路2は一つで済む。またこのM個の出力を逆拡散回
路61 〜6M 、復調回路71 〜7M が、各パス毎に逆拡
散および復調処理し、この出力を合成器8が加算した
後、加算結果から判定器9が第kユーザ判定信号を出力
する。誤差生成回路10は第kユーザ判定信号に対して
各パス毎の判定誤差を検出し、合成して一つの誤差信号
を生成するため、パス数が多くても適応制御特性に優れ
ている。重み制御回路4は、合成された誤差信号と遅延
回路3により遅延させた各アンテナ11 〜1N の受信信
号とからアンテナ重み係数Wk1〜WkNを計算しているの
で、一つで済む。
Description
いてCDMA(Code Division Multiple Access:符号
分割多元接続)通信方式とこの通信方式に適した適応ア
ンテナとを用いたCDMA適応受信装置に関し、特に、
装置の規模を縮小し、かつ適応制御特性に優れたCDM
A適応受信装置に関する。
ルラ方式移動通信システムなどでは、あるユーザに対す
る他ユーザからの干渉、または遅延波による干渉が受信
品質を決定する支配的要因となる。このため一方では、
下記に説明するような、適応アンテナを用いてこれらの
干渉を除去する方式が検討されつつある。他方、加入者
の大容量対応が期待できる無線伝送方式としてCDMA
通信方式が注目されている。
た適応アンテナを用いた受信装置として、拡散処理利得
を利用した方式が提案されている。
ば、王、河野、今井による「スペクトル拡散多元接続の
ための拡散処理利得を用いたTDLアダプティブアレー
アンテナ」(電子情報通信学会論文誌 Vol.J75- BII,
No.11,pp815-825,1992.)、および田中、三木、佐和橋に
よる「DS−CDMAにおける判定帰還型コヒレント適
応ダイバーシチの特性」(電子情報通信学会技報 RC
S96-102,1996-11 )に記載されるように、アンテナ重
み制御の際、逆拡散後に抽出した重み制御誤差信号を用
いることで、適応制御において処理利得によるSINR
(Signal to Interference and Noise Ratio:希望信号
対干渉雑音電力比)の改善効果が得られる。
図8に示されるように、第kユーザ(kは“1”以上の
整数)に対して、受信用のN個(Nは“1”以上の整
数)のアンテナ11 〜1N 、パス数M(Mは“1”以上
の整数)のマルチパスに対応して遅延回路(以後、Dと
略称する)D2 2052 〜DM 205M (D1 2051
は遅延を零とするため省略)および適応受信サブブロッ
ク2001 〜200M 、並びに合成器8および判定器9
が備えられている。
00M それぞれは、図9に第m適応受信サブブロック2
00m により示されるように、重み付け合成回路2、遅
延回路(D)3、重み制御回路4、逆拡散回路6、復調
回路7、乗算器11,13、および減算器12を備え
る。
望波信号および複数の干渉波信号が符号多重化されてい
る信号を受ける。N個のアンテナ11 〜1N それぞれ
は、それぞれの受信信号が相関を有するように近接して
配置される。
1 は遅延を零とするため省略)それぞれは、N個のアン
テナ11 〜1N それぞれで受けた受信信号をマルチパス
のM個のパスそれぞれに対応して遅延させる。
ク2001 では、重み付け合成回路21 がアンテナ11
〜1N からの受信信号を入力し、第m(m=2〜M)パ
ス用の適応受信サブブロック200m では、重み付け合
成回路2m がDm 205m の出力を入力する。
2m は、図2に示されると同様な構成を有し、N個の入
力それぞれを複素乗算器211 〜21N それぞれで第k
パスに対するアンテナ重み係数Wk1〜WkNそれぞれを乗
算し、次いで、これら出力を乗算器22で加算して、第
kユーザ第mパス固有のアンテナ指向性パターンにより
受けた信号を生成し出力する。アンテナ重み係数Wk1〜
WkNは、重み制御回路4m から出力される。
m は、第kユーザ第mパス用のアンテナ重み付けによる
重み付け合成回路2m の出力と第kユーザの拡散符号C
k との相関計算を行う。
構成を有し、逆拡散回路6m からの入力を伝送路推定回
路71および複素乗算器73に接続し、伝送路推定回路
71の出力である複素伝送路推定値から複素共役操作回
路72により求めた複素共役を乗算して適応受信サブブ
ロック200m の出力とする。
れぞれの適応受信サブブロック2001 〜200M の出
力を加算する。
判定を行い、第kユーザ判定信号を出力する。この判定
信号は、判定シンボルレプリカとして適応受信サブブロ
ック2001 〜200M それぞれに入力される。
に示されるように複素乗算器11mが、受けた判定シン
ボルレプリカに、復調回路7m の出力の複素伝送路推定
値を乗算する。減算器12m は、複素乗算器11m の出
力と逆拡散回路6m の出力の差を計算し判定誤差を検出
する。複素乗算器13m は、この判定誤差に拡散符号C
k を乗算して重み制御回路4m に出力する。
ロック200m の入力1〜Nを遅延させ、重み制御回路
4m に出力する。
出力と遅延回路D3m の出力とからアンテナ重み係数W
k1〜WkNそれぞれを計算し、重み付け合成回路2m へ出
力する。
受信信号には、希望波信号成分および干渉波信号成分、
並びに熱雑音が含まれている。更に、希望波信号成分お
よび干渉波信号成分それぞれにはマルチパス成分が存在
する。通常、これらの信号成分は異なった方向から到来
する。
号成分のマルチパス成分に対して独立にM個の適応受信
サブブロック2001 〜200M を用意し、それぞれの
パスの信号成分の希望波信号対干渉波信号電力比(SI
R:Signal to InterferenceRatio)を最大にするよう
に、重み付け合成回路21 〜2M それぞれにおいて受信
信号の重み付けを行う。この結果、適応受信サブブロッ
ク2001 〜200Mにおける受信信号の到来方向に対
するアンテナ利得、すなわち、指向性パターンは、パス
それぞれの信号成分の到来方向に対して大きくなり、他
の遅延波信号成分または干渉波信号成分に対しては小さ
くなるように形成される。
A適応受信装置では、次のような問題点がある。
である。
スそれぞれに対応して独立な適応受信サブブロックを備
えるからである。適応受信サブブロックには、各パスに
応じたアンテナ指向性を形成するため、第kユーザに対
する第mパス用の重み付け合成回路と重み制御回路とを
含んでいるからである。
制御特性が劣化し、特に電力の小さなパスの指向性パタ
ーンを形成することが困難なことである。
を用い、独立な指向性パターンを形成しているため、電
力の小さなパスの誤差信号は、伝送路推定誤差により信
頼性が低下するからである。
共通回路を削減して装置の小形化を図ることができると
共に、パス数が多い場合でも優れた適応制御特性を得る
ことができるCDMA適応受信装置を提供することであ
る。
応受信装置は、符号分割多重信号を受けるN個のアンテ
ナそれぞれの入力に対応して、重み付けを行う重み付け
合成手段とこの重み付けのためのアンテナ重み係数を出
力する重み制御手段とを一組のみ備え、かつ、マルチパ
スを構成するM個のパスそれぞれに対応したタイミング
で前記重み付け合成手段から出力するM個の復調信号と
伝送路推定値とから希望波信号に対する各パス成分の判
定誤差を合成して重み制御用のM個の誤差信号を生成
し、これを更に一つに合成して前記重み制御手段へ出力
する誤差生成手段を備えている。
れた重み付け合成手段と重み制御手段とが一ユーザに対
して一組で済む。また、誤差生成手段がM個の誤差信号
を一つに合成して重み制御手段へ出力することにより、
マルチパスにおけるパス数が多い場合でも優れた適応制
御特性を得ることができる
て図面を参照して説明する。
ロック図である。図1には、受信用のN個のアンテナ1
1 〜1N を有し、M個のパスによりマルチパスを構成す
る第kユーザに対するCDMA適応受信装置の第1の実
施形態が示されている。
個のアンテナ11 〜1N から受信信号を受ける重み付け
合成回路2、遅延回路3、重み制御回路4、遅延回路5
2 〜5M (遅延回路51 は、遅延零のため省略)、逆拡
散回路61 〜6M 、復調回路71 〜7M 、合成器8、判
定器9、および誤差生成回路10が設けられているもの
とする。
に対応してM個ずつの乗算器111〜11M 、減算器1
21 〜12M 、および乗算器131 〜13M を有し、更
にM個のパスそれぞれに対応して遅延回路141 〜14
(M-1) (最後の第M遅延回路14M は、遅延零のため省
略)を備え、M個のパス対応の出力を加算する合成器1
5を設けるものとする。
れるようにN個の複素乗算器211〜21N および合成
器22を有するものとする。
3に示されるように伝送路推定回路71、複素共役操作
回路72および乗算器73を有するものとする。
各構成要素について説明する。
ンテナ11 〜1N それぞれからの入力をN個の複素乗算
器211 〜21N それぞれにおいて、重み制御回路4か
ら受けるアンテナ重み係数Wk1〜WkNそれぞれを乗算
し、この結果を合成器22により加算し、出力するもの
とする。この生成された出力は、第kユーザ固有のアン
テナ指向性パターンによる受信信号である。
み付け合成回路2のN個の入力それぞれを遅延量Dだけ
遅延させて重み制御回路4へ出力する。
れる遅延量Dを持ったアンテナ11〜1N それぞれから
の受信信号と誤差生成回路10の合成器15から出力さ
れる重み制御誤差信号とからアンテナ重み係数Wk1〜W
kNそれぞれを計算して重み付け合成回路2の複素乗算器
211 〜21N それぞれに供給する。
延零のため省略されるが、重み付け合成回路2の出力を
M個のパスそれぞれに分割し、各パスに応じて順次遅延
させる。遅延回路52 〜5M それぞれは、遅延量D2 〜
DM それぞれを有するものとする。
回路6m は、遅延回路5m の出力、第1逆拡散回路61
の場合には重み付け合成回路2の出力、と第kユーザ用
アンテナの重み付け合成回路2の出力とを入力し、第k
ユーザの拡散符号Ck を加えて、後述する相関計算(数
式2参照)を行う。
7m は、逆拡散回路6m の出力に対し伝送路推定回路7
1により伝送路推定を行い、この伝送路推定の出力に対
し複素共役操作回路72により複素共役を求め、この複
素共役を逆拡散回路6m の出力に対し乗算器73により
乗算するものとする。
加算する。判定器9は、合成器8の出力に対して硬判定
を行い、第kユーザ判定信号を出力する。
111 〜11M が、合成器8が出力する第kユーザ判定
信号に復調回路71 〜7M それぞれが出力する伝送路推
定出力を乗算する。減算器121 〜12M の第m減算器
12m は、乗算器11m の出力と逆拡散回路6m の出力
との差を計算し、。各パス毎の判定誤差を検出する誤差
検出回路である。乗算器131 〜13M の第m乗算器1
3m は、減算器12mが出力する判定誤差に第kユーザ
の拡散符号Ck を乗算する。遅延回路141 〜14
(M-1) それぞれは、遅延回路52 〜5M それぞれにより
各パスに与えられた遅延量D2 〜DM それぞれを打ち消
すだけの遅延量を、乗算器131 〜13M それぞれの出
力に与える。従って、第1パスでは遅延量(DM −0
=)DM 、第2パスでは遅延量(DM −D2 )となり、
第Mパスでは遅延量(DM −DM =)0となるので、第
Mの遅延回路14M が省略される。合成器15は、遅延
回路141 〜14(M-1) の出力および乗算器13M の出
力を加算して重み制御誤差信号を生成し、誤差生成回路
10から出力する。
系列の直交関係にある符号Ck,I と符号Ck,Q とからな
る複素符号を用いる場合、M個の逆拡散回路は、1個の
複素乗算器とシンボル区間に亘る平均化回路とにより実
現できる。また、M個の逆拡散回路は、拡散符号Ck を
タップ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実
現することができる。
DMA適応受信装置の動作について説明する。説明する
動作は、第kユーザの第iチップ目の信号処理であるも
のとする。
21N それぞれは、重み制御回路4で生成された最適な
アンテナ重み係数Wk1〜WkNそれぞれをN個のアンテナ
11〜1N それぞれからの受信信号に乗算する。合成器
22は複素乗算器211 〜21N の出力を加算する。
け合成回路2の出力Уk (i) は、受信アンテナi個の要
素を持つ列ベクトルの受信信号r(i) 、また受信アンテ
ナi個の要素を持つ列ベクトルのアンテナ重み係数Wk
の場合、かつ符号Tが転置、符号*が複素共役を表すと
した場合、下記数式1で表される。
重み付け合成回路2の上記出力Уk (i) を、遅延回路5
2 〜5M それぞれの出力信号(第1逆拡散回路61 の場
合には重み付け合成回路2の出力信号)に対して逆拡散
処理を行う。第kユーザのシンボル周期の拡散符号(シ
ョートコード)Ck 、整数j、および、第kユーザの拡
散符号Ck の符号長Lとした場合の第mパス用の逆拡散
回路6mの出力Zk,m (j) は、下記数式2で表される。
関計算を、上記数式2の操作で1シンボルに亘り行い、
シンボル毎に上記出力Zk,m (j) を出力する。
伝送路の推定方法は、例えば、三瓶による「陸上移動通
信用16QAMのフェージングひずみ補償方式」(電子
情報通信学会論文誌 Vol.J72- BII,No.1,pp7-15,198
9. )に示されるように、定期的に挿入された既知のシ
ンボルから、フェージングひずみによる伝送路特性を測
定し、その時系列を内挿することにより全シンボルの伝
送路推定を行う。
“推定値”ξk,m (j) で表す場合、復調回路7m の乗算
器11m は、第mパスにおける伝送路推定結果“推定
値”ξk,m (j) の複素共役を逆拡散回路6m の出力に乗
算して第1パスから第Mパスそれぞれの伝送路による位
相変動を補償する。
力は、合成器8で加算され、次いで判定回路9により硬
判定が行われる。
g :二相位相偏移)変調信号を仮定し、“X”の符号を
大きさ“1”として表す硬判定値Sgn[X]をもって表
す場合、第kユーザ判定信号の“推定値”dk (j) は下
記数式3となる。
は、第kユーザ判定信号“推定値”Dk (j) に伝送路推
定結果“推定値”ξk,1 (j) 〜“推定値”ξk,M(j) そ
れぞれを乗算しており、この結果、復調回路71 〜7M
それぞれの乗算器73で行った伝送路による位相変動の
補償の影響を打ち消している。誤差検出器である減算器
121 〜12M それぞれは、乗算器111 〜11M それ
ぞれの出力と逆拡散回路61 〜6M それぞれの出力との
差を計算し、各パス毎の判定誤差を検出している。乗算
器131 〜13M それぞれは、減算器121 〜12M そ
れぞれの出力である判定誤差に第kユーザの拡散符号C
k を複素乗算する。遅延回路141 〜14(M-1) それぞ
れは受信信号入力側の遅延回路52 〜5M それぞれによ
る遅延時間差をうち消すように乗算器131 〜13M そ
れぞれの出力を遅延させる。合成器15は、遅延回路1
41 〜14(M-1) の出力および乗算器13M の出力を加
算し、重み制御誤差信号ek (i) を生成する。
る重み制御誤差信号ek (i) は、符号lを“0”から
“L−1”までの整数、符号jを整数とする場合、下記
数式4および数式5により表される。
号“推定値”dk (j)を用いているが、第kユーザ判定
信号“推定値”dk (j) の代わりに既知シンボルd
k (j) を用いて重み制御誤差信号ek (j) を作成し、ア
ンテナの重み制御を行う方法でもよい。
(j) に、第mパスの伝送路推定結果“推定値”ξ
k,m (j) を乗算する際、別の手段により各パスの正しい
振幅、第mパスの場合の正しい振幅|“推定値”ξk,m
(j) |が、第1から第Mまでそれぞれ分かる場合には、
数式4の代わりに、下記数式6で表される処理を行うこ
ともできる。
差生成回路10の出力の重み制御誤差信号ek (i) と、
遅延回路3によって遅延させたアンテナ11 〜1N それ
ぞれからの受信信号r(i) とからアンテナ重み係数Wk
を更新する。この処理において、アンテナ重み係数Wk
(i+1) は、重み制御誤差信号ek (i) が最小になるよう
にMMSE(Minimum Mean Square Error :最小平均二
乗誤差)基準により適応的に制御される。例えば、LM
S(Least Mean Square :最小二乗平均)アルゴリズム
を用いた際のアンテナ重み係数Wk の更新式は、ステッ
プサイズμ、ならびに逆拡散、伝送路推定および誤差信
号検出に必要な遅延時間Dとした場合、下記数式7のよ
うに表される。
期で行われることを示しているが、各パスの判定誤差の
検出は、シンボル毎であることから受信信号ri と複素
共役された重み制御誤差信号ek * との積を1シンボル
分積分することにより、更新をシンボル毎に減らすこと
ができる。
適応の収束は早くなるが適応の精度および安定度が劣化
し、一方、ステップサイズμが小さい場合には適応の精
度および安定度に優れるが適応の収束が遅くなるという
特徴を有する。従って、ステップサイズμを適応的に変
化させることにより、十分な収束速度と、適応な精度お
よび安定度とを得ることができる。
適応受信装置の指向性パターンについて説明する。
度差が小さい場合の指向性パターンが示されており、一
つの指向性の山、すなわちアンテナ利得の大きな一つの
部分で直接波と遅延波とをまとめて取込むようなパター
ンが形成される。この場合、収束パターンは、直接波と
遅延波とを独立の指向性パターンで受信する場合とほぼ
同様に形成される。
度差が大きい場合の指向性パターンが示されており、直
接波および遅延波それぞれにより生じる二つの指向性の
山を取込むようなパターンが形成される。
の到来方向に対してアンテナ利得を増加させ、干渉波の
多い到来方向に対してアンテナ利得を減少させるように
指向性パターンが形成されており、アンテナ重み係数は
希望波信号対干渉波信号電力比(SIR)が最大になる
ように制御される。
とは別の実施の形態について説明する。図6には、受信
用のN個のアンテナ11 〜1N を有し、M個のパスによ
りマルチパスを構成する第kユーザに対するCDMA適
応受信装置の第2の実施形態が示されている。
個のアンテナ11 〜1N それぞれから受信信号を受ける
逆拡散フィルタ601 〜60N 、重み付け合成回路2
0、遅延回路D3、重み制御回路4、復調回路71 〜7
M 、合成器8、判定器9、および誤差生成回路100が
設けられているものとする。遅延回路52 〜5M (遅延
回路51 は、遅延零のため省略)、逆拡散回路61 〜6
M 、誤差生成回路100は、M個のパスそれぞれに対応
してM個ずつの乗算器111 〜11M および減算器12
1 〜12M を有し、またM個のパスそれぞれに対応して
遅延回路141 〜14(M-1) (最後の第M遅延回路14
M は遅延零のため省略)を備え、更にM個のパス対応の
出力を加算する合成器15を設けるものとする。
されるようにN個の複素乗算器211 〜21N およびM
個の合成器221 〜22M 、並びに、遅延量D2 〜DM
それぞれを有する各N個の(M−1)組を構成する遅延
回路2521〜252N、〜、25M1〜25MN(第1パスの
遅延回路2511〜251Nは遅延零のため省略)を備える
ものとする。
記第1の実施形態同様、図3に示されるように伝送路推
定回路71、複素共役操作回路72および乗算器73を
有するものとする。
て、各構成要素について説明する。
は、N個のアンテナ11 〜1N それぞれから受ける受信
信号と第kユーザの拡散符号Ck との相関計算をチップ
周期毎に行い、マルチパスを形成するM個のパスの逆拡
散結果に関するパルス列を出力するものとする。すなわ
ち、逆拡散フィルタ601 〜60N それぞれは、拡散符
号Ck をタップ重みとするトランスバーサルフィルタで
あり、図1の逆拡散フィルタ61 〜6M と異なる点は、
逆拡散フィルタ61 〜6M がシンボル毎に1回の逆拡散
結果を出力するのに対して、逆拡散フィルタ601 〜6
0N はチップ毎に逆拡散結果を出力する。
それぞれでは、出力パルス列の中で各パスの到来時間に
相当する出力のみが用いられている。しかし、逆拡散フ
ィルタ601 〜60N と等価的な機能はパス数に相当す
る数の逆拡散回路を用いても実現できる。
成回路20は、図7に示されるように、複素乗算器21
1 〜21N により逆拡散フィルタ601 〜60N それぞ
れの出力パルス列に対してアンテナ重み係数Wk1〜WkN
を乗算し、次いで、遅延回路2521〜252N、〜、25
M1〜25MNによりマルチパスのM個のパスそれぞれに応
じて遅延させた信号を、各パス毎の合成器221 〜22
M それぞれにより加算して出力する。
上記第1の実施形態で説明した復調回路71 〜7M それ
ぞれにより復調され合成器8に出力する。次いで、合成
器8は受けた出力を加算して判定回路9に送り、受けた
信号を判定回路9が硬判定し第kユーザ判定信号として
出力する。
11M それぞれが、各パス毎に、判定回路9の出力の第
kユーザ判定信号に、復調回路71 〜7M それぞれの出
力の伝送路推定出力を乗算し減算器121 〜12M それ
ぞれに出力する。誤差検出器となる減算器121 〜12
M それぞれは、乗算器111 〜11M それぞれの出力
と、重み付け合成回路20の合成器221 〜22M それ
ぞれの出力との差を計算し、各パス毎の判定誤差を検出
する。遅延回路141 〜14(M-1) (最後の遅延回路1
4M は遅延零に設定のため省略)それぞれは受信信号入
力側の重み付け合成回路20の遅延回路2521〜2
52N、〜、25M1〜25MNそれぞれによる遅延時間差を
うち消すように出力を遅延させる。合成器15は、遅延
回路141 〜14(M-1) の出力および減算器12M の出
力を加算し、重み制御誤差信号を生成する。
制御誤差をある遅延量D1 〜DM それぞれ(D1 =0)
で遅延させて並べたパルス列として表される。
力1〜Mを遅延量Dにより遅延させる。重み制御回路4
は、合成器15の出力の重み制御誤差信号と、遅延回路
3により遅延を受けたN個の各アンテナ11 〜1N それ
ぞれの逆拡散結果とを用いてアンテナ重み係数Wk1〜W
kNを計算し重み付け合成回路20の複素乗算器211〜
21N それぞれに出力する。
れる処理では、基底帯域において、ディジタル的に行う
ことが望ましい。このためには、各アンテナの受信信号
を無線帯域から基底帯域へ周波数変換し、アナログ/デ
ィジタル変換を行う必要がある。しかし、この機能の図
示は省略されている。
のような効果を得ることができる。
とである。
ける各パス成分の判定誤差を合成して一つの誤差生成回
路により重み制御誤差信号を生成しているため、アンテ
ナ指向性パターンを形成するアンテナの重み付け合成回
路と、重み制御回路とが一つのユーザに対して一つでよ
いからである。なお、第2の実施の形態では、アンテナ
の直後で逆拡散フィルタを用いて一つのユーザの拡散符
号との相関計算を行っているため、第1の実施の形態と
比較して、重み付け合成回路で遅延回路と合成器とが増
加するが、誤差生成回路の重み制御誤差信号を生成する
際に拡散符号を乗算する必要がなく、また、適応制御を
シンボル単位で行うことができるため、第1の実施の形
態と比較して、適応制御に要する装置規模が小さくなる
からである。
場合でも、優れた適応制御特性が得られることである。
ける各パス成分の判定誤差を合成して一つの重み制御誤
差信号を生成しているからである。
ある。
ブロック図である。
態を示すブロック図である。
合に対する指向性パターンの一形態を示す説明図であ
る。
合に対する指向性パターンの一形態を示す説明図であ
る。
ある。
ブロック図である。
ック図である。
Claims (18)
- 【請求項1】 符号分割多重信号を受けるN個のアンテ
ナそれぞれの入力に対応して、重み付けと合成とを行う
重み付け合成手段とこの重み付けのためのアンテナ重み
係数を出力する重み制御手段とを一組のみ備え、かつ、
前記重み付け合成手段の出力である受信信号からマルチ
パスを構成するM個のパスそれぞれに対応したタイミン
グで復調したM個の復調信号と伝送路推定値とから希望
波信号に対する各パス成分に対応するM個の誤差信号を
生成し、これらを一つに合成して前記重み制御手段へ出
力する誤差生成手段を設けることを特徴とするCDMA
(Code Division Multiple Access :符号分割多元接
続)適応受信装置。 - 【請求項2】 符号分割多重信号を受けるN個のアンテ
ナと、これらN個のアンテナそれぞれに重み付け合成を
行い、マルチパスを形成する希望波信号のM個からなる
パスの全ての到来方向に利得を有する指向性パターンで
希望波信号を受け、干渉波信号を抑圧するアンテナ入力
に対する重み付け合成手段と、この重み付け合成手段の
出力を希望波信号の前記パスそれぞれのタイミングで希
望波信号の拡散符号を用いて逆拡散するM個の逆拡散手
段と、その各出力を復調すると共に複素伝送路推定値を
出力するM個の復調手段と、これらM個の復調手段の出
力を合成する第一の合成器と、この第一の合成器の出力
を受けて判定し、結果を判定信号として出力する判定器
と、前記パスそれぞれで前記判定信号に前記逆拡散手段
の出力および前記複素伝送路推定値それぞれを入力して
生成した判定誤差を合成し、重み制御のための誤差信号
を生成する誤差生成手段と、前記誤差信号に基づいて前
記重み付け合成手段で用いられる前記アンテナに対応す
るアンテナ重み係数を制御する重み制御手段とを備える
ことを特徴とするCDMA適応受信装置。 - 【請求項3】 請求項2に記載のCDMA適応受信装置
において、前記重み付け合成手段は、前記N個のアンテ
ナの受信信号それぞれにN個の複素アンテナそれぞれの
複素アンテナ重み係数を乗算するN個の複素乗算器と、
これらN個の複素乗算器それぞれの出力を合成して出力
する第二の合成器とを備えることを特徴とするCDMA
適応受信装置。 - 【請求項4】 請求項2に記載のCDMA適応受信装置
において、前記M個の復調手段それぞれは、前記M個の
逆拡散手段それぞれの出力を入力して搬送波の振幅およ
び位相を推定し複素伝送路推定値を出力する伝送路推定
手段と、この複素伝送路推定値を受けて複素伝送路推定
値の複素共役を求める複素共役操作手段と、この複素共
役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に乗算し搬送
波位相同期を行うと共に最大比合成のための重み付けを
行う第一の乗算器とを備えることを特徴とするCDMA
適応受信装置。 - 【請求項5】 請求項2に記載のCDMA適応受信装置
において、前記誤差生成手段は、前記判定器の出力であ
る判定信号に前記M個の復調手段の出力である前記複素
伝送路推定値それぞれを乗算し、搬送波位相同期による
位相変化を相殺するM個の第二の乗算器と、このM個の
乗算器それぞれの出力から前記M個の逆拡散手段の出力
を減算して各パスの判定誤差を検出するM個の減算器
と、これら判定誤差それぞれに希望波信号の拡散符号を
乗算するM個の第三の乗算器と、これらM個の第三の乗
算器それぞれの出力を各パスのタイミングに応じて遅延
させるM個の遅延器と、これらM個の遅延器それぞれの
出力を合成して重み制御のための誤差信号を生成する第
三の合成器とを備えることを特徴とするCDMA適応受
信装置。 - 【請求項6】 請求項2から請求項5までのいずれか一
つに記載のCDMA適応受信装置において、前記誤差生
成手段は、収束過程で前記判定信号の代わりに既知シン
ボルを用いることを特徴とするCDMA適応受信装置。 - 【請求項7】 請求項2から請求項5までのいずれか一
つに記載のCDMA適応受信装置において、前記誤差生
成手段は、前記判定信号に各パスの前記複素伝送路推定
値を乗算する際、この推定値の位相に関する成分のみを
乗算し、振幅については別途の手段により求めた振幅を
乗算することを特徴とするCDMA適応受信装置。 - 【請求項8】 請求項2から請求項7までのいずれか一
つに記載のCDMA適応受信装置において、前記重み制
御手段は、前記誤差信号の平均電力が最小になるように
最小二乗平均誤差基準により前記アンテナ重み係数の適
応制御を行うことを特徴とするCDMA適応受信装置。 - 【請求項9】 請求項8に記載のCDMA適応受信装置
において、前記重み制御手段は、前記最小二乗平均誤差
基準により前記アンテナ重み係数の適応制御を行う際、
最小二乗平均アルゴリズムを用いることを特徴とするC
DMA適応受信装置。 - 【請求項10】 請求項9に記載のCDMA適応受信装
置において、前記重み制御手段は、前記最小二乗平均ア
ルゴリズムを用いる際、前記誤差信号と前記N個のアン
テナの受信信号を遅延させた信号との相関結果を1シン
ボル分積分した結果を用いることで、前記アンテナ重み
係数の更新周期をチップ周期からシンボル周期へ低減す
ることを特徴とするCDMA適応受信装置。 - 【請求項11】 符号分割多重信号を受けるN個のアン
テナと、これらN個のアンテナそれぞれの受信信号を希
望波信号の拡散信号を用いてチップ単位で逆拡散するN
個の逆拡散手段と、前記N個のアンテナそれぞれに対応
する逆拡散手段の出力に重み付けを行い、マルチパスを
形成する希望波信号のM個からなるパスの全ての到来方
向に利得を有する指向性パターンで希望波信号を受け、
干渉波信号を抑圧し、希望波信号の前記パスそれぞれの
タイミングで合成した、アンテナ入力に対する重み付け
合成手段と、この重み付け合成手段の出力を復調すると
共に複素伝送路推定値を出力するM個の復調手段と、こ
れらM個の復調手段の出力を合成する第一の合成器と、
この第一の合成器の出力を受けて判定し、結果を判定信
号として出力する判定器と、前記パスそれぞれで前記判
定信号に前記復調手段の入力および前記複素伝送路推定
値それぞれを入力して生成した判定誤差を合成し、重み
制御のための誤差信号を生成する誤差生成手段と、前記
誤差信号に基づいて前記重み付け合成手段で用いられる
前記アンテナに対応する重み係数を制御する重み制御手
段とを備えることを特徴とするCDMA適応受信装置。 - 【請求項12】 請求項11に記載のCDMA適応受信
装置において、前記重み付け合成手段は、前記N個の逆
拡散手段の出力それぞれにN個の複素アンテナ重み係数
それぞれを乗算するN個の複素乗算器と、これらN個の
複素乗算器それぞれの出力を各パスのタイミングで合成
するM個の第二の合成器とを備えることを特徴とするC
DMA適応受信装置。 - 【請求項13】 請求項11に記載のCDMA適応受信
装置において、前記M個の復調手段それぞれは、前記M
個の逆拡散手段それぞれの出力を入力して搬送波の振幅
および位相を推定し複素伝送路推定値を出力する伝送路
推定手段と、この複素伝送路推定値を受けて複素伝送路
推定値の複素共役を求める複素共役操作手段と、この複
素共役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に乗算し
搬送波位相同期を行うと共に最大比合成のための重み付
けを行う第一の乗算器とを備えることを特徴とするCD
MA適応受信装置。 - 【請求項14】 請求項11に記載のCDMA適応受信
装置において、前記誤差生成手段は、前記判定器の出力
である判定信号に前記M個の復調手段の出力である前記
複素伝送路推定値それぞれを乗算し、搬送波位相同期に
よる位相変化を相殺するM個の第二の乗算器と、このM
個の乗算器それぞれの出力から前記M個の逆拡散手段の
出力を減算して各パスの判定誤差を検出するM個の減算
器と、これらM個の減算器それぞれから判定誤差を受け
この判定誤差を各パスのタイミングに応じて遅延させる
M個の遅延器と、これらM個の遅延器それぞれの出力を
合成して重み制御のための誤差信号を生成する第三の合
成器とを備えることを特徴とするCDMA適応受信装
置。 - 【請求項15】 請求項11から請求項14までのいず
れか一つに記載のCDMA適応受信装置において、前記
誤差生成手段は、収束過程で前記判定信号の代わりに既
知シンボルを用いることを特徴とするCDMA適応受信
装置。 - 【請求項16】 請求項11から請求項14までのいず
れか一つに記載のCDMA適応受信装置において、前記
誤差生成手段は、前記判定信号に各パスの前記複素伝送
路推定値を乗算する際、この推定値の位相に関する成分
のみを乗算し、振幅については別途の手段により求めた
振幅を乗算することを特徴とするCDMA適応受信装
置。 - 【請求項17】 請求項11から請求項16までのいず
れか一つに記載のCDMA適応受信装置において、前記
重み制御手段は、前記誤差信号の平均電力が最小になる
ように最小二乗平均誤差基準により前記アンテナ重み係
数の適応制御を行うことを特徴とするCDMA適応受信
装置。 - 【請求項18】 請求項17に記載のCDMA適応受信
装置において、前記重み制御手段は、前記最小二乗平均
誤差基準により前記アンテナ重み係数の適応制御を行う
際、最小二乗平均アルゴリズムを用いることを特徴とす
るCDMA適応受信装置。
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